18078

ЧАСТОТНО НЕЗАЛЕЖНІ АНТЕНИ

Лекция

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

ЛЕКЦІЯ №5 з навчальної дисципліни ПРИКЛАДНІ ПИТАННЯ АНТЕННИХ ПРИСТРОЇВ ТЕМА 2: Частотні властивості антен. ЗАНЯТТЯ 1: Частотно незалежні антени 1. НАВЧАЛЬНІ ПИТАННЯ Принцип створення частотно незалежних антен. 2. Пр

Украинкский

2013-07-06

365.5 KB

5 чел.

PAGE  20

ЛЕКЦІЯ №5

з навчальної дисципліни

ПРИКЛАДНІ ПИТАННЯ АНТЕННИХ ПРИСТРОЇВ

ТЕМА 2: Частотні властивості антен.

ЗАНЯТТЯ 1: Частотно незалежні антени

1. НАВЧАЛЬНІ ПИТАННЯ

  1.  Принцип створення частотно незалежних антен.

2. Приклади конструкцій частотно незалежних антен.

II. НАВЧАЛЬНА ТА ВИХОВНА МЕТА

  1.  Вивчити принцип створення частотно незалежних антен.

  1.  Вивчити особливості конструкції та характеристики частотно незалежних антен.

III. ЛІТЕРАТУРА ТА НАВЧАЛЬНО-МАТЕРІАЛЬНЕ ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ

  1.  Чернышов В.П. Антенно-фидерные устройства радиосвязи и радиовещения. – М.: Связь, 1987.
  2.   Кочержевский Г.Н. и др.. Антенно фидерные устройства. – М.: Радио и связь, 1989. 
  3.   Белоцерковский Г.Б. Основы радиотехники и антенны. Ч.П. Антенны. – М.: Радио и связь, 1983.
  4.   В. Рамзей . Частотно независимые антенны. М.: Мир 1968.
  5.    Найденко Є.П. Електродинаміка та техніка НВЧ, конспект лекцій. – Житомир: ЖВІРЕ, 1998.
  6.   Должиков В.В. и др. Активные передающие антенны. – М.: Радио и связь, 1984.
  7.   Цыбаев Б.Г., Романов Б.С. Антенны-усилители. – М.: Радио и связь, 1980
  8.   Б.А.Панченко, Е.И. Нефёдов. Микрополосковые антенны. – М.: Радио и связь 1986. 
  9.   Проблемы антенной техники/ под ред. Л.Д. Бахраха, Д.И. Воскресенского. – М.: Радио и связь, 1989.
  10.   Ямпольский В.Г., Фролов О.П. Антенны и ЭМС. – М.: Радио и связь, 1989.
  11.  В.И. Болшаченков, И.Д. Прилепский. Электродинамика и техника СВЧ.
  12.  Діапозитиви.
  13.  Наочні посібники (буклеты, проспекты, рекламные материалы).
  14.  Технічні засоби навчання


1.Принципи створення частото незалежних антен.

Показано, що якщо одночасно з подвоєнням робочої довжини хвилі подвоїти всі розміри антени, те її характеристики залишаться незмінними, інакше кажучи, імпеданс антени, поляризація, діаграма спрямованості й т.д. не залежать від лінійних розмірів антени, якщо вона виконана із провідників і діелектриків, у яких практично відсутньої втрати. Це означає, що якщо форма антени повністю визначається кутами, то її основні характеристики не повинні залежати від частоти, тому що ця форма залишається незмінної при зміні масштабу лінійних розмірів. Прикладом необмеженої безлічі таких форм може служити нескінченний біконус.

Однак такий тип антени практично не здійснимо. Для створення практично здійсненних антен необхідно, щоб при усіканні конусів, тобто в антені кінцевих розмірів, вийшли такі ж результати, як і у випадку нескінченної системи. Таким чином, крім дотримання «принципу кутів», необхідно, щоб форма антени також задовольняла принципу переходу від нескінченної системи до системи кінцевих розмірів, або принципу «відсічення».

Для біконічної антени цей принцип не виконується. Одна із причин цього полягає в тому, що повний струм у нескінченній структурі не убуває в міру віддалення від вхідних клем.

Отже, перехід від нескінченної системи до кінцевої структури незалежно від того, на якій відстані від вхідних клем усічений конус, позначається істотно на діаграмі спрямованості, тобто незалежно від робочої частоти діаграма спрямованості кінцевої структури ніколи не може повністю наблизитися до діаграми спрямованості нескінченної структури. Таким чином, принцип переходу до кінцевої структури припускає, що повний струм I падає до нуля в міру віддалення від вхідних клем збудження й що діаграма спрямованості кінцевої структури наближається в міру збільшення робочої частоти до діаграми спрямованості нескінченної структури,

Рис. 2.1. Плоска спіральна антена.

Очевидно, що незалежність основних характеристик антени від частоти спостерігається на практиці тільки в обмеженому діапазоні частот. Нижня межа робочого діапазону визначається максимальними габаритами антени, верхня межа —- точністю, з якого витримані розрахункові розміри в області збудження. Таким чином, якщо зовнішній лінійний розмір антени становить 3 м, а зовнішній розмір лінії передачі ~2,5 мм, то ширину смуги дуже грубо можна оцінити як 1000: 1. На практиці такий діапазон набагато перевищує значення» досягнуті при розробці передавачів і приймачів (значення 40:1 - найбільш високе з досягнутих для них у цей час).

Рівнокутна спіральна антена, показана на рис. 1.1, являє собою приклад структури задовольняючому принципу кутів і характеристики, що має, що наближаються до характеристик нескінченної системи. (Детальний розгляд цієї антени проводиться в гл. 4.)

Рівняння, спирали в полярній системі координат має вигляд

т. е. повністю визначається двома кутами  й А.

Рис. 1.2. Логоперіодична структура.

Кут А являє собою, кут між радіусом спіралі й дотичної до нього (мал. 2.1). Якщо ввести й   

те залежність  від  аналогічна залежності  від . Таким чином, розширення структури в До раз еквівалентно повороту антени на кут  при  антена вертається у вихідне положення.

Інший тип структури, до якої також застосуємо принцип кутів, показаний на мал. 2.2. Така структура являє собою геометричну прогресію «елементів», де кожний елемент подібний сусіднім, відрізняючись тільки коефіцієнтом розширення. Отже, характеристики структури залишаються незмінними при збільшенні частоти в f раз, але це, звичайно, не означає, що антена є частото незалежної. Нижче буде показано, що для повної характеристики нескінченної структури, крім кутів, необхідно ввести додаткову характеристику, наприклад довжину L. Такі структури називаються логоперіодичними, тому що типова крива для цієї структури в площині , описується залежністю -періодичною функцією  з періодом  [1,2]. Внаслідок того що характеристики нескінченної структури не міняються при множенні частоти на коефіцієнт f, всі її електричні параметри є періодичними функціями від . Велика кількість прикладів таких структур наведене в гл. 5.

Покажемо, що рівнокутна спіральна антена також являє собою логоперіодичну структуру з

Така структура має частото незалежну діаграму спрямованості тільки в системі координат, що повертається навколо осі антени пропорційно логарифму частоти, причому один поворот відповідає множенню частоти на коефіцієнт f. При вимірі у фіксованій площині діаграми спрямованості виходить логоперіодичною. Однак існує багато спіральних і логоперіодичних структур, для яких зміна характеристик у межах одного періоду незначна, і, таким чином, вони практично є частото незалежними у фіксованій площині. Отже, третьою умовою, необхідним для того, щоб практичну антену можна було вважати частотне незалежної, є незначна зміна характеристик антени в межах одного періоду. (Помітимо, що існують антени, у яких бажаний поворот фіксованої діаграми спрямованості при зміні частоти.) Очевидно, що всі три названих принципи повністю задовольняються тоді, коли діаграма спрямованості залишається постійної в діапазоні частот, що перекриває кілька періодів.

1.2. Формули для структур, які обумовлені кутовими розмірами

Для ілюстрації загального підходу до рішення проблеми розглянемо всі плоскі криві, форма яких не залежить від зміни лінійних розмірів. Такі криві можна використовувати для побудови плоскої антени, якщо помістити вхідні клеми в загальну крапку перетинання чотирьох кривих відповідно до мал. 2.1. Із сказаного випливає, що характеристики антени не змінюються при переході на іншу довжину хвилі, якщо виконується умова незмінності положення вхідних клем.

Отже, якщо форма кривої не міняється при зміні масштабу лінійних розмірів, то це означає, що можна побудувати нову криву в іншому масштабі, що може бути суміщена зі старою кривою шляхом її переміщення або повороту. Через того що вимога фіксованого положення загальної крапки виключає можливість переміщення, проблема зводиться до знаходження всіх кривих, для яких зміна лінійного масштабу еквівалентно їх повороту. Рівняння таких кривих може бути записане у вигляді

(2.1)

де  - поточний радіус, К- коефіцієнт зміни масштабу і С- кут повороту, якому еквівалентна ця зміна. Таким чином, К залежить від С, однак і К і С не залежать від . Отже,

Але тому що

(2.4) тоді

(2.5) або

(2.6) де а не залежить від   (2.7)

З рівняння (2.6) слідує, що

(2.8) де  - постійна. Будемо вважати

(2.9) де  - постійна. Тоді

або(2.10) (2.11)

Це рівняння описує рівнокутну спіраль. Таким чином, всі плоскі частотні незалежні антени повинні мати форму рівнокутних спіралей. Теоретично можна одержати чотири криві шляхом вибору чотирьох різних комбінацій  та . Однак легко показати, що всі криві повинні, мати те саме а, інакше криві перетнуться при нескінченно малих значеннях г, що буде відповідати короткому замиканню на вході. Таким чином, необхідно вибрати чотири довільних  при тому самому .

Основне завдання полягає в знаходженні класу всіх поверхонь, для яких зміна лінійного масштабу еквівалентно повороту на деякий кут. Металева антена поверхня якої відноситься до цього класу, буде мати частото незалежну діаграму спрямованості в системі координат, що повертається навколо осі антени. Аналіз просторових антенних структур, значно складніше випадку плоских антен, тому дамо тільки його кінцевий результат. Рішення має вигляд

 

де  - сферичні координати, a - довільна функція . Однак таке рішення носить занадто загальний характер, щоб його можна було застосувати на практиці. Обмежуючись частковим випадком, ми можемо одержати формулу, що носить досить загальний характер, щоб охопити всі випадки, з якими нам доведеться зштовхнутися:

Періодична функція від  

наприклад,  

Поклавши у формулі , ми одержимо спіраль (на поверхні конуса ). Випадок  відповідає логоперіодичної структурі (у площині ).

1.3. Діаграма спрямованості

Отже, частотна незалежна антена повинна являти собою усічений варіант деякої нескінченної структури, геометрія якої повністю описується кутами. Покажемо тепер, що поле повинне убувати до нуля у всіх напрямках уздовж цієї нескінченної структури.

Діаграма спрямованості враховує тільки ті складові поля, які убувають, пропорційно . Тому що розподіл складових Е та Н однаково (однак їхня поляризація різна), то діаграма спрямованості ставиться рівною мірою до векторам Е та Н. Для задоволення умови переходу від нескінченної структури до структури кінцевих розмірів повний струм  повинен прагнути до нуля при . Крім того, він пропорційний , де — поверхнева щільність струму на провідній частині структури, рівна тангенціальній складовій поля Н, поверненої на 90°. Таким чином, добуток  повинний прагнути до нуля при . Такий результат задовольняє попередньо поставленій умові. Це ілюструється рис. 1.2.

Одним з очевидних застосувань цього принципу є можливість синтезу діаграми спрямованості: користуючись їм, можна розрахувати антену таким чином, щоб у певних напрямках діаграма спрямованості оберталась в нуль. Однак дослідження в цьому напрямку поки не дали обнадійливих результатів. Інше очевидне застосування - оцінка обмірюваних діаграм спрямованості. Якщо обмірювана діаграма спрямованості не погодиться із цим принципом, то із цього можна зробити вивід, що або частота виміру занадто низка, або структура не задовольняє умові усікання. Це останнє застосування довело свою корисність на практиці.

1.4. Ефект кривизни поверхні

Коли вперше були запропоновані частото незалежні антени, передбачалося, що для забезпечення затухання струму необхідна структура із кривизною поверхні [2]. Іншими словами, форма антени повинна бути такою, щоб напрямок струму відрізнялося від радіального, тому що з рішення для біконичної структури відомо, що при радіальному напрямку струму затухання відсутнє. Теоретичні й емпіричні дані підтвердили правильність цього твердження (гл. 4-8).

Існує кілька теорій, що пояснюють цей ефект. Однак слід зазначити, що наявність затухання за рахунок випромінювання ще не служить ознакою частото незалежної антени (тому що біконічна антена випромінює!). Підхід з погляду теорії логоперіодичних структур (гл. 6) досить добре пояснює лінії передачі з логоперіодичним навантаженням. Цей підхід припускає, що будь-яка така структура задовольняє принципу відсічення. Строгі рішення теорії поля, хоча й для досить ідеалізованих випадків (гл. 7 і 8), дозволяють зробити зовсім інший вивід, а саме що затухання струму зростає в міру збільшення кривизни.

З огляду на дані, що свідчать про значення кривизни поверхні структури, доцільно дати загальний підхід до розуміння цього ефекту. Це можна зробити, якщо скористатися рівняннями для типів коливань, що поширюється уздовж одиночного проведення. У цьому випадку під «типом коливань» розуміється хвиля, що поширюється уздовж проведення з однаковим розподілом поля у всіх поперечних площинах. Так, наприклад, хвиля нижчого типу поширюється по прямому проведенню зі швидкістю світла, а поля Е и Н змінюються назад пропорційно відстані від осі проведення. Для порушення даного типу коливань необхідно мати джерело нескінченної довжини, розподілений у поперечній площині відповідно до розподілу поля даного типу хвилі; наприклад, джерелом такого типу коливань служить «аркуш» електричного й магнітного струмів, пропорційних полям Н и ( -Е), зрушеним на 90°. Аналогічне джерело можна використовувати для поглинання хвилі без відбиття на кінці структури. Так може бути забезпечене порушення тільки одного типу хвилі в прямому проведенні кінцевої довжини.

Аналогично можна підійти до рішення для скривленого проведення, розглядаючи його як частину тора. Рішення рівнянь Максвелла в тороидальных координатах відомі [3], однак приведення їх до простого виду представляється досить складним завданням. Існують типи коливань, що змінюються за експонентним законом при зміні кута при осі тороида, але тому що ці типи коливань звичайно вибираються періодичними з періодом 2я, вони поширюються без загасання. Однак при обмеженні поля сегментом тороида звичайне фізичне требова-

СПІРАЛЬНІ АНТЕНИ

Перші частото незалежні антени, що мають практичне значення, були запропоновані Дайсоном [1, 2]. Він вимірював сотні діаграм спрямованості рівнокутних спіральних антен, однак довгий час через різні побічні явища (які завжди є при подібних вимірах, але, як правило, залишаються непоміченими) йому не вдавалося помітити частотну незалежність характеристик цих антен. Коли з'ясувалося, що діаграма випромінювання не міняється при зміні частоти в межах 20:1, для ретельного виявлення особливостей такого роду антен була поліпшена техніка вимірів. Надалі була створена безліч конструкцій, які виявляли явно частото незалежні властивості. Тепер навіть важко уявити собі, як багато конструкцій довелося перепробувати, перш ніж була встановлена частотна незалежність. Це деякою мірою пояснює, чому деякі виміри, виконані раніше, не є занадто переконливими. У цій главі вони наведені як експериментальне підтвердження існування певних ефектів, що мають значення для розуміння особливостей роботи частото незалежних антен.

4.1. Плоскі спіральні антени

Плоска рівнокутна спіральна антена показана на мал. 2.1; про її порушення говорилося в разд. 1.4. У розглянутому випадку до однієї галузі підключена тонка коаксіальна лінія. Для забезпечення симетрії до іншої галузі аналогічним образом приєднується розімкнута лінія, що пов'язана із внутрішнім провідником коаксіальної лінії.

Як було показано в гл. 3, розрахункова величина вхідного імпедансу для нескінченної самододаткової структури дорівнює 189 ом. На практиці обмірювані значення завжди нижче через вплив фідера; виміру в галузях, порушуваних симетричної двох провідної лінією, дають значення ближче до розрахункового. При підвищенні частоти імпеданс виявляє частотну незалежність раніше, ніж діаграма спрямованості. Тому завжди цікавляться головним чином полем випромінювання.

Особливо швидко діаграма спрямованості, стає частото незалежної в антенах, за формою близьких до самододаткових структур. Звичайно, коли довжина хвилі менше довжини галузі, діаграма спрямованості практично частотне незалежна. Таким чином, необхідний мінімальний радіус i становить дуже малу частину довжини хвилі, наприклад для коефіцієнта розширення на один оберт f, рівного 4, мінімальний радіус становить усього біля . Самододаткова структура є оптимальною з погляду зручності вимірів діаграми спрямованості, тому що діаграма такої структури осесимметрична. Ця симетрія зберігається практично навіть для f = 7; при більше поступовому розширенні, природно, симетрія поліпшується. Слід зазначити, що обмірювані діаграми звичайно мають відхилення від осесимметричной форми. -При використанні звичайної вимірювальної апаратури величина цих відхилень не перевищує 5% від максимального значення поля. Ці відхилення можуть бути зменшені шляхом ретельного розрахунку антени й не менш ретельного вибору методів вимірів. Обмірювана діаграма спрямованості для f<7 добре апроксимується двома однаковими сферами, що стикаються в площині антени в крапці порушення.

Іншими словами, амплітуда поля змінюється приблизно як , де  — кут між перпендикуляром до площини антени й напрямком спостереження. Помітимо, що це відповідає принципу, викладеному в разд. 2.3: поле випромінювання дорівнює нулю у всіх напрямках, зайнятих нескінченною антеною. Більше швидке розширення приводить до виродження: діаграма стає несиметричної й поступово розпадається на велику кількість пелюстків. Для самододаткових структур при /<7 у межах точності вимірів кругова поляризація спостерігається не тільки на осі, але навіть під кутом 70°

Рис. 4.1. Конфігурація поля при 9=0 для декількох гармонік.

