20354

СВЧ ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГВВ

Лекция

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

СВЧ ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГВВ 12. Метод анализа линейных СВЧ устройств 12. Гибридноинтегральные СВЧ устройства и микрополосковые линии передачи 12. СВЧ транзисторный усилитель 12.

Русский

2013-07-25

176 KB

21 чел.

Лекция 12. СВЧ ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГВВ

12.1. Метод анализа линейных СВЧ устройств

12.2. Гибридно-интегральные СВЧ устройства и микрополосковые линии передачи

12.3. СВЧ транзисторный усилитель

12.4. Контрольные вопросы

12.1. Метод анализа линейных СВЧ устройств

Большинство современных радиотехнических систем работают в СВЧ диапазоне. К ним относятся спутниковые космические системы радиосвязи, системы самолетной, морской и наземной радиосвязи и др. Высокая направленность антенн в СВЧ диапазоне позволяет узким лучом передавать радиосигнал и тем самым существенно снизить мощность передатчиков, а повышенