10029

Функциональные устройства на операционных усилителях

Конспект

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Тема 5. Функциональные устройства на операционных усилителях Занятие 1. Аналоговые электронные устройства на операционных усилителях Учебные методические и воспитательные цели: 1. Изучить основные свойства операционных усилителей ОУ...

Русский

2013-03-20

810.5 KB

146 чел.

62

PAGE  8

Тема 5. Функциональные устройства на операционных усилителях

Занятие 1. Аналоговые электронные устройства

на операционных усилителях

Учебные, методические и воспитательные цели:

1. Изучить основные свойства операционных усилителей (ОУ); схемы включения ОУ в устройства обработки сигналов; принципы построения аналоговых электронных устройств на ОУ.

2. Совершенствовать навыки конспектирования лекций. Развивать инженерное мышление.

3. Воспитывать интерес к профессии офицера-связиста.

Время: 2 часа.

План лекции

п/п

Учебные вопросы

Время

(мин.)

I.

ВВОДНАЯ ЧАСТЬ

5

II.

ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ

80

1. Основные свойства ОУ. Типовые структуры и каскады на ОУ.

50

2. Инвертирующие и неинвертирующие усилители.

30

III.

ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНАЯ ЧАСТЬ

5

Литература:

  1.  Павлов В. Н., Ногин В. Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств: Учебник для вузов. М.: Горячая линия Телеком, 2003. – С.197210
  2.  Якушенко С. А., Ершов Ю. К., Журбин Г. Е., Романов А. Г. Основы схемотехники. Учебное пособие: В 2ч. Новочеркасск, НВИС, 2004. Ч. 2 , С. 142-162, 168-173.

Материальное обеспечение:

1.Плакаты: Каскады операционных усилителей, Применение операционных усилителей.

2.Демонстрационное оборудование на основе ПЭВМ, набор демонстрационных файлов.


ВВОДНАЯ ЧАСТЬ

В настоящее время при проектировании электронных средств широко используют не дискретные элементы (транзисторы, диоды, резисторы, конденсаторы и т. п.), а законченные функциональные узлы, выполненные в виде аналоговых ИС. Такой подход позволяет значительно повысить статические, динамические, эксплуатационные показатели аппаратуры, существенно удешевить и сократить сроки ее проектирования, которое фактически сводится к разработке структуры, удовлетворяющей поставленным требованиям, выбору необходимых аналоговых ИС и согласованию их входных и выходных характеристик. К аналоговым ИС относятся усилители постоянного тока, схемы сравнения (компараторы), источники питания (стабилизаторы напряжения), схемы звуковоспроизводящей и радиоприемной аппаратуры. Однако, несмотря на различие используемой элементной базы, функционального назначения и технологии изготовления основой большинства из них является схемотехника ОУ.

1. Основные свойства ОУ. Типовые структуры и каскады на ОУ

Под ОУ понимают особый класс микроэлектронных устройств, обладающих высоким собственным усилением, очень большим входным сопротивлением и очень малым выходным. По своему схемному построению ОУ являются усилителями постоянного тока, выполненными по дифференциальной схеме.

ОУ изготовляется в виде аналоговой интегральной схемы и имеет, как минимум, пять выводов. Условное графическое изображение на рис. 1. Два вывода ОУ используются в качестве входных, один вывод является выходным, два оставшихся вывода используются для подключения источника питания ОУ. С учетом фазовых соотношений входного и выходного сигналов один из входных выводов (вход 1) называется неинвертирующим, а другой (вход 2) - инвертирующим. Выходное напряжение Uвых связано с входными напряжениями Uвх1 и Uвх2  соотношением

,

где КU0 - собственный коэффициент усиления ОУ по напряжению.

Из приведенного выражения следует, что ОУ воспринимает только разность входных напряжений, называемую дифференциальным входным сигналом, и нечувствителен к любой составляющей входного напряжения, воздействующей одновременно на оба его входа (синфазный входной сигнал).

В ОУ КU0 должен стремиться к бесконечности, однако на практике он ограничивается значением 105    106 или 100  120 дБ.

В качестве источника питания ОУ используют двухполярный источник напряжения (П, ЕП) ± 3  ± 18 В.

Реальные ОУ обычно снабжаются большим числом выводов, которые используются для подключения внешних цепей частотной коррекции, формирующих требуемый вид логарифмической АЧХ усилителя. Они строятся на основе двух-, трех- и более каскадных усилителей постоянного тока.

Основные параметры и свойства операционных усилителей

1. Коэффициент усиления по напряжению характеризует способность ОУ усиливать подаваемый на его входы дифференциальный сигнал:

,      КU0 = 105 106 (100  120 дБ).

2. Входное напряжение смещения. Наличие этого напряжения приводит к нарушению условия, согласно которому Uвых= 0 при Uвx= 0. Иногда это напряжение называют напряжением сдвига нуля. Типовое значение этого напряжения  - единицы - десятки милливольт.

3. Входной ток смещения Iвх  ток, протекающий во входных выводах ОУ и необходимый для обеспечения требуемого режима работы его транзисторов по постоянному току. Типовое значение этого тока - единицы мкА - сотни нА.

4. Входное сопротивление Rвx. Различают дифференциальное входное сопротивление  Rвх диф  и синфазное  входное сопротивление  Rвх син.  При  этом Rвх диф определяется как сопротивление между входами усилителя, а Rвх син - как сопротивление между объединенными входными выводами и нулевой шиной.

Повышение входного сопротивления достигается применением во входных каскадах специальных транзисторов, отличающихся большим коэффициентом усиления по току (единицы тысяч) за счет использования в них предельно тонкой базы или применением ПТ. Типовое значение входного сопротивления - сотни кОм.

5. Выходное сопротивление Rвых - это сопротивление усилителя, рассматриваемого как эквивалентный генератор. Типовое значение выходного сопротивления - сотни ом.

6. Максимальная скорость изменения выходного напряжения V характеризует частотные свойства усилителя при его работе в импульсных схемах; измеряется при подаче на вход ОУ напряжения ступенчатой формы. Типовое значение скорости изменения выходного напряжения - единицы В/мкс.

7. Частота единичного усиления Fmax - это частота, на которой модуль коэффициента усиления ОУ равен единице. Обычно эта частота не превышает нескольких МГц.

Кроме перечисленных, обычно задаются и предельно допустимые значения основных эксплуатационных параметров: максимально допустимое напряжение питания; максимально допустимый выходной ток; диапазон рабочих температур; максимально допустимая рассеиваемая мощность; максимально допустимое входное синфазное напряжение; максимально допустимое входное дифференциальное напряжение  и  др.

Большинство перечисленных параметров сильно зависит от условий эксплуатации. Поэтому эти зависимости обычно задаются графически.

Качество ОУ определяется тем, насколько перечисленные и ряд других свойств приближаются к предельно достижимым.

Для идеального ОУ:

1. Коэффициент усиления по напряжению стремится к бесконечности .

2. Входное сопротивление стремится к бесконечности .

3. Выходное сопротивление стремится к нулю .

4. Если входное напряжение равно нулю, то выходное напряжение также равно нулю .

5. Бесконечная полоса усиливаемых частот - .

6. Напряжение и ток шума равны 0.

Классификация ОУ

Свойства реальных ОУ отличаются от идеальных. Вся номенклатура ОУ подразделяется на классы  (рис.2) в зависимости от того, какие параметры в наибольшей степени приближаются к свойствам идеального ОУ.

Широкополосные ОУ используются для преобразования быстроизменяющихся сигналов. Они характеризуются высокой скоростью нарастания выходного сигнала, малым временем установления, высокой частотой единичного усиления, а по остальным параметрам уступают ОУ общего применения. К сожалению, для них не нормируется время восстановления после перегрузки.

Их основные параметры: скорость нарастания 30 В/мкс; время установления  мкс; частота единичного усиления   МГц.

Прецизионные (высокоточные) ОУ используются для усиления малых электрических сигналов, сопровождаемых высоким уровнем помех, и характеризуются малым значением напряжения смещения и его температурным дрейфом, большими коэффициентами усиления и подавления синфазного сигнала, большим входным сопротивлением и низким уровнем шумов. Как правило, имеют невысокое быстродействие. Их основные параметры:

- напряжение смещения   мкВ;

- температурный коэффициент напряжения смещения нуля (температурный дрейф)  мкВ/°С;

- коэффициент усиления    = 160 000.

ОУ общего применения используются для построения узлов аппаратуры, имеющих суммарную приведенную погрешность на уровне 1 %. Характеризуются относительно малой стоимостью и средним уровнем параметров:

напряжение смещения  Uсм - единицы мВ;

температурный дрейф  - десятки мкВ/°С;

коэффициент усиления КU0 - десятки тысяч;

скорость нарастания - от десятых долей до единиц В/мкс.

ОУ с малым входным током - усилители с входным каскадом, построенным на ПТ. Входной ток  Iвх 100 пА.

Многоканальные ОУ имеют параметры, аналогичные параметрам усилителей общего применения или микромощным усилителям с добавлением такого параметра, как коэффициент разделения каналов. Они служат для улучшения массогабаритных показателей и снижения энергопотребления аппаратуры. Западные фирмы выпускают сдвоенные прецизионные и быстродействующие усилители.

Мощные и высоковольтные ОУ - усилители с выходными каскадами, построенными на мощных высоковольтных элементах. Выходной ток Iвых  100 мА; выходное напряжение Uвых  15 В.

Микромощные операционные усилители необходимы в случаях, когда потребляемая мощность жестко лимитирована (приборы с автономным питанием, приборы, работающие в ждущем режиме). Ток потребления Iпот mах 1 мА.

Все устройства с ОУ можно условно разделить на три разновидности. К первой относятся схемы с глубокими ООС, ко второй - устройства, в которых ОУ используются без ОС, к третьей - схемы на ОУ с ПОС.

Наибольшее распространение получили устройства первой разновидности. Они строятся по схеме однопетлевой ОС, основным усилительным звеном  которой является ОУ с большим коэффициентом усиления Kд. Благодаря этому выполняется условие большой глубины ООС, что обеспечивает практическую независимость свойств устройств обработки на ОУ от обычно весьма неопределенных характеристик самого ОУ.

Передаточные свойства цепи ОС в ОУ могут носить как частотно-независимый, так и частотно-зависимый характер. Большую группу частотно-независимых (резистивных) составляют так называемые масштабные усилители. Коэффициент усиления (масштабирования) оказывается постоянным в широкой частотной области. По существу, масштабные усилители являются широкополосными усилителями, выполненными с применением ОУ.

Отдельную группу составляют схемы на ОУ, в которых передаточные свойства цепи ОС имеют частотно-зависимый (корректирующий) характер. К ним относятся усилители переменных сигналов, при построении которых использованы разделительные и блокирующие конденсаторы. К этой же группе относятся схемы на ОУ, выполняющие функции дифференцирования текущих значений сигналов, а также их интегрирования.

Вольт-амперные характеристики цепи ОС могут быть нелинейными, а в ряде случаев - изменяться под воздействием дополнительных управляющих сигналов.  К схемам с нелинейными преобразованиями сигналов относятся, например, устройства логарифмирования, возведения в степень и др.

Устройства на ОУ, в которых передаточные свойства цепи ОС и соответственно тракта в целом изменяются (управляются) с помощью дополнительного сигнала, называются устройствами параметрического типа. К ним могут быть отнесены, например, схема деления двух сигналов и ряд др. устройств.

В устройствах обработки сигналов в виде схем с глубокими ОС характер преобразования аналоговых сигналов формируется и задается внешней -цепью по отношению к ОУ. Передаточные свойства -цепи ОС и ее звена  могут быть заданы и сформированы с большой определенностью, что обусловливает в условиях глубокой ОС ( ) высокую стабильность характеристик схем на ОУ.

Что же касается схем на ОУ без ОС, а также схем, в которых ОУ охвачен петлей ПОС, то они в первую очередь используются как схемы сравнения двух сигналов (компараторы), а также в качестве автогенераторов сигналов.

Классификация устройств  на основе ОУ представлена на рис. 3.

Таким образом, устройства на основе ОУ относятся к активным RC–цепям (или активным безындуктивным цепям). Следует отметить, что развитие теории линейных безындуктивных цепей стимулировалось многочисленными задачами электросвязи, автоматики, геологии, сейсмографии, биологии, гидролокации и др. областей, в которых шло освоение диапазонов низких и инфранизких частот. Используемые в указанных диапазонах частот катушки индуктивности характеризуются достаточно большим значением параметра L. Его реализация в сочетании с требованием высокой добротности вызывает существенные технологические трудности, приводит к неприемлемым результатам по габаритам и весу, а в ряде случаев оказывается даже невозможной. Кроме того, соответствующие исследования и разработка специальной аппаратуры, функционирующей в сильных магнитных полях, выдвигают требования полной недопустимости в ней катушек индуктивности. Насущные задачи практики, совершенствование микроэлектронной технологии и потенциальные возможности безиндуктивных цепей дали толчок к стремительному развитию теории и методов их проектирования, а также к расширению областей применения.

К настоящему времени наиболее глубоко и полно совершенствовалась теория активных -цепей с сосредоточенными параметрами. Теоретически обосновано и экспериментально доказано, что многие задачи селекции, коррекции и преобразования сигналов могут успешно решаться с помощью активных -устройств в диапазоне частот от долей Гц до единиц МГц. Получаемые при этом схемы по таким важным показателям, как экономичность, технологичность, вес и габариты, возможности настройки и перестройки и даже стабильность характеристик, заметно превосходят RLC- схемы.

Типовые структуры и каскады на ОУ

Способы включения ОУ в схемы устройств

В устройствах с ООС различают три основных способа включения ОУ в схему. Это инвертирующее включение (рис. 4, а), неинвертирующее включение (рис. 4, б) и комбинированное включение (рис. 4, в).

Рассмотрим передаточные и другие свойства схем рис. 4, считая, что ОУ  безынерционные, с малым выходным сопротивлением Rвых и бесконечно большими входными Rвхс и Rвх д. При выполнении этих условий во всех схемах рис. 4 петлевая передача определяется соотношением

.                                                  (1)

Тогда, подставляя (1) в выражение для коэффициента усиления усилителя с ОС с учетом того, что при  условии отсутствия действия ОС в схеме ОУ рис. 4, а исходный коэффициент усиления , а в схеме рис. 4, б , получим следующие результаты:

для инвертирующего включения (рис. 4, а)     ;           (2а)

для неинвертирующего включения (рис. 4, б)

;             (2б)

для комбинированного включения (рис. 4, в)

,   (2в)

где                               ;

.

В ОУ коэффициент ослабления синфазного сигнала  существенно меньше единицы, поэтому с приемлемой для практики точностью можно считать, что

.

На основании этого и соотношения (2) можно утверждать, что передаточные свойства схемных конфигураций в условиях  не зависят от усилительных свойств самого ОУ и определяются только передаточными свойствами цепей ОС.

В схемах рис. 4 вместо двухполюсника в цепи ООС может использоваться трехполюсник, это способствует расширению возможных видов функционального преобразования с помощью ОУ. Такие схемы будут рассмотрены позже.

Анализ свойств схем на ОУ с глубокими ОС (рис. 4) проводят, как правило, приближенным метод анализа: в условиях действия глубокой ООС ( >> 1) можно пренебречь сигнальными значениями напряжения  и тока , считая  

= 0,  = 0, .                                    (3)

Для схемы инвертирующего включения (рис. 4, а) в соответствии с (3) можно составить следующую цепочку равенств, приводящих к результату, аналогичному (2, а):

;   ;  ;    .

Аналогичные выражения можно получить и для схемы неинвертирующего включения (рис. 4, б).  

Применение рассмотренных принципов приближенного анализа позволяет выделить ряд особенностей в свойствах схем рис. 4:

при инвертирующем включении (рис. 4, а) входное сопротивление схемы равно сопротивлению R1 (в связи с псевдозаземленностью точки а);

при неинвертирующем включении (рис. 4, б) входное сопротивление схемы велико (равно 2Rвх с);

при комбинированном включении (рис. 4, в) входное сопротивление по инвертирующему входу равно сопротивлению R1, по неинвертирующему 2Rвх с, а значение тока i1, потребляемого от источника сигнала , зависит от потенциала  (т.к. , где ), т. е. источник сигнала  и   зависят не только от сопротивлений R1 и RОС , но и от внутреннего сопротивления RС- источника сигнала ;

при неинвертирующем и комбинированном включении на входах ОУ может присутствовать существенное синфазное напряжение, равное напряжению , тогда как при неинвертирующем включении это напряжение практически всегда отсутствует.

Рассмотренная методика приближенного анализа оказывается весьма эффективной при изучении нелинейных устройств, когда в схемах рис. 4 в цепи ОС в качестве двухполюсников R1 и RОС  использованы элементы с нелинейными ВАХ.

Контрольные вопросы

  1.  Какое устройство называют ОУ, какими свойствами оно должно обладать в идеальном случае?
  2.  Какие основные требования предъявляются к ОУ?
  3.  Назовите три основных способа включения ОУ в схему обработки сигналов.
  4.  В чем состоит сущность двух основных положений методики приближенного анализа свойств схем на ОУ?

2. Инвертирующие и неинвертирующие усилители

Повторитель напряжения

Повторитель напряжения, построенный на основе ОУ, - это усилитель, охваченный цепью последовательной ООС по выходному напряжению с коэффициентом передачи , т.е. 100 %-ной ООС (рис. 5). Свойства такого усилителя подобны свойствам эмитторного повторителя и для него выполняются условия:

.

.

Если параметры реального ОУ считать близкими к параметрам идеального ОУ, то Rвх = 106  108 Ом,      Rвых 0,1 0,01 Ом.

Учитывая, что собственное входное сопротивление ОУ  стремится к бесконечности, а выходное сопротивление  стремится к нулю, можно сказать, что рассмотренная схема устройства подобно ЭП находит практическое применение в качестве буферного или согласующего элементов.

Неинвертирующий усилитель

Для получения коэффициента передачи, превышающего единицу (в отличие от повторителя напряжения) в схеме данной на рис.1, необходимо обеспечить . Для этого в цепь ООС необходимо ввести делитель напряжения (рис. 6). Такой усилитель называется неинвертирующим усилителем.

Коэффициент передачи делителя в цепи ООС определяется из выражения

.                          (1)

Тогда коэффициент передачи усилителя

.

С учетом  окончательно получим

.               (2)

Часто единицей в выражении (2) можно пренебречь и при определении коэффициента передачи использовать упрощенное выражение

.

Из полученного выражения можно сделать следующие выводы:

  •  коэффициент передачи неинвертирующего усилителя обратно пропорционален коэффициенту передачи цепи ООС, ;
  •  при любых сопротивлениях резисторов в цепи ООС коэффициент передачи неинвертирующего усилителя не может быть меньше единицы, т.е.  , т.к. ;
  •  коэффициент передачи неинвертирующего усилителя  не зависит от , т.е. получили стабильную цепь на не стабильном элементе (за счет глубокой ОС);
  •  обратная связь в неинвертирующем усилителе увеличивает Zвх ОУ, т.к. ОС является по входу последовательной: . При  = 103 105  и   входное сопротивление   увеличивается в 10 1000 раз;
  •  обратная связь в неинвертирующем усилителе уменьшает Zвых ОУ, т.к. ОС является по выходу параллельной:

.

При   = = 103 105 и  выходное сопротивление  уменьшается в 10 1000 раз;

  •  в неинвертирующем усилителе фазы входного и выходного напряжений совпадают, ;
  •  увеличение коэффициента передачи цепи ООС (увеличение глубины ОС) улучшает стабильность схемы, Uвых= Uвх. Чем ближе к единице, тем глубже ООС и, следовательно, тем стабильнее схема.

Таким образом, неинвертирующий усилитель - это ОУ, охваченный ООС по неинвертирующему входу. Устройство, созданное по схеме используется как развязывающее устройство.

Инвертирующий усилитель

Для получения инвертирующего усилителя входной сигнал и сигнал ОС должны подаваться на один и тот же инвертирующий вход, т.е. цепь ООС превращается из последовательной в параллельную. При этом неинвертирующий вход, как правило, соединяют с общей шиной. Типовая схема инвертирующего усилителя  на ОУ приведена на рис. 7. Таким образом, инвертирующего усилителя - это ОУ, охваченный ОС по инвертирующему входу.

Для данного усилителя коэффициент передачи цепи ООС также определяется из выражения (1), т.е.. Однако в отличие от неинвертирующего усилителя входной сигнал попадает на вход ОУ не непосредственно, а через делитель напряжения, образованный этими же резисторами. Предполагая, что, для коэффициента передачи усилителя (рис. 3) можно записать

Полагая  , получим

.                                               (3)

Из выражения (3) следует, что в отличие от неинвертирующего усилителя выбором резисторов цепи ООС коэффициент передачи инвертирующего усилителя может быть уменьшен до сколь угодно малой величины. Изменение коэффициента передачи усилителя до величины, меньшей единицы, достигается за счет действия входного делителя. Действительно, в предельном случае, когда Zoc= 0, коэффициент передачи цепи ООС  и собственный коэффициент передачи сигнала со входа ОУ равен единице. В этом случае выполняется условие . Однако коэффициент передачи делителя, обеспечивающего необходимый входной сигнал ОУ, снижается до нуля (Кдел= 0). Вследствие этого суммарный коэффициент передачи всего ОУ также снижается до нуля.

Для инвертирующего усилителя фазы входного и выходного напряжений сдвинуты относительно друг друга на 180°, т.е. . Поэтому, строго говоря, перед правой частью выражения (3) должен стоять знак минус.

Изменение типа ООС приводит к тому, что входное сопротивление ОУ определяется выражением

При активном характере сопротивлений

Выходное сопротивление инвертирующего усилителя вследствие того, что цепь ООС по-прежнему выполнена по напряжению, мало и определяется выражением

.

Коэффициент усиления схемы, как это следует из выражения (3), не зависит от и его стабильности, а определяется только значениями и стабильностью параметров пассивных элементов  Z1  и  ZОС.

Таким образом, для инвертирующего усилителя:

  •  входное сопротивление инвертирующего усилителя практически равно R1, т.к. непосредственно входное сопротивление усилителя . Это объясняется действием цепи параллельной ООС, которая снижает входное сопротивление усилителя;
  •  при любом входном токе напряжение на инвертирующем и неинвертирующем входе ОУ будет стремиться к нулю. Тогда при любых входных сигналах разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами стремится к нулю. Это подтверждает сделанный ранее вывод и том, что ОУ чувствителен только к разности входных напряжений, которая при больших значениях  исчезающе мала;
  •  даже при не очень больших значениях КU0 приближенные выражения дают приемлемую точность вычислений.

Дифференциальные усилители на ОУ

По своему схемному построению ОУ являются дифференциальными усилителями (ДУ). Но их непосредственное использование в качестве таковых обычно оказывается невозможным из-за большого усиления, его нестабильности и неопределенности. Поэтому построение ДУ с использованием ОУ осуществляется по типу устройств с глубокой ООС. Принципиальная электрическая схема ДУ (усилителя с дифференциальным входом) приведена на рис. 8. По существу, данная схема является комбинацией рассмотренных ранее схем инвертирующего усилителя и неинвертирующего усилителя.

Так как ДУ линейный, то, для выходного напряжения, можно записать:

.      (4)

На практике часто выполняется условие

   и      .                                           (5)

Из выражения (4) следует, что при выполнении условия (5) сигнал на выходе ДУ равен усиленной разности сигналов, присутствующих на его инвертирующем и неинвертирующем входах. При этом коэффициент усиления соответствует коэффициенту усиления ИРУ. Следовательно, рассматриваемая схема может выполнять математическую операцию вычитания двух чисел.

Инвертирующий сумматор

Инвертирующий сумматор (рис. 9) предназначен для формирования напряжения, равного усиленной алгебраической сумме нескольких входных сигналов, т.е. выполняет математическую операцию суммирования нескольких сигналов. При этом выходной сигнал дополнительно инвертируется, отсюда и название - инвертирующий сумматор. В качестве примера на рис. 9 приведена схема инвертирующего сумматора для трех входных напряжений.

Считая ОУ идеальным, можно сказать, что . Однако по приведенной схеме . В этом случае для инвертирующего входа, согласно первому закону Кирхгофа, можно записать

,

откуда выражение для выходного напряжения имеет вид

,                              (6)

т.е. сигнал на выходе равен инверсии от алгебраической суммы входных сигналов, взятых со своими масштабными коэффициентами.

В частном случае, если , из выражения (6) получим

.                                             (7)

Выражение (7) справедливо для любого числа входных напряжений.

Схема сложения - вычитания

В схеме, приведенной на рис. 10, входные сигналы подавались на инвертирующий вход ОУ. Вследствие этого выходной сигнал равнялся инвертированной сумме входных напряжений. Однако входное напряжение можно подавать на различные входы ОУ через соответствующие резисторы. Это позволяет получить на выходе усиленную разность входных напряжений. Схема усилителя, в которой на инвертирующий и неинвертирующий входы ОУ одновременно подается несколько напряжений, носит название схемы сложения - вычитания (рис. 10).

Складывая соответствующие проводимости, применительно к схеме, данной на рис. 10, для условия равенства однотипных резисторов , можно записать

.                (8)

Каждый член полученного выражения равен значению коэффициента передачи схемы по соответствующему ее входу. Поэтому для обеспечения работоспособности усилителя, созданного по схеме, приведенной на рис. 6, сумма коэффициентов передачи по его инвертирующим входам должна равняться сумме коэффициентов передачи по его неинвертирующим входам.

При выполнении условия (8) для выходного напряжения рассматриваемого усилителя можно записать

.   (9)

На практике может оказаться, что при обеспечении требуемых коэффициентов передачи по каждому входу условие (8) не будет выполняться, и выходное напряжение такой схемы не будет определяться выражением (9). В этом случае необходимо провести так называемую балансировку схемы. Она сводится к введению в схему дополнительного резистора, включенного между общей шиной и входом усилителя, требуемая величина которого определяется условием (8).

Неинвертирующий сумматор

Данная схема может быть получена как частный случай схемы сложения-вычитания. Для этого в схеме, приведенной на рис. 6, входные напряжения необходимо подавать только на неинвертирующий вход ОУ, что реализовано на рис. 11 на примере трехвходового сумматора.

Чтобы выходное напряжение усилителя определялось выражением

,

должно выполняться условие (8), т. е.

,                                              (10)

Необходимую балансировку схемы можно выполнить соответствующим подбором сопротивления резистора RБ.

Интегратор

Интегратором называется электронное устройство, выходной сигнал которого пропорционален интегралу по времени от его входного сигнала. Простейшая схема интегратора, выполненная на ОУ, приведена на рис. 12, а. Данная схема характерна для инвертирующего усилителя, в цепь ОС которого включен конденсатор С. Если , то можно принять

.   (11)

Тогда передаточная функция такого устройства с учетом соотношения (11) при условии  Roc = Zoc(p):

.                                         (12)

Полученное выражение является операторной передаточной функцией идеального интегрирующего звена с постоянной времени  = RC.

Схема на рис. 12, а обладает следующими свойствами:

  •  частота, на которой коэффициент передачи интегратора равен единице, не зависит от собственного коэффициента усиления ОУ и полностью определяется параметрами его внешней цепи;
  •  диапазон интегрирования реального интегратора ограничен снизу частотой , что является следствием ограничения максимального коэффициента усиления ОУ;
  •  диапазон интегрирования реального интегратора ограничен сверху частотой , что является следствием ограничения полосы пропускания ОУ.

Таким образом, устройство, схема которого приведена на рис. 12, а, может использоваться как интегратор только в диапазоне частот cp <  < .

Для повышения точности работы интегратора необходимы дополнительные меры, например:

  •  использование ОУ с малыми значениями Ucм, Iвx и Iвх;
  •  применение внешних цепей компенсации Ucм, Iвx и Iвх;
  •  ограничение максимального времени интегрирования;
  •  использование внешних цепей принудительного обнуления интегратора рис. 12, б.

Используя рассмотренные принципы, на основе ОУ можно строить и более сложные схемы интеграторов. Например, схемы, в которых выходное напряжение равно интегралу от разности входных напряжений либо от суммы нескольких напряжений. В этом случае можно воспользоваться схемами сложения и вычитания с последующим интегрированием.

Дифференциатор

Дифференциатором называется устройство, выходной сигнал которого пропорционален производной от его входного сигнала. Другими словами, выходной сигнал дифференциатора пропорционален скорости изменения его входного сигнала. Простейшая схема дифференциатора, выполненная на ОУ, приведена на рис. 13, а. Данная схема является инвертирующим усилителем, в цепь ОС которого включено апериодическое RC-звено. Передаточная функция такого устройства может быть найдена с использованием выражения (11):

                          (13)

Передаточная функция (13) соответствует идеальному дифференцирующему звену.

Необходимо отметить, что схема дифференциатора (рис. 13, а), вследствие специфики своей ЧХ, кроме полезной составляющей входного сигнала усиливает также высокочастотные составляющие внешних помех и собственных шумов. Все это приводит к значительной погрешности выходного напряжения. Поэтому верхнюю частоту рабочего диапазона схемы следует уменьшать.