від осі. Напрямок обертання вектора Е збігається з напрямком розширення спирали. Таким чином, напрямок обертання буде тим самим по обох сторони від деяких фіксованих осей і іншим щодо напрямку поширення. Кругова поляризація практично у всіх напрямках має таке ж важливе значення, як і частотна незалежність. Кругова поляризація поля пов'язана із симетрією діаграми спрямованості Щоб показати це, помітимо, що зміна поля' залежно від кута ф може бути виражене в загальному виді поруч Фур'є

Всі члени ряду, за винятком членів з «=±1, повинні давати нульове поле на осі 9 = 0; у противному випадку значення Е на цій осі буде невизначеним (мал. 4.1). Таким чином, якщо амплітуда £ф (або Е9) не залежить від ф і не дорівнює нулю при 6=0, те тільки один член ряду не дорівнює нулю й цей член може мати індекс або я= + 1, або п-п——1. Тому, виражаючи поле в координатах 9 і ф, одержимо

(4.2)

Доповнення самододаткової структури здійснюється поворотом її на кут я/2. Як показано в гл. 3, поле Н додаткової антени з точністю до постійного коефіцієнта дорівнює полю Е первісної антени. Таким чином,

(через самододатковість),

(властивість поля випромінювання),

[відповідно до рівняння (4.2)].

(4.3)

Із цих виразів треба, що поле Е має кругову поляризацію. Вибір правильного знака в співвідношенні (4.3) диктується звичайними міркуваннями про характер поляризації. Уводячи миттєве значення поля в, одержимо

(4.4) З рівняння (4.1)

(4.5) де Ь и <р -одиничні орти. Отже,

(4.6)

Таким чином, верхній знак відповідає лівосторонньому обертанню навколо зовнішнього радіального напрямку. Далі, розглядаючи поле в півпросторі г>0, зовнішній радіальний напрямок можна прийняти за вісь z. Лівосторонній напрямок намотування спирали означає, що а<0 у виразі е0*; це дає лівосторонню кругову поляризацію щодо позитивного напрямку осі z. Таким чином, а<0 дає е&, а а>0 дає е~№. Тому самододаткова антена, у якої величинив і |£ф| незалежні від ф, створює поле кругової поляризації. І дійсно, Дайсон виявив, що кругова поляризація служить кращим показником частото незалежної діаграми випромінювання. Таким чином, рівнокутна спіраль являє собою еталон антен кругової поляризації в широкому діапазоні частот і напрямків.

4.2. Конічні спіральні антени

Конічна спіральна антена (мал. 4.2) складається із двох металевих смужок, розташованих на поверхні конуса , конфігурація яких дається рівнянням

(4.7)

Кут  між радіусом і дотичною до спіралі дорівнює . Таким чином, плоска спіраль є окремий випадок конічної при . У випадку конуса можна говорити про самододаткову структуру, маючи на увазі ідентичність ділянок поверхні конуса, покритих смужкою й вільних від її. Положення тих і інших відрізняється на кут повороту 90°; інакше кажучи, ширина галузі  на мал. 4.2 дорівнює 90°. Виявляється, що самододаткова структура хоча й не має властивості, описаними в гл. 3, забезпечує найкращу діаграму спрямованості [3, 4].

Рис. 4.2. Конічна спіральна антена

Перетворення плоскої структури  в конічну, грубо говорячи, дозволяє одержувати інтенсивне випромінювання в напрямку  й менш інтенсивне в напрямку . На мал. 4.3 показані типові діаграми спрямованості для . При більших значеннях  утвориться пелюсток у напрямку . Структури з більшими коефіцієнтами розширення мають більше порізані діаграми спрямованості. Перехід до конічної форми дозволяє виявити одну важливу особливість спіральних антен, що не могла бути виявлена при плоскій формі спирали: вивчення відбувається за рахунок хвилі, що переміщається усередину в напрямку до вершини спирали.

Рис. 4.3- Діаграми випромінювання конічних спіральних антен [4J.

Хоча багатопелюсткові діаграми спрямованості, що спостерігаються при більших коефіцієнтах розширення, не мають великого практичного значення, їхній розгляд важливо для розуміння частотно незалежного режиму роботи. Один з виводів виходить відразу ж, якщо виразити діаграму у вигляді ряду Фур'є по , як у разд. 4.1 (багатопелюсткова діаграма описується поруч, що містить велику кількість гармонік). Розглянемо розподіл струму виду  на окружності радіуса rsin0o. Фаза струму змінює знак 2« раз на довжині окружності 2nr sin 0О. Зміна знака відбувається через кожні jtrsiq^o/rt метрів. Якщо ця відстань значно менше половини довжини хвилі, то внески в загальне поле випромінювання від прилягаючих ділянок довжиною яг sin Q0/n майже повністю знищуються. Таким чином, величина струму може бути велика, а поле випромінювання, порушуване v їм, може виявитися незначним, за винятком випадку, коли фазова швидкість більше швидкості світла. Отже, коли в полі випромінювання присутнє велика кількість вищих гармонік, ділянка спірали, на якому струм стає достатньо малим, повинен бути розташований далеко від центру. Розгляд багатопелюсткової діаграми спрямованості в площині ф=const приводить до аналогічних результатів; тільки в цьому випадку варто говорити про радіальну фазову швидкість. (Цей випадок буде докладно розглянутий у гл. 7.)

Поляризація поля випромінювання досить близька до кругового у всіх напрямках. Однак зі зростанням 8 спостерігається безперервне збільшення еліптичності поляризації. Найкращі результати отримані Дайсоном із самододатковою структурою, у якої 8про=1О° и а = 70°; при 0 = 0 коефіцієнт еліптичності дорівнює 1, а при 0 = 60° він дорівнює 1,4. Помітимо, що випромінювана в напрямку 0 = 60° потужність становить тільки біля '/ю потужності, випромінюваної в напрямку 0=0°. На практиці в широкому інтервалі значень 0 і а поляризація залишається практично круговий у всіх напрямках, де скільки-небудь значна потужність випромінювання.

Рис 4.4. Характеристичний імпеданс конічної спіралі [4].

Характеристичний імпеданс Zo для типових значень кута при вершині 0про показаний на мал. 4.4. Цікаво відзначити, 4toZo для самододаткової структури майже не відрізняється від Zo для плоскої спіралі

2. Приклади конструкцій частотно незалежних антен.

СПІРАЛЬНІ АНТЕНИ

1. Режими випромінювання спіральної антени.

1. Спіральна антена являє собою згорнутий у спіраль провід (1), що живиться через коаксіальний фідер (2) (рис. 1, а). Внутрішній провід фідера з'єднується зі спіраллю, а зовнішня оболонка фідера - з металевим диском (3). Останній служить рефлектором, а також перешкоджає проникненню струмів із внутрішньої на зовнішню поверхню оболонки фідера. Спіраль може бути не тільки циліндричної, як на рис. 1, а, але й конічної (рис. 1, в) і плоскої (рис. 7.11) або опуклої.

Циліндрична спіральна антена характеризується наступними геометричними розмірами:

радіусом а,

кроком s,

довжиною одного витка lc,

числом витків р,

довжиною по осі l,

кутом підйому .

Як видно зі схеми антени й зображення розгорнутого витка спіралі (рис. 7.6, б), між розмірами антени є наступні залежності:

2. Спіральні антени використаються на УКХ у режимі біжучих хвиль з осьовим випромінюванням й обертовою поляризацією. Такий режим вимагає певних співвідношень між розмірами антени й довжиною хвилі. Виявимо ці співвідношення.

Струм високої частоти, проходячи по спіралі, викликає випромінювання електромагнітних хвиль. Досить десяти-одинадцяти витків, щоб вся енергія, яка підводиться до антени  випромінювалася в простір, і не відбувалося відбиття хвиль від кінця спіралі. Така біжуча хвиля струму поширюється уздовж проводу спіралі з фазовою швидкістю ф < с тобто з уповільненням kз = c/ф > 1.

Рис. 1. Спіральні антени:

a - циліндрична; б - розгорнутий виток; в – конічна

Хвиля проходить один виток (від перетину 1 до перетину 5 на рис. 2) за час t1 = lc/vф, Електромагнітні хвилі, порушувані струмом спіралі, поширюються в повітрі зі швидкістю с і довжиною хвилі = сТ. Якби всі витки зливалися, то досить було встановити час t1 = lc/vф, рівним періоду коливань Т = , тобто lс/vф = , щоб поля будь-якої пари протилежних елементів (1-3,2-4) спіралі збігалися по фазі й повністю складалися в крапках осі О'О", що рівновіддалені від контуру витка. Це пояснюється тим, що в межах одного витка амплітуди струму практично однакові, а розходження у фазі на кут = у діаметрально протилежних перетинах витка (1-3, 2-4) компенсується протилежним напрямком струмів у них.

Рис. 2. Виток спіральної антени Рис. 3. ДС циліндричної спіральної антени при різній довжині витка спіралі

У випадку спіралі циліндричної форми із кроком s умова максимального осьового випромінювання формулюється трохи інакше:

за час проходження струму по витку t1 = lс/vф електромагнітна хвиля повинна пройти в повітрі відстань більше, ніж довжина хвилі, на крок s: lс/vф= (+s)/c; відповідно

   (7.7)

При такому коефіцієнті уповільнення струми в будь-яких двох перетинах, розташованих під кутом 90° (наприклад, в 1 й 2, 2 й 3, 3 й 4, 4 й 5), викликають на осі О'О" поля, які зрушені по фазі на 90°, і хвилі, які поляризовані під кутом 90°. У результаті додавання цих лінійно-поляризованих хвиль виходять хвилі із круговою поляризацією.

3. Дослідним шляхом встановлено, що зі збільшенням довжини хвилі фазова швидкість ф зменшується, а коефіцієнт із kз = с/ф збільшується в стільки ж раз. Завдяки цьому умова осьового випромінювання (7.7) підтримується в широкому діапазоні хвиль:

lc = 0,75...1,3 (рис. 3, а).

При довжині витка lc  набіг фази в 360° відбувається при проходженні хвилею струму декількох витків спіралі. При цьому антена вподібнюється електрично малій рамці з N витків проводу, що має ДС у вигляді вісімки з максимумами випромінювання в площині, перпендикулярній осі спіралі (рис. 3,б).

Якщо lc > 1,5, то на одному витку спіралі укладається дві, три й більше хвилі, а це приведе до похилого випромінювання й конусної форми просторової ДС (рис. 3, в).

4, Найбільш вигідний режим — осьового випромінювання, що, як відомо, вимагає довжини витка lc  0 і забезпечує смугу пропускання 0,75...1,30. Ця смуга може бути значно розширена шляхом переходу до конічної антени (рис. 7.6, в), у якій ділянка (2) із середньою довжиною витка lc2 задовольняє умові lc2  0,75...1,30, а крайні ділянки (1, 3) з більшими (lc1) і меншими (lc3) довжинами витків задовольняють аналогічним умовам, але для максимальної макс й мінімальної мін довжин хвиль робочого діапазону:

 

Залежно від робочої довжини хвилі (інтенсивно випромінює тільки одна із зон спіралі й тільки цією активною зоною визначається гострота ДС.

2. Розрахункові співвідношення для циліндричної спіральної антени.

1. Щоб одержати максимальний КНД, потрібно встановити оптимальний коефіцієнт із kз опт, при якому в напрямку осі спіралі О'О" (рис. 2) поля першого й останнього витків перебувають у противофазі. Інакше кажучи, необхідно доповнити умову (7.7) затримкою хвилі струму спіралі на півперіод T/2, а в кожному витку її — на :

Звідси знаходимо оптимальний коефіцієнт уповільнення уздовж проводу спіралі:

(7.8)

При цьому, щоправда, виходить еліптична поляризація, але тому що /2р   + s, то коефіцієнт kз oпт досить незначно відрізняється від kз й отриману поляризацію можна вважати круговою.