Для ограничения частотного диапазона схемы в нее вводят дополнительные элементы Rк и Ск (рис. 13, б). С учетом этих элементов ОПФ дифференциатора имеет вид

.

На практике обычно выбирают RкС = RСк. Поэтому на частотах  схема дифференцирует входной сигнал. При дальнейшем увеличении частоты начинается интегрирование входного сигнала. Это снижает чувствительность схемы к действию внешних помех.

Контрольные вопросы

1. Докажите, что дифференциальный усилитель может выполнять математическую операцию вычитания двух чисел.

2. Объясните, каким образом можно уменьшить погрешность выходного напряжения реального интегратора.

ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНАЯ ЧАСТЬ

Задание на самостоятельную работу:

  1.  Изучить материал по рекомендованной литературе. Дополнить конспект лекции.
  2.  Самостоятельно рассмотреть вопрос: Нелинейные преобразователи на основе ОУ Л1, Л2.
  3.  Ответить на контрольные вопросы и вопросы 5.1-5.7 II раздела ОК.

Текст лекции разработал:

Старший преподаватель кандидат технических наук доцент

полковник                    п\п             С. Токарев

Рецензент:

Заместитель начальника кафедры

кандидат технических наук

полковник               п\п                   А. Степанов

Тема 5. Функциональные устройства на

операционных усилителях

Занятие 2. Схемотехника аналоговых электронных устройств на ОУ

Учебные, методические и воспитательные цели:

1. Изучить принципы построения фильтров и генераторов на основе операционных усилителей.

2. Совершенствовать навыки конспектирования лекций. Развивать инженерное мышление.

3. Воспитывать интерес к профессии офицера-связиста.

Время: 2 часа.

План лекции

п/п

Учебные вопросы

Время

(мин.)

I.

ВВОДНАЯ ЧАСТЬ

5

II.

ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ

80

1. Активные RC фильтры.

40

2. RC – генераторы гармонических колебаний.

40

III.

ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНАЯ ЧАСТЬ

5

Литература:

  1.  Павлов В. Н., Ногин В. Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств: Учебник для вузов. М.: Горячая линия Телеком, 2003. – С.298315
  2.  Якушенко С. А., Ершов Ю. К., Журбин Г. Е., Романов А. Г. Основы схемотехники. Учебное пособие: В 2ч. Новочеркасск, НВИС, 2004. Ч. 2 , С. 206-225.

Материальное обеспечение:

1.Плакаты: Каскады операционных усилителей, Применение операционных усилителей.

2.Демонстрационное оборудование на основе ПЭВМ, набор демонстрационных файлов.


ВВОДНАЯ ЧАСТЬ

Как известно из курса “Основы теории цепей”, активными называют фильтры, состоящие из резисторов, конденсаторов и активных элементов, например усилителей. Они позволяют не включать в них катушки индуктивности (которые громоздки, особенно в фильтрах с низкими рабочими частотами), но, несмотря на это, обладают хорошей избирательностью. Последнего удается достигнуть благодаря компенсации потерь энергии в RC-фильтрах с помощью активных элементов - чаще усилителей, охваченных ОС.

У активных -фильтров по сравнению с их пассивными LC-аналогами есть и недостатки, обусловленные наличием усилителей. Это необходимость питания, ограниченный динамический диапазон (из-за вносимых шумов и ограниченности максимальной амплитуды), дополнительные нелинейные искажения, пониженная надежность. Стоимость усилителей не всегда ниже стоимости катушек. Однако малые размеры и возможность автоматизации производства по интегральной технологии делают активные фильтры перспективными.

ОСНОВНАЯ  ЧАСТЬ

1. Активные RC фильтры

Звенья ФНЧ и ФВЧ первого порядка

Синтез фильтров чаще всего осуществляют каскадным методом путем последовательного соединения базовых звеньев первого и второго порядка. Он обеспечивает простоту расчёта, практического осуществления и настройки, т.к. последняя для каждого звена выполняется индивидуально.

Звенья ФНЧ и ФВЧ первого и второго порядка строятся чаще на основе схемы ИНУ, что обеспечивает сочетание функций фильтрации и необходимого усиления при минимальном числе деталей.

Звенья первого порядка содержат по одному конденсатору. В схеме звена ФНЧ (рис. 1,а) входной ток не зависит от частоты и весь протекает через цепь R2(при ). С повышением частоты уменьшается сопротивление этой цепи, а значит, и напряжение на ней, равное выходному напряжению звена. Его АЧХ представлена на рис. 1,б плавной кривой. Линейно-ломаная - это асимптотическая аппроксимация. Масштаб по оси частот логарифмический.

В звене ФВЧ (рис. 1,в) на низких частотах конденсатором С умень-шается входной ток, а значит, и напряжение на R2, т.е. выходное напряжение.

Ввиду ничтожно малого дифференциального входного напряжения ОУ все входное напряжение звена падает на цепи R1,С, которая и определяет частоту полюса оп=1/R1С (рис. 1,г).

В ПП любого из этих звеньев влияние конденсаторов почти не проявляется. Поэтому получаются схемы инвертирующих усилителей с коэффициентом усиления Kо=-R2/R1.

Звенья второго порядка на усилителях с конечным

коэффициентом усиления

Активные звенья второго порядка строятся на основе усилителей с частотно-зависимой ОС. Такие звенья можно разделить на две группы:

в первую входят звенья на неинвертирующем усилителе, с конечным коэффициентом усиления (от долей единицы до нескольких единиц);

во вторую группу входят фильтры на инвертирующих усилителях с очень большим (теоретически бесконечным) усилением.

Звенья второго порядка первой группы не инвертируют фазу сигнала, а усилители в них для получения малого К строятся с глубокой ООС. Это обеспечивает им стабильность усиления, широкую ПП, высокое входное и низкое выходное сопротивления. Это необходимо для точной реализации выбранной передаточной функции и взаимной развязки звеньев при их каскадном соединении. Звенья на основе неинвертирующего усилителя с малым К (кроме режекторных) часто называют схемами Саллена и Кея, которые первыми опубликовали их в 1955 г.

Звено ФНЧ

Основу звена составляет  RС-фильтр  из двух ячеек  (R1,C1  и  R22   на рис. 2, а). Его особенностью является подключение второго вывода конденсатора С1 не к земле, а к выходу неинвертирующего усилителя, включенного после фильтра. Благодаря этому создается ПОС, которая действует в основном в окрестности частоты среза (спада) и увеличивает коэффициент усиления, а следовательно, резкость изгиба АЧХ (см. рис. 2, б), приближая изгиб к излому, т.е. к линейно-ломаной, состоящей из двух полуасимптот - горизонтальной и наклонной.

Ниже частоты среза глубина этой ОС уменьшается из-за повышения сопротивления конденсатора С1, а выше - из-за понижения сопротивления ХС2. Чем больше коэффициент усиления усилителя

,                   (1)

тем больше глубина ОС и резкость изгиба АЧХ, которая определяется добротностью Q звена. При Q>0,707 на его АЧХ образуется даже местный подъем или максимум. Допустимое К не превышает нескольких единиц во избежание самовозбуждения. На высоких частотах . Поэтому входное и выходное напряжения усилителя малы. Последнее означает, что нижний вывод конденсатора С1 как бы заземлен. Получается пассивный  RC-фильтр из двух ячеек. Крутизна его асимптоты -40 дБ/дек.

Найдём передаточную функцию звена в операторной форме. При этом будем считать коэффициент усиления К неинвертирующего усилителя действительным числом (не зависящим от частоты), , а . Входное напряжение усилителя можно записать как сумму некоторых напряжений U1 и U2, создаваемых по отдельности входным и выходным напряжениями схемы. Тогда . Напряжения и можно записать, используя теорему об эквивалентном генераторе ЭДС и разрывая левый вывод резистора R2:

,    ,              (2)

где   .

Совместное решение этих уравнений и нормировка (деление на К) дают

.              (3)

Это нормированная передаточная функция полиномиального звена ФНЧ второго порядка по схеме рис. 2, а. Сравнивая её с нормированной передаточной функцией звена ФНЧ второго порядка:

,                                (4)

находим собственную частоту звена и его добротность:

,                                                                    (5)

,                                                                 (6)

где обозначено ;   . 

Из (6) видно, что для получения большого Q надо увеличивать К, т. е. уменьшать знаменатель дроби. Но тогда Q будет очень чувствительна к изменениям m и  n и особенно K, т. е. нестабильна.

Заметим, что если все сопротивления фильтра (здесь R1и R2) умножить, а емкости разделить на одно и то же число, то 0 и Q, а следовательно, и АЧХ фильтра не изменятся. Это относится ко всем видам фильтров. Изменится лишь входное сопротивление.

Таким образом, имеем только два уравнения (5 для 0 и  6  для Q), но пять неизвестных: R1, R2, С1, С2 и К. Поэтому некоторые величины можно задавать исходя из практических соображений, например унификации элементов. Фильтр является более технологичным (проще для производства), если однотипные элементы различаются по номиналам несильно, т. е. желательно, чтобы т и п меньше отличались от единицы. В первую очередь следует выбирать стандартные номиналы емкостей конденсаторов, т.к. для резисторов имеются более подробные ряды номинальных значений сопротивлений и их выбор не составит труда.

Звено ФВЧ и полосовое звено

Если в ФНЧ все конденсаторы заменить резисторами, а резисторы конденсаторами (кроме R3 и R4, относящихся к усилителю), то получим ФВЧ (рис. 2,б). Это схема звена ФВЧ Саллена и Кея. Принцип использования в нем неинвертирующего усилителя тот же. Через R1 замыкается петля ПОС, действующей в окрестности частоты среза, что увеличивает здесь коэффициент передачи и резкость изгиба АЧХ. На более НЧ глубина ОС уменьшается из-за увеличения ХС2, а на высоких - из-за уменьшения ХС1. Находя для этой схемы передаточную функцию и сравнивая ее с нормированной передаточной функцией второго порядка для звена ФВЧ:

                                                         (7)

получаем для собственной частоты и добротности

,                                                                  (8)

,                                             (9)

где по-прежнему m=C2/Cl, n=R2/R1. В частности, при R1=R2=R и С1=С2=С получаем , . т. е. такие же, как и для ФНЧ.

При  К = 1  и  m = l имеем ,   .

На основе неинвертирующего усилителя с конечным К можно построить также звено полосового фильтра (ПФ). Для этого на входе усилителя (рис. 3,а) включаются друг за другом ячейки R1,С1 и С2, R2, которые соответственно представляют пассивные ФНЧ и ФВЧ первого порядка. Они образуют ПФ. Неинвертирующий усилитель обычно выполняется на ОУ по той же схеме, что и на предыдущем рисунке. Резистор R3 создает положительную частотно-зависимую ОС, которая заметно увеличивает усиление лишь в окрестности частоты резонанса о звена и тем обостряет резонансную АЧХ (рис. 3,б), сужая ПП, т. е. увеличивает добротность. Эта ОС на более низких частотах действует слабо из-за большого сопротивления конденсатора С2, а на высоких - из-за шунтирующего действия конденсатора С1.

Передаточная функция полосового звена второго порядка получается путем замены переменной  в функции

звена ФНЧ первого порядка. В ненормированном виде она записывается

,                                              (10)

где и Q - резонансная частота (частота максимума АЧХ) и добротность звена.

Если найти передаточную функцию схемы и сравнить ее с (10), то получим формулы для частоты резонанса добротности Q, усиления на резонансной частоте Kрез и ширины полосы пропускания  (на уровне 0,707). В частности, при R1=R2=R3=R и С12 оказывается

, ,                  (11)

Отсюда видно, что если К = 4, то Q =Крез = и звено возбуждается. Поэтому должно быть К < 4.

Из выражений для Q и Крез видно, что при большом Q (т. е. ) на них сильно влияет нестабильность коэффициента К. Нетрудно найти соответствующие чувствительности

,                                            (12)

При  обе они близки к 30, т. е. изменение К лишь на 1% приводит к изменениям Q и Крез примерно в 1,3 раза. Поэтому для реализации  лучше применить другую схему звена ПФ.

Форма АЧХ полосового звена второго порядка одногорбая, так как получается на основе функции ФНЧ первого порядка. Для получения более плоской вершины строят ПФ более высокого порядка (для ПФ он всегда чётный). Они позволяют реализовать различные характеристики (Баттерворта, Чебышева и т.д.). Такие ПФ содержат по нескольку взаимно расстроенных звеньев второго порядка. Возможен и другой способ построения ПФ - путем последовательного включения ФНЧ и ФВЧ. Такой способ наиболее подходит для получения широкополосных ПФ.

Режекторное звено на основе двойного T-образного моста

Звено второго порядка режекторного фильтра (РФ) на неинвертирующем усилителе с малым К (рис. 4, а) содержит во входной цепи усилителя двойной Т-образный мост. Нижние выводы СЗ и R3 можно считать заземленными (через пренебрежимо малое выходное сопротивление усилителя). Такой мост, как известно, имеет характеристику с нулем передачи на частоте квазирезонанса (или собственной) (рис. 4,б). Нуль обусловлен тем, что сигнал через мост проходит по двум параллельным путям. Результаты прохождения по ним можно рассмотреть раздельно, каждый раз условно закорачивая вход одного из них, а затем сложить (принцип суперпозиции). Цепь R1, R2 (совместно с СЗ и С2, С1) действует как ФНЧ и вносит запаздывание по фазе, а цепь С1,С2 (совместно с R3 и R2, R1) действует как

ФВЧ и вносит опережение по фазе. На частоте сигналы проходят на выход моста в противоположных фазах и компенсируются. При выполнении условия нулевого баланса

(R1 || R2)R3 = (С12)/С3 = = n,                 (13)

где п - любое положительное число, компенсация на частоте  получается полной. Вдали от коэффициент передачи моста близок к единице.

В схеме моста три реактивных элемента, и поэтому его передаточная функция представляет собой дробь, содержащую в знаменателе полином третьей степени. Однако при выполнении условия нулевого баланса моста порядок фильтра снижается до двух. Нормированная передаточная функция любого режекторного звена второго порядка имеет вид

.                                          (14)

Для уменьшения количества номиналов и симметрии моста обычно принимают R1 = R2  =R,   С1 = С2 = С. Тогда (13) даёт

,

а частота квазирезонанса и добротность моста оказываются:

,   .

Часто берут n = 1, тогда Qм = Qм max = 0,25. В случае варианта равнономинальных ёмкостей n = 2 имеем Qм= 0,2357. То и другое меньше максимально возможного Qм = 0,5, достигаемого при сильной асимметрии моста. Однако последняя даёт неприемлемые входное и выходное сопротивления.

Элементы СЗ, R3 моста соединены с выходной клеммой усилителя, что создаёт ПОС. Она действует и увеличивает коэффициент передачи активного звена в основном в окрестности частоты , т.к. коэффициент передачи моста от общей точки СЗ и R3 ко входу усилителя (при заземленном входе звена) имеет максимум  на частоте . Это дает максимум глубины ОС, что увеличивает резкость изгиба АЧХ, т.е. сужает полосу подавления . На рис. 4,б штриховыми линиями показана АЧХ звена без ОС, а сплошными с ОС.

Передаточная функция как самого моста, так и активного звена его основе, конечно, выражаются одной и той же формулой (14). Однако у активного звена добротность Q больше. Опуская доказательство, приведём окончательные результаты анализа - выражения добротности звена и её чувствительности:

,  

Устойчивость (т. е. Q > 0) обеспечивается при К < 1. Но на основе ОУ проще осуществить неинвертирующий усилитель с низким выходным сопротивлением, имеющий контролируемое К не меньше, а больше единицы. Для его применения схему звена РФ необходимо несколько изменить, присоединив нижний на схеме вывод СЗ (рис. 4,в) или R3 (рис. 4,г) не к точке выхода усилителя, а к земле. Тогда ОС становится слабее, так как из двухпетлевой превращается в однопетлевую, и требуемое К возрастает. Отыскание передаточных функций для этих схем и сопоставление их с (14) позволяют найти добротность и её чувствительность.

Для первого измененного варианта (рис. 4,в)

,  .

где  - критическое значение коэффициента усиления, при достижении которого нарушается устойчивость. Допустимое К < Ккр.

Для второго варианта (рис. 4,г)

,  ,  .

Практическим недостатком схем является некоторое пропускание сигнала частоты из-за неточности R и С (разбалансирование моста), которое дополнительно увеличивается ПОС. Это препятствует получению очень узкой полосы подавления.

Для получения широкой полосы подавления строят РФ более высокого порядка путем каскадного соединения взаимно расстроенных режекторных звеньев либо параллельного включения ФНЧ и ФВЧ с последующим суммированием сигналов.

2. RC – генераторы гармонических колебаний

RC – генератором гармонических колебаний называется генератор, в котором вместо колебательных систем, содержащих индуктивности L и ёмкости C, применяются резистивно-ёмкостные (RC) цепи, обладающие частотной избирательностью. Это связано с тем, что с понижением частоты резко увеличиваются размеры катушек индуктивности, их масса, снижается добротность LC – контура. RC – генераторы представляют собой комбинацию активных четырёхполюсников (усилителей) и пассивных RC – цепей для создания обратной связи (ОС).

Cхема RC генератора с мостом Вина и с нулевым фазовым сдвигом

RC генератор представляет собой комбинацию активного четырёхполюсника (усилителя) и пассивной RC цепи.

Рассмотрим схему RC генератора с мостом Вина и с нулевым фазовым сдвигом, выполненную на операционном усилителе (рис. 5).

Характерной особенностью схем RC генераторов с нулевым фазовым сдвигом в цепи обратной связи является использование в них усилителей, не инвертирующих фазу входного напряжения.

Передаточная функция такого усилителя

                                                       (15)

должна выражаться вещественным положительным числом во всём диапазоне частот генерируемых колебаний, т.е. .

Фазовый сдвиг в усилителе , n = 0, 1, 2, ...

В качестве такого усилителя в схеме (рис 1) используется операционный усилитель с неинвертирующим входом.

С выхода ОУ напряжение обратной связи подаётся на его неинвертирующий вход через RC цепь обратной связи.

Цепь обратной связи в RC генераторах, выполненных на ОУ представляет собой, как правило, сочетание звеньев фильтров нижних частот и фильтров верхних частот, образованных RC элементами (рис. 6).

Напряжение обратной связи с выхода ОУ подаётся на его неинвертирующий вход через цепь обратной связи, образованную резисторами R1 R2 и конденсаторами C1 C2.

Резистивная цепочка R3 R4 образует ещё одну обратную связь – отрицательную, которая предназначена для изменения коэффициента усиления усилителя

                                                          (16)

путём соответствующего подбора величин R3 R4. Напряжение отрицательной обратной связи поступает на инвертирующий вход операционного усилителя.

В диапазоне относительно низких частот генерируемых колебаний реактивные параметры усилителя не оказывают существенного влияния на процессы в схеме генератора, поэтому схема замещения усилителя может быть представлена в виде активной цепи (рис. 7), состоящей управляемого источника напряжения KU1 входного сопротивления Rвх и выходного сопротивления Rвых.