Враховуючи kз oпт = 1,2...1,3, визначимо з вираження (7.8) кут підйому спіралі, що відповідає оптимальним умовам роботи антени

Звідси

(7.9)

Довжина спіралі lА підбирається відповідно до оптимального коефіцієнта уповільнення уздовж осі спіралі 

При kз oпт= 1,2...1,3 маємо що відповідає куту підйому спіралі опт = 12...16° і числу витків р = 5...14.

2. Розглядаючи кожен виток спіралі як елементарний випромінювач із фазовим центром на осі О'О", визначаємо функцію спрямованості антени f() як добуток функції спрямованості одного витка f1()  на множник решітки з р елементів fр(). Враховуючи, що р велике, а спрямованість одного витка мала, то приймаємо f1() = 1 й f()  = f1() fp()fp(). Множник решітки fp() розраховуємо по формулах (6.6), (6.7) з підстановками N = р, d = s = lc sin і заміною k3 на k3/sin . Така заміна викликана тим, що в цьому випадку kз = с/ф — коефіцієнт із уздовж провід спіралі, а формулах (6.6), (6.7) фігурує коефіцієнт із по осі решітки, що менше, ніж kз = з/ф, у стільки разів, у скільки кроків спіралі s менше довжини його витка lс, тобто в sin = s/lс. У результаті маємо

17.10)

Кут , як і до цього, відраховується від перпендикуляра до осі лінійної решітки.

3. Для спіральних антен оптимальних розмірів дослідним шляхом установлені наступні формули:

ширина діаграми спрямованості

   (7.11)

коефіцієнт спрямованої дії

   (7.12)

вхідний опір

    (7.13)

4. Отже, циліндричні й конічні спіральні антени - широкосмугові з осьовим випромінюванням хвиль кругової поляризації. Спрямованість циліндричних спіралей середня, а конічних - нижче середньої (не вся спіраль бере участь у випромінюванні на даній частоті), але останні є більш діапазонні. Застосовуються як ті й інші як самостійні антени в діапазонах дециметрових і метрових хвиль, а також як опромінювачі антен сантиметрових хвиль.

Плоска арифметична спіральна антена 

1. У процесі розвитку радіотехніки усе більше потрібні антенно-фідерні пристрої, які розраховані на роботу в дуже широкому діапазоні частот і притім без усякої перебудови. Частотна незалежність таких антенно-фідерних пристроїв заснована на принципі електродинамічної подібності.

Цей принцип полягає в тому, що основні параметри антени (ДС і вхідний опір) залишаються незмінними, якщо зміна довжини хвилі супроводжується прямо пропорційною зміною лінійних розмірів активної області антени. При дотриманні даної умови антена може бути частотно-незалежною в необмеженому діапазоні хвиль. Однак розміри випромінюючої структури, кінцевий і робочий діапазон хвиль будь-якої антени теж обмежений.

Із цієї групи антен розглянемо

плоскі арифметичні й

рівнокутні спіралі й

логарифмічно-періодичні антени.

2.Арифметична спіраль виконується у вигляді плоских металевих стрічок або щілин у металевому екрані (рис. 7.9). Рівняння цієї спіралі в полярних координатах

де — радіус-вектор, який відрахований від полюса О;

а - коефіцієнт, що характеризує збільшення радіуса-вектора на кожну одиницю збільшення полярного кута ;

b - початкове значення радіуса-вектора.

Рис. 4 Арифметична спіраль

Спіраль може бути двох західною, четирьохзахідною і т.д. Якщо спіраль двох західна, то для стрічки (щілини) I, що показана штриховими лініями, кут  відраховується від нуля, а для стрічки II, що показана суцільними лініями, — від 180°, тобто спіраль утворена зовсім ідентичними стрічками, поверненими на 180° один від одного.

Початкові крапки стрічки I відповідають радіусам-векторам

= а 0 + b, які позначимо b1 й b2.

Отже, ширина стрічки W = b2b1. Описавши один оберт ( = 2), стрічка займає положення D, у якому радіус-вектор більше початкового на  = а= 2 а.

На цьому відрізку BD розміщаються дві стрічки й два зазори, і якщо ширина їх однакова, те 2а = 4W. Звідси визначаємо коефіцієнт а = 4W/2 = 2W/.

3. Живлення спіралі може бути протифазним, як на рис. 4, або синфазним. У першому випадку струми через затискачі А, В, що з'єднують стрічки з фідером, мають протилежні фази. Шлях струму в стрічці I більше, ніж у стрічці II, на пів витка. Наприклад, у перетині CD стрічка II попадає, описавши піввитка, а стрічка I — один виток, у перетин EF — відповідно півтора й два витки й т.д. Оскільки довжина витка в міру розгортання спіралі зростає, збільшується розбіжність фази струмів у стрічках. Позначивши середній діаметр витка dcp, знаходимо зсув по фазі, що відповідає довжині напіввитка:

Якщо до цього додати початкове зсув, який рівний , то одержимо результуючу розбіжність по фазі струмів у суміжних елементах двохпровідної лінії

За рахунок другого доданка кут є відмінним від , а в таких умовах електромагнітні хвилі випромінюються, навіть якщо зазор між стрічками малий у порівнянні з довжиною хвилі.

Інтенсивно випромінює тільки та частина спіралі, у якій струми суміжних елементів обох стрічок збігаються по фазі:

Підставляючи k=1, знаходимо, що середній діаметр першого «резонансного» кільця

dlcp = /,

а периметр цього кільця d1cp = .

Середній діаметр і периметр другого (k = 2), третього (k = 3) і т.д. «резонансних» кілець відповідно в три, п'ять, ... раз більше. Тому що випромінювання радіохвиль спіраллю викликає велике затухання струму від її початку до кінця, то інтенсивно випромінює тільки перше резонансне кільце, а інша, зовнішня частина спіралі як би «відсікається» (явище відсічення випромінюючих струмів).

4. Активна частина спіралі становить найбільший інтерес і з іншої причини. Затухання струму, яке викликане випромінюванням, настільки велике, що відбиття від кінця спіралі практично відсутнє, тобто струм у спіралі розподіляється за законом біжучої хвилі. До того ж периметр першого резонансного кільця дорівнює довжині хвилі . У таких умовах, як показано в п. 41.1, відбувається осьове випромінювання з обертовою поляризацією, що у цьому випадку найбільше бажано.