Сопротивления Rвх и R1 параллельно соединены, тогда общее сопротивление является эквивалентным сопротивлением R цепи ОС:

.                                                            (17)

Сопротивления Rвых и R2 параллельно соединены, тогда общее сопротивление является эквивалентным сопротивлением R цепи ОС:

.                                                           (18)

Тогда схема замещения RC генератора будет иметь вид (рис. 8)

Рассмотрим параметры элементов схемы, при которых в RC генераторе возможен стационарный режим колебаний, т.е. выполняются условия стационарности:

баланс амплитуд   KKОС = 1;                                                      (19)

баланс фаз  , где  n = 0, 1, 2, ... ,                         (20)

где KОС – коэффициент передачи цепи ОС.

Коэффициент передачи цепи ОС KОС можно определить, используя рис.3:

,                                                                    (21)

где  = ;

= ;

; ; .

Подставив значения Z1, Z2, τ1, τ2 в выражение (21) для коэффициента передачи цепи ОС   KОС  и получим:

,                                                   (22)

где .

Приняв в данном выражении p = , нетрудно заметить, что коэффициент передачи цепи ОС является комплексной функцией частоты ω:

.                                                             (23)

На рис. 9 представлены графики зависимости от частоты модуля KОС(ω) и фазы φ(ω) коэффициента передачи цепи ОС.

Из графиков видно, что RC цепь ОС автогенератора обладает частотной избирательностью. Существует такое значение частоты ω0, при котором фазовый сдвиг в цепи обратной связи равен нулю: φОС(ω) = 0, а коэффициент передачи цепи ОС является вещественной величиной: . Это значение частоты определяется по формуле

.                                                   (24)

Подставив в выражение  (22) значение p0 = j0 = , получаем выражение для величины коэффициента передачи цепи обратной связи на частоте 0

.                                (25)

На частоте =0 выполняется условие баланса фаз (20), так как , и согласно условия (20) , n = 0, 1, 2, ...

Подставив величину Kос(0) из выражения (25) в выражение (19), получим требуемое значение коэффициента усиления ОУ  К, при котором выполняется условие баланса амплитуд (19):

.                                            (26)

Изменяя величины R3 R4 в схеме (рис. 5), можно подобрать значение K, удовлетворяющее условию (26).

ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНАЯ ЧАСТЬ

Задание на самостоятельную работу:

  1.  Изучить материал по рекомендованной литературе.
  2.  Дополнить конспект лекции.
  3.  Ответить на контрольные вопросы и вопросы 5.8-5.11 II раздела ОК.

Текст лекции разработал:

Старший преподаватель кандидат технических наук доцент

полковник                    п\п             С. Токарев

Рецензент:

Заместитель начальника кафедры

кандидат технических наук

полковник               п\п                   А. Степанов

Занятие № 3. Устройства обработки сигналов

Учебные, методические и воспитательные цели:

1. Изучить принципы построения преобразователей сигналов на основе операционных усилителей (ОУ).

2. Совершенствовать навыки конспектирования лекций. Развивать инженерное мышление.

3. Воспитывать интерес к профессии офицера-связиста.

Время: 2 часа.

План лекции

п/п

Учебные вопросы

Время

(мин.)

I.

ВВОДНАЯ ЧАСТЬ

5

II.

ОСНОВНАЯ ЧАСТЬ

80

1. Схемотехника аналого-цифровых устройств.

40

2. Устройства перемножения и деления сигналов.

40

III.

ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНАЯ ЧАСТЬ

5

Литература:

  1.  Павлов В. Н., Ногин В. Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств: Учебник для вузов. М.: Горячая линия Телеком, 2003. – С.248257, 237-241
  2.  Якушенко С. А., Ершов Ю. К., Журбин Г. Е., Романов А. Г. Основы схемотехники. Учебное пособие: В 2ч. Новочеркасск, НВИС, 2004. Ч. 2 , С. 195-201, 258-281.

Материальное обеспечение:

1.Плакат: Применение операционных усилителей.

2.Демонстрационное оборудование на основе ПЭВМ, набор демонстрационных файлов.


ВВОДНАЯ ЧАСТЬ

На прошлых лекциях уже были изучены принципы построения различных устройств на основе ОУ. На данной лекции будут рассмотрены варианты применения ОУ в схемах устройств перемножения и деления сигналов, а также в схемах аналого-цифровых устройств.

1. Схемотехника аналого-цифровых устройств

В дисциплине "Теория электрической связи (ОПТКСС)" Вы изучили принципы аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразований. Позже в дисциплине "Вычислительная техника и информационные технологии" будут рассмотрены схемы, реализующие эти преобразования. Цель этой лекции рассмотреть принцип построения основных элементов АЦП и ЦАП, которые реализованы с применением ОУ.

Рассмотрим некоторые варианты построения АЦП и ЦАП в схемах которых применяются ОУ.

ЦАП с суммированием токов

Большинство серийно выпускаемых ИС ЦАП реализуют именно этот принцип. Их отличие состоит лишь в способе получения разрядных токов и используемой схемотехнике.

В простейшем случае для получения эталонных источников тока (ИТ) можно к источнику напряжения Uвх подключить ряд резисторов, сопротивления которых пропорциональны весовым коэффициентам входного кода (рис. 1). Такие резисторы называют взвешенными. Так как для ОУ Ua=Ub=0, то токи резисторов схемы будут обратно пропорциональны их сопротивлениям , где , и для выходного напряжения устройства справедливо выражение

,                                             (1)

т.е. выходное напряжение ОУ прямо пропорционально выходному току ЦАП и сопротивлению Rooc и не зависит от сопротивления выходной нагрузки ОУ.

Эта схема аналогична рассмотренной ранее схеме инвертирующего сумматора, который предназначен для формирования напряжения, равного усиленной алгебраической сумме нескольких входных сигналов, т.е. выполняет математическую операцию суммирования нескольких сигналов, в данном случае эталонных токов.

АЦП последовательного счета

Схема АЦП последовательного счета со счетчиком показана на рис. 2. Устройство содержит генератор тактовых импульсов (ГТИ), элемент 2И (DD1), счетчик (DD2), ЦАП, компаратор DA.

Как работает АЦП будет подробно рассмотрено в курсе дисциплины "Вычислительная техника и информационные технологии". Мы лишь остановимся на рассмотрении одного элемента схемы компараторе.

Компараторами (от английского слова comparison - сравнение) называют устройства, выполняющие функцию сравнения двух сигналов. Компараторы находят широкое применение в системах преобразования аналоговых сигналов в цифровые, в ключевых регуляторах и стабилизаторах напряжения, в пороговых устройствах и в ряде других схем, где требуется определять моменты равенства двух сигналов.

В идеальном компараторе его выходное напряжение Uвых может принимать только два значения, одно из которых соответствует уровню логической 1  , а другое логического 0 , при этом работа компаратора осуществляется в соответствии со следующими правилами:

если , т.е. , то ;

если , т.е. , то ;

если , т.е. , то компаратор находится в состоянии переключения, где , - сравниваемые сигналы.

Сквозная передаточная характеристика устройства, работа которого отвечает указанным правилам, приведена на рис. 3 (эпюра 1).

В схемах компараторов в качестве их основного функционального звена используют ОУ без цепи ООС. При таком построении схемы он обладает высоким значением коэффициента усиления К0=Кд относительно напряжения .

Его сквозная передаточная характеристика подобна характеристике идеального компаратора, за исключением области, относящейся к малым значениям напряжения uд (эпюра 2 на рис. 3), когда . В этой области компаратор работает в линейном (усилительном) режиме, следовательно, состоянию переключения компаратора соответствует целая область значений разностного напряжения протяженностью . Однако, учитывая, что реальные ОУ обладают очень высоким значением Кд, отличием сквозной передаточной характеристики компаратора на ОУ от аналогичной идеального компаратора обычно пренебрегают.

Более существенным источником отличия работы схемы компаратора на ОУ от желаемой является ненулевое значение напряжения , сдвигающее точку переключения компаратора относительно нуля на величину этого напряжения ошибки (эпюра 3 на рис. 3).

На рис. 4 приведены схемы одновходовых компараторов на ОУ, при этом схема рис. 4, а соответствует неинвертирующему варианту, а схема рис. 4, б - инвертирующему. В этих схемах переключение в компараторах (состояние uд = 0) будет при условии, когда , а при R1 = R2 - когда (если сравниваемые напряжения равны по величине и противоположны по знаку). Из приведенных для схем рис. 4 соотношений следует, что они способны осуществлять сравнение лишь разнополярных сигналов. Для защиты ОУ от возможного непосредственного воздействия сигналов большого уровня параллельно его входным зажимам иногда включают два диода, которые совместно с резисторами R1,R2 образуют простейший амплитудный ограничитель.

Свойством сравнения сигналов любой полярности обладает схема компаратора, изображенного на рис. 4, в, которой сравниваемые сигналы поступают на разные входы ОУ. На рис. 5 приведены эпюры, отвечающие частным случаям применения этой схемы в некоторых типовых устройствах, а именно: в устройстве сравнения двух переменных сигналов (рис. 5, а), в пороговом устройстве (рис. 5б) и в детекторе нулевого уровня (рис. 5, в).

Особую группу составляют так называемые стробируемые компараторы. Это компараторы, которые осуществляют сравнение сигналов в моменты прихода фронта специального управляющего (стробирующего) импульса. При этом результат сравнения остается неизменным (запоминается) до момента прихода фронта следующего стробирующего импульса.

Контрольные вопросы

  1.  Каково назначение компаратора?
  2.  Каковы принципы построения компараторов?

2. Устройства перемножения и деления сигналов

В устройствах обработки сигналов важное место занимают аналоговые перемножители. Они применяются при реализации различных математических операций над сигналами, при построении модуляторов, демодуляторов, преобразователей частоты, автоматических регуляторов усиления, измерительных устройств. Выходное напряжение перемножителя пропорционально произведению двух входных напряжений, обозначения которых принято снабжать индексами  х  и  у: 

.

где k - масштабный коэффициент перемножителя, характеризующий его усиление и имеющий размерность 1/В.

Для неинвертирующего перемножителя k > 0. Чтобы перемножитель согласовать по напряжению с выходами современных ОУ (), максимальные выходное и входные напряжения серийных перемножителей должны составлять составляют 10 В.  Тогда k = 0,1 1/В.

Перемножаемые напряжения в общем случае могут быть как положительными, так и отрицательными. В зависимости от того, допустимо ли изменение полярности входных напряжений (одного или обоих), перемножитель может работать в одном, двух или четырех квадрантах плоскости входных напряжений.

Перемножитель способный работать в любом из четырех квадрантов, называется четырехквадрантным. Он пригоден для входных напряжений любого знака (любой полярности). Перемножитель, допускающий изменение знака лишь у одного из сомножителей, называется двухквадрантным. В одноквадрантном перемножителе ни один из сомножителей не должен менять знака.

Если у перемножителя использовать только один из входов, то он ведет себя как усилитель. Поэтому большинство параметров перемножителей идентично параметрам ОУ. Однако есть и ряд специфических параметров.

1. Относительная погрешность перемножения  - это отношение максимальной разности между фактическим и теоретическим значениями выходного напряжения к его предельному значению (обычно к 10 В). Она определяется при входных напряжениях постоянного тока.

  1.  Остаточные напряжения по входам х и у (напряжения просачивания со входов) – это напряжения на выходе перемножителя при полном размахе переменного напряжения на данном входе и равенстве нулю напряжения на другом входе. У серийных перемножителей  они  не  превышают 150 мВ (при Uвых max = 10 В). Для уменьшения погрешностей производится ручная настройка перемножителя регулировкой потенциометров подачи небольших постоянных напряжений на входы (с целью получения нуля на выходе).

Перемножители и делители на основе управляемых сопротивлений

Перемножители напряжений

Они наиболее просты. Их действие основано на законе Ома: . Так, если с помощью одного входного сигнала управлять током, а с помощью второго - сопротивлением, то можно получить перемножитель.

В настоящее время самым доступным управляемым сопротивлением является сопротивление сток - исток ПТ (рис. 9, а). Начальные участки его выходных характеристик (рис. 9, б) проходят точно через начало координат. Наклон характеристик, определяющий сопротивление RСИ промежутка сток - исток, зависит от напряжения на затворе и может изменяться от до сопротивления запертого р-п перехода, т. е. от сотен ом до многих мегаом. Однако эти характеристики достаточно линейны лишь при малых UСИ, не превышающих ±0,1 В.

Для линеаризации начальных участков выходных характеристик ПТ его включают по схеме рис. 9, в совместно с резисторами R1 и R2, имеющими одинаковые сопротивления (обычно сотни килоом). Если напряжение Uси получает приращение , то половина приращения поступает через делитель R1R2 на затвор и дополнительно увеличивает ток стока, что и выпрямляет кривые. Резисторы расширяют диапазон линейности по напряжению Uси не менее чем в 10 раз.

Делители напряжений

Для деления одного напряжения на другое может быть применена схема рис. 10.

Выходное напряжение определяется, как

,

где  .

Следовательно, устройство является одновременно перемножителем и делителем напряжений, причем Uвых противоположно по знаку напряжению Uу, которое может быть переменным. Так как в случае идеального ОУ Uвх д = 0 и входной ток отсутствует, то через VT1 и R1 протекает одни и тот же ток, a Uх  и должны подаваться взаимно противоположных полярностей.

Широким динамическим диапазоном входных сигналов (60 дБ и более) и малой погрешностью (0,25%) обладают логарифмические перемножители. Их действие основано на получении логарифма произведения по формуле

и последующем антилогарифмированием. Такой перемножитель содержит два логарифматора (ln), сумматор () и экспоненциальный преобразователь или ан-тилогарифматор (exp), рис. 11, а. Если учесть результаты анализа логарифматора, то на выходе сумматора

,

где , - нормированные входные напряжения.

Подбирая коэффициент передачи сумматора таким, чтобы , на выходе антилогарифматора получаем  , где k - масштабный коэффициент.

Логарифмический перемножитель является сравнительно узкополосным (из-за необходимости сильной коррекции ОУ в логарифматорах) и одноквадрантным. Однако путем усложнения схемы любой одноквадрантный перемножитель можно преобразовать в двух- и даже четырех квадрантный, если реализовать компенсацию побочных составляющих в выходном сигнале. Аналогично перемножителю можно построить логарифмический делитель напряжений, если вместо сумматора применить вычитатель (рис. 11, б).

Известны и другие, но менее распространенные принципы построения перемножителей аналоговых сигналов. Среди них метод, основанный на применении амплитудно-широтно-импульсной модуляции. Здесь одно из перемножаемых напряжений задает амплитуду (А) прямоугольных импульсов, а другое - их длительность (), рис. 12, а. В результате при постоянной частоте повторения импульсов усредненное (сглаженное) напряжение импульсной последовательности дает величину, пропорциональную произведению. Этот метод обеспечивает самую высокую точность (погрешность менее 0,1%), но дает узкую полосу пропускания (десятки герц).

Среди прочих методов можно указать на так называемые параболические перемножители, реализующие, например, формулу

.

Такие перемножители сравнительно сложны и дают большую погрешность при малых входных сигналах, т.к. в соответствии с формулой результат получается как разность двух больших величин.

Применения аналоговых перемножителей

На основе аналогового перемножителя можно выполнять различные преобразователи сигналов. Простейший из них - квадратор. Для его реализации достаточно запараллелить оба входа перемножителя (рис. 13, а). Квадратор широко применяется при измерении среднеквадратического значения напряжений сложной формы и весьма просто может быть реализован на микросхеме перемножителя 525ПС2.

Если квадратор включить в цепь отрицательной ОС инвертирующего усилителя (рис. 13, б), то получим устройство извлечения квадратного корня. При идеальном ОУ токи I через R2 и R1 равны между собой:

,

откуда

,

где k - масштабный коэффициент квадратора.

Выходное напряжение квадратора положительно. Поэтому для обеспечения в ОУ ничтожно малого Uвх д  напряжение Uвх  должно быть отрицательной полярности, что следует также из направления протекания тока I через R2 и R1. Если Uвх > 0, то ОС в ОУ становится положительной из-за нечувствительности квадратора к полярности его входного напряжения. Это превращает устройство в триггер, который сразу же «защелкивается», т. е. переключается в состояние насыщения. Чтобы после этого вернуть устройство в рабочее состояние, недостаточно сделать Uвх < 0. Надо еще временно разорвать петлю ОС, что непрактично. Для предотвращения защелкивания в выходной провод ОУ включают диод, который не пропускает на выход напряжение Uвх д > 0, т. е. автоматически разрывает петлю ОС при Uвх д 0. Если квадратор инвертирует полярность напряжения, то Uвх д должно быть положительным и направление диода следует изменить.

Для получения делителя одного напряжения на другое достаточно в цепь ОС инвертирующего усилителя включить перемножитель (рис. 14). Чтобы эта ОС была отрицательной, коэффициент обратной передачи через перемножитель, а значит, и напряжение Uy должны быть положительными. Если же перемножитель инвертирующий, то должно быть Uy<0. Напряжение Ux может быть любой полярности, например переменным. При идеальном ОУ равенство токов через R1 и R2 запишется как

,

откуда

,

где k - масштабный коэффициент перемножителя.

Для компенсации сдвига нуля выходного напряжения ОУ, обусловленною его входным током, включают R3 = R1 R2. Некоторые серийные микросхемы перемножителей (например, 525ПС2) уже имеют внутри встроенный выходной ОУ. Тогда для реализации делителя или устройства извлечения корня достаточно лишь соответствующего взаимного соединения выводов микросхемы и подключения к ней потенциометров настройки.

Аналоговый перемножитель можно применять также в регуляторах усиления. При этом регулируемое переменное напряжение подается на один вход перемножителя, а постоянное регулирующее - на другой вход. Для получения малых нелинейных искажений и большого динамического диапазона регулирования переменное напряжение нужно подавать на более линейный вход. Управление путем изменения постоянного напряжения делает такой регулятор удобным для автоматической регулировки усиления.

Если перемножитель дополнить последующим ФНЧ, получим фазовый детектор (рис. 15).  Пусть

  .

Тогда

.

После ФНЧ получим

.

Такие детекторы применяются в измерительной технике и иногда называются фазочувствительными. Они реагируют не только на разность фаз, но и на амплитуды исходных сигналов.

Контрольные вопросы

  1.  Основное назначение перемножителей и делителей напряжений
  2.  Назовите основные показатели аналоговых перемножителей и разъясните их.
  3.  На каких ОУ строятся перемножители и делители сигналов.?
  4.  Назовите принцип построения делителя напряжения

ЗАКЛЮЧИТЕЛЬНАЯ ЧАСТЬ

Задание на самостоятельную работу:

  1.  Изучить материал по рекомендованной литературе.
  2.  Дополнить конспект лекции.
  3.  Ответить на контрольные вопросы.