Діаметр спіралі повинен бути досить великий,

щоб на максимальній хвилі діапазону макс збереглося перше «резонансне» кільце (d  макс/),

а зі зменшенням довжини хвилі це кільце повинне стискуватися доти (мін), поки воно ще може повністю розміститися навколо вузла живлення. Тоді в межах мин......макс відношення середнього периметра першого «резонансного» кільця d1cp до довжини хвилі залишається постійним і тим самим виконується основна умова збереження спрямованих властивостей антени в широкому діапазоні хвиль мин...  мякс. Правда, спрямованість арифметичної спіралі невелика (20  60...80°), оскільки у випромінюванні хвиль бере участь, власне кажучи, тільки та частина спіралі, що має середній периметр, рівний .

Друга умова одержання діапазонної антени — сталість вхідного опору — досягається тут тим, що спіраль працює в режимі біжучої хвилі струму. Цей опір активний (100—200 Ом). При живленні від коаксіального фідера (Zвф=50 Ом) узгодження роблять східчастим або плавним трансформатором.

Спіраль випромінює по обидві сторони своєї осі. Щоб зробити антену односпрямованою, стрічкову спіраль поміщають на діелектричній пластині товщиною 0/4, іншу сторону якої металізують. Якщо ж спіраль щілинна, то її вирізують на стінці металевого короба; тоді протилежна стінка короба відіграє роль відбиваючого екрана, а сам короб є резонатором. Щоб зменшити його глибину, короб заповнюють діелектриком.

Одна з типових спіралей має

діаметр 76 мм, виконана на пластині з эпоксидного діелектрика,

та містить резонатор глибиною 26 мм,

працює в діапазоні хвиль = 7,5...15 см при kсв < 2,

ширині діаграми спрямованості 2' = 60...80° і

коефіцієнті еліптичності в напрямку максимуму головного пелюстка менш 3 дБ, тобто практично поляризацію можна вважати круговою.

Плоскі спіральні антени зручно виготовляти друкованим способом на тонких аркушах діелектрика з малими втратами на високих частотах.

Рівнокутна (логарифмічна) спіральна антена.

1. Широкодіапазонність антен такого виду заснована на тім, що якщо відношення лінійних розмірів випромінювача до довжини хвилі залишається постійним і випромінююча структура повністю визначається її полярними кутами, то спрямованість антени виявляється абсолютно незалежної від частоти.

Рівнокутна спіраль (рис. 5) будується в полярних координатах по рівнянню

де r0 — радіус-вектор на початку спіралі (= 0);

а - коефіцієнт, що визначає ступінь збільшення радіуса-вектора зі збільшенням полярного кута .

Рис. 5. Логарифмічна спіраль

Двохзахідна спіраль утворюється двома провідниками або щілинами, але на відміну від архімедової спіральної антени товщина її непостійна й зростає зі збільшенням кута .

Нехай початковий радіус-вектор на внутрішній границі 1-го провідника дорівнює r'о й на зовнішньої r''о. Тоді рівняннями граничних спіралей є

   (7.14)

   (7.15)

2. Для оцінки діапазонності логарифмічної спіралі дослідимо залежність відношення / від кута . Чисельник дробі = rоеа,

а тому що (Тут користуємося записом еx = ехр х.), то знаменник дробі й шукане відношення

(7.16)

де 

Отже, зміна довжини хвилі викликає тільки зсув активної області спіралі на деякий кут , а відношення / і спрямована дія антени від цього не міняються.

Якби спіраль була нескінченною, то діапазонність антени була безмежною, але реальна антена має кінцеву довжину й ефективно працює в обмеженому, хоча й дуже широкому діапазоні хвиль .мін ... макс, причому макс визначається максимальною довжиною спіралі, а мін —- мінімальними розмірами вузла живлення.

3. Логарифмічна спіраль працює в режимі бігучої хвилі (внаслідок випромінювання струм затухає до кінця спіралі), і її вхідний опір

Рис. 6. Щілинна плоска логарифмічна спіральна антена

Типова щілинна логарифмічна спіраль (рис. 6) має

максимальну довжину витка 42,3 см,

початковий радіус 0,51 см і

коефіцієнт а=0,303. Антена випромінює хвилі з обертовою поляризацією в діапазоні = 3...15 см та

kс B не перевищує двох при живленні спіралі від 50-ом коаксіального кабеля.

Параметри антени перебувають у припустимих межах навіть при двадцятиразовій зміні довжини хвилі.

ЛОГОПЕРІОДИЧНІ АНТЕНИ

Для логопериодических антен характерно, що електродинамічна подібність незначно порушується від зміни частоти й періодично повністю відновлюється. Це відбувається через однакові інтервали логарифмічної шкали частот, отчого й маємо назву «логарифмічно-періодична антена». Спіральна логарифмічна антена періодичністю властивостей не володіє, тому що в ній область активного випромінювання зі зміною частоти плавно переміщається по витках спіралі, і саме тому вона не має такого широкого робочого діапазону частот, як логоперіодична, у якої коефіцієнт перекриття діапазону kд 10...20.

Логоперіодичні вібраторні антени.

1. Решітки паралельних симетричних вібраторів, які живляться від двох провідного розподільного фідера, розташована в межах плоского кута . (рис. 7, а). Відношення довжини сусідніх вібраторів l0,l1, ..., lп+1 і відстані від вершини цього кута до вібраторів R0, R1 ..., Rn+1 однакове:

(7.17)

(7.18)

де < 1 - безрозмірний період структури (коефіцієнт подібності). Таке ж співвідношення повинне поширюватися ще на один вимір (діаметр вібратора), але його не використають, щоб уникнути невиправданого ускладнення конструкції.

2. При відповідній частоті кожен вібратор резонує як напівхвильовий, завдяки чому геометрична подібність переходить в електродинамічну. Точніше,

на максимальній частоті робочого діапазону fмакс = f1 резонує вібратор 1, його вхідний опір активний й струм у ньому найбільший, а

вібратор 0 як більш короткий виконує функції директора й

вібратор 2 як більше довгий — функції рефлектора.