Текст лекции разработал:

Старший преподаватель кандидат технических наук доцент

полковник                    п\п             С. Токарев

Рецензент:

Заместитель начальника кафедры

кандидат технических наук

полковник               п\п                   А. Степанов


Uвх1

П

Рис. 1

Вход 1

Вход 2

U вх2

U вых

П

RH

ОУ общего применения

а) по назначению

Быстродействующие ОУ

(широкополосные)

б) по классам

Прецизионные

(высокоточные) ОУ

Мощные и высоковольтные ОУ

Одноканальные ОУ

в) по числу каналов

Многоканальные ОУ

Микромощные ОУ

ОУ  без  ОС

г) по наличию и видам ОС

ОУ  с  ПОС

ОУ  с  ООС

д) по типу ОС

ОУ с частотно-независимой

(резистивной)  ОС

ОУ с частотно-зависимой

(корректирующей) ОС

ОУ с линейной ОС

ОУ с нелинейной ОС

Рис.2

ОУ постоянного тока

ОУ с заземленным

входом

г) по типу входа

ОУ с дифференциальным входом

У с инвертирующим входом

ОУ с неинвертирующим входом

Операционные усилители

ОУ специального назначения

ОУ переменного тока

а) по типу  нелинейности ОС

Рис. 3

в) по виду  математических операций

а) по назначению

Аналоговые устройства обработки сигналов на основе ОУ

Логарифмические усилители

Преобразователи  частоты

Модуляторы, демодуляторы,

Детекторы (АД, ЧД, ФД)

Квадраторы

Устройства извлечения корня

Экспоненциальные усилители

Ограничители

Сумматоры

Умножители

Делители

Вычитатели

Дифференциаторы

Интеграторы

Устройства сравнения (компараторы)

Инверторы

Масштабные усилители

Нелинейные устройства

Выпрямители и стабилизаторы

Параметрические устройства

Активные фильтры, корректоры

Автогенераторы

Импульсные усилители

Устройства согласования

Рис. 4

RОС

uвх

uвых

uвх

R1

uR1

iвх

i1

a)

a

uвх

uвых

uвх

EMBED Equation.3  

R1

uR1

iвх

i1

б)

a

uвх

uвых

uвх+

R1

uR1

iвх

i1

iОС

в)

a

uвх-

ЕС-

RС

RОС

RОС

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

iОС

iОС

UвхH

Рис. 5

Uвых

DA

UвхH

Uвых

DA

ZOC

Z1

Рис. 6

Рис. 7

UвхОУ

Uвых

DA

ZOC

Z1

Uвх

iвх

iОС

iОУ

Рис. 8

UвхИ

Uвых

DA

ROC

R1

Uвх усИ

iвх

iОС

Uвх усН

R2

UвхН

R3

Рис. 9

UвхИ

Uвых

DA

ROC

R1

Uвх1

i2

iОС

Rкор

UвхН

i1

i3

R2

R3

iвх

Uвх2

Uвх3

Рис. 10

Uвых

DA

ROC

R1

Uвх1

Rm+1

R2

Rm

Uвх2

Uвх m

Rm+2

Rn

R

Uвх m+1

Uвх m+2

Uвх n

ROC

RБ

Рис. 11

Uвых

DA

R1

R2

R3

R

Uвх 1

Uвх 2

Uвх 3

Рис. 12

Uвых

DA

С

R

Uвх

а)

Uвых

DA

С

R

Uвх

б)

Rкор

VT

Рис. 13

Uвых

DA

С

R

Uвх

а)

Uвых

DA

Ск

RК

Uвх

б)

Rкор

Rкор

С

R

Рис. 1

Uвых

DA

С

R1

Uвх

R2

Uвых

С

R

Uвх

R2

DA

а)

в)

б)

EMBED Equation.3   , л.м

EMBED Equation.3  

К, дБ

К0

0

г)

EMBED Equation.3   , л.м

EMBED Equation.3  

К, дБ

К0

0

20 дБ\дек

20 дБ\дек

Рис. 2

Uвых

DA

С1

R1

Uвх

R2

R3

а)

б)

С2

R4

Uвых

DA

С1

R1

Uвх

R2

R3

С2

R4

ФНЧ

ФВЧ

Рис. 3

Uвых

DA

С1

R1

Uвх

R2

а)

б)

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

К,дБ

Крез

0

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

R3

С2

Рис. 4

DA

С3

R1

R3

а)

б)

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

К

0

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

R3

С2

С1

DA

С3

R1

R3

R3

С2

С1

DA

С3

R1

R3

R3

С2

С1

в)

г)

R3

Uвых

DA

R2

R4

Рис. 5

С1

R1

С2

Рис. 6

R2

С1

С2

R1

R2

С1

С2

R1

С2

R2

R1

С1

U2

Rвых

Рис. 7

Rвх

U1

KU1

1

2

U2

R

Рис. 8

С1

R

С2

U1

KU1

1

2

ω

φОС(ω)

ω

ω0

KОС(ω)

ω0

а)

б)

Рис. 9

S1

Sb-2

Sb-1

xb-1

xb-2

x1

x0

R/2b-1

R/2b-2

R/21

R/20

Uвых

a

Uвх

b

ROOC

I02b-1

I02b-2

I021

I020

Iвх

Рис. 1

Рис. 2

Пуск

DA

Uвх

х0

UORN

&

  CT

Q0

Qb-1

DD2

DD1

ЦАП

хb-1

EMBED Equation.3  

С

ГТИ

Uвых

U1- U2

0

Рис. 3

U(1)

U(0)

UОШ вх

1

2

3

Рис. 4

R1

R2

DA

VD1

VD2

a)

U1(t)

U2(t)

Uвых

R1

R2

DA

VD1

VD2

б)

U1(t)

U2(t)

Uвых

UД

UД

R2

DA

VD1

VD2

в)

U1(t)

U2(t)

Uвых

UД

R1

Uвх

0

U(1)

t

0

U1(t)

U(0)

t

U2(t)

Uвых

Рис. 5

а)

Uвх

0

U(1)

t

0

U1(t)

U(0)

t

U2(t)=const

Uвых

б)

Uвх

0

U(1)

t

0

U1(t)

U(0)

t

U2(t)=0

Uвых

в)

Рис. 9

в)

а)

Рис. 10

ln

ln

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

Рис. 11

а)

б)

exp

ln

ln

EMBED Equation.3

EMBED Equation.3

EMBED Equation.3

exp

А

ln

АШИМ

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

EMBED Equation.3  

Рис. 12

а)

б)

EMBED Equation.3

EMBED Equation.3

EMBED Equation.3

()2

()2

(:)

Рис. 13

ху

Рис. 14

R1

R2

R3

Uвых

Uх

Uу

ху

Рис. 15

Uвых

Uх

Uу


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

45138. Александр I 116.5 KB
  В целом деятельность Комитета разделялась на три направления: важные межведомственные вопросы государственного управления; одиозные вопросы которые формально находились в пределах ведения одного министерства но за которых министры не хотели брать на себя персональную ответственность и стремились переложить её на коллегию; мелочные вопросы список которых сформировался достаточно случайным образом прежде всего в результате уклонения отдельных министерств от принятия на себя решения данных задач; данная группа вопросов всегда была...
45139. Институты и механизмы власти в период правления Николая первого 20.51 KB
  Второе отделение было образовано с целью приведения в порядок российского законодательства систематизации законов Российской империи. со времени Уложения а затем из этого огромного собрания законодательного материала составил систематический свод действующих в стране законов. Такой способ работы был указан самим императором не желавшим сочинения новых законов. Отпечатали два издания: Полное Собрание Законов Российской Империи и Свод Законов Российской Империи.
45140. Реформы государственного управления при Александре II 6.43 KB
  Реформа муниципального управления при Александре II Земская реформа После крестьянского Положения в ряду административных реформ одно из важнейших мест занимает без всякого сомнения Положение о губернских и уездных земских учреждениях которое было издано 1 января 1864 года. Городская реформа 16 июня 1870 года было издано Городовое положение по которому в 509 из 1130 городах вводилось выборное самоуправление – городские думы избираемые на четыре года. Военная и судебная реформы при Александре II Судебная реформа В числе реформ одно из...
45141. Политическая модель Александра 3. Внутренняя и внешняя политика Александра III Миротворца. Период лавирования 14.18 KB
  Политическая модель Александра 3 Внутренняя и внешняя политика Александра III Миротворца Период лавирования Есть мнение что в 18791881 годах в России сложилась революционная ситуация. народовольцами Александра II коренным образом повлияло на дальнейшую внутреннюю политику самодержавия. Приход к власти Александра обозначил новый поворот от либерального реформизма к реакции. Александр III считавший реформы Александра II слишком либеральными начал эпоху контрреформ.
45142. Политическая модель Александра III 13.58 KB
  Политическая модель Александра III. Период лавирования:Приход к власти Александра обозначил новый поворот от либерального реформизма к реакции.Александр III считавший реформы Александра II слишком либеральными начал эпоху контрреформ. Внешняя политика Александра III Миротворца В области внешней политики период царствования Александра III характеризуется почти полным отсутствием войн: только небольшие боевые действия в Туркмении – на этом завершилось присоединение Средней Азии к России.
45143. Национальный вопрос в государственном управлении России 19- начале 20 вв 13.87 KB
  Национальный вопрос в государственном управлении России 19 начале 20 вв. На окраинах России под влиянием развития капитализма формировались национальная буржуазия и интеллигенция происходил рост национального самосознания. Хищническая эксплуатация окраин бедность и бесправие живущих там народов вызывали массовую эмиграцию из России и развитие национального движения. В целом для внутриполитической системы России в начале XX в.
45144. Свяще́нный сино́д Ру́сской правосла́вной це́ркви 19.74 KB
  По упразднении Петром I 1701 год патриаршего управления церковью с 1721 года вплоть до августа 1917 года номинально существовал до 1 14 февраля 1918 года учреждённый им Святейший Правительствующий Синод был высшим государственным органом церковноадминистративной власти в Российской империи заменявшим собой патриарха в части общецерковных функций и внешних сношений а также соборы всех епископов поместной церкви. Учреждение и функции 16 октября 1700 года скончался патриарх Адриан. В течение 1720 года проходило подписание Регламента...
45146. Думская монархия 15.57 KB
  Всего было 4 созыва Государственной думы. Новой основой законодательной компетенции Государственной думы стал п. установивший как незыблемое правило чтобы никакой закон не мог восприять силу без одобрения Государственной думы. 86 Основных законов Российской империи в редакции 23 апреля 1906: Никакой новый закон не может последовать без одобрения Государственного совета и Государственной думы и восприять силу без утверждения Государя Императора.