Інші вібратори сильно розстроєні, а тому реактивна складова їх вхідного опору настільки знижує струм у цих вібраторах, що дією їх можна зневажити.

При меншій частоті f2 = f1, у відповідності зі своєю довжиною l2, резонує вібратор 2, а вібратори 1 й 3 перебувають у режимі відповідно директора й рефлектора, На частоті f3 = f2=2 f1 активна область охоплює вібратори 2, 3, 4, на частоті f4 = 3f1 — вібратори 3, 4, 5 і т.д. впритул до мінімальної частоти fмин = fn =  n-1f1 =  n-1fмакс, коли діють тільки n — 1, n и n+ 1 вібратори. Логарифмуючи рівність , одержуємо

     (7.19)

Це підтверджує, що через n інтервалів частот, кожний з яких дорівнює

ln, вібратори решітки по черзі резонують і характеристики логоперіодичної антени відновлюються. З наближенням до одиниці, a ln до нуля ці інтервали скорочуються й антена стає більш частотно – незалежною.

Рис. 7. Логоперіодичні антени:

а - плоска вібраторна; б - просторова вібраторна; в - з вібраторами у вигляді виступів

Викладач кафедри РТС

    О.Рихальський


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

38922. МЕТАДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ К ЛАБОРАТОРНЫМ РАБОТАМ ПО АВТОМАТИЗИРОВАННЫМ СИСТЕМАМ, ИСПОЛЬЗУЕМЫМ В ПРОЕКТИРОВАНИИ 5.29 MB
  Расчёт элементов каменных и армокаменных конструкций по подпрограмме КАМИН SCD Office 11. Анализ результатов армирования бетонных элементов и конструкций по программе АРБАТ SCD Office 11. Расчёт элементов деревянных конструкций по подпрограмме ДЕКОР SCD Office 11. Расчёт элементов оснований и фундаментов по программе ЗАПРОС SCD Office 11.
38923. Автоматизированные системы, используемые в лабораторном проектировании 6.9 MB
  После этого щелкните по кнопке – Подтвердить. После этого щёлкните по кнопке – Применить. Щелкните по кнопке Сохранить. Щелкните по кнопке – Перерисовать.
38924. Измерение параметров оптического изображения 202.44 KB
  Таким образом в процессе вывода зарядов из ФЭП осуществляется второй этап преобразования: где – емкость выходной структуры ТВД.9 можно записать в виде Здесь в явной форме представлено соотношение между амплитудой сигнала от объекта и освещенностью создаваемой объектом на входе ФЭП. Амплитуда видеосигнала ; ток сигнала на выходе ФЭП; нагрузочное сопротивление коэффициент усиления видеоусилителя. Для описания свойств ФЭП как преобразователя световой энергии в энергию электрического...
38925. Основные алгоритмы телевизионных измерений 167 KB
  Алгоритмы предназначены для измерения геометрических энергетических и цветовых параметров протяженного объекта находящегося в поле зрения ТВД. Употребляемый по отношению к алгоритмам термин внутрикадровые означает чтo измерение параметра объекта выполняется на основе информации сосредоточенной в одном телевизионном кадре. Результат однократного измерения характеризует состояние объекта в момент съемки текущего кадра. Пересчет цифрового параметра объекта в его значение выраженное в соответствующих единицах измерения производится по...
38926. Межкадровая фильтрация и измерение динамических параметров 56 KB
  Кроме того изменения параметров динамического объекта за время Тк невелики опять же не всегда а в подавляющем большинстве случаев. применение к последним межкадрового усредения приведёт скорее всего к нежелательным последствиям например размазыванию изображения движущегося объекта. Но обычно перед ТВсистемами стоит задача измерения динамических параметров в частности непрерывный контроль за текущим состоянием объекта которые не могут быть определены однократным измерением. Так например скорость объекта где – положения...
38927. Представление и преобразование цифровых сигналов в телевизионных измерительных системах 31.5 KB
  Оцифровка представление объекта изображения или сигнала в дискретном наборе цифровых замеров. Для решения задач машинной графики обработки и распознавания изображений используются следующие этапы преобразования изображения: Предварительная обработка – операции восстановления фильтрации улучшения визуального восприятия изображения. Формирование графического препарата – обработка с целью вычленения характерных особенностей изображениясегментация выделение контуров скелетизация Анализ – выявление характерных особенностей...
38928. Простой пороговый метод нелинейной фильтрации импульсных помех 51.5 KB
  Сигнал от каждого из элементов массива анализируемого изображения сравнивается со средним значением сигнала для небольшой группы mxn в окрестностях данного элемента Здесь m и n – нечётные числа. Анизотропная фильтрация Анизотропная фильтрация относится к категории линейных процедур цифровой обработки массива [Eij ]. Он заключается выполнении операции свёртки исходного массива изображения формата M×N со скользящим сглаживающим массивом [W] меньшего формата m×n ядро свёртки. А поскольку в АТСН работающих в реальном масштабе времени...
38929. Цифровое представление изображения в виде матрицы отсчетов. Преимущество цифрового кодирования видеосигнала 66 KB
  Цифровое представление изображения в виде матрицы отсчетов. Это позволяет пронумеровать отсчеты цифрового видеосигнала в соответствии с позиционным положением элемента изображения в телевизионном растре и nti = ni j где i номер элемента в строке; j номер строки. Фактически номера i j являются цифровыми координатами элемента изображения которые в случае линейных разверток связаны с временными и геометрическими координатами соотношениями где j порядковый номер строки в которой находится элемент изображения; tx интервал...
38930. Линейные цифровые фильтры и их характеристики 47 KB
  Под термином цифровая фильтрация обычно понимают локальную цифровую обработку сигнала скользящим окном или аппертурой. Для каждого положения окна за исключением возможно небольшого числа крайних точек выборки выполняются однотипные действия которые определяют так называемый отклик или выход фильтра. Если действия определяющие отклик фильтра не изменяются в процессе перемещения по выборке сигнала то соответствующий фильтр называется стационарным. Различают линейную и нелинейную цифровую фильтрацию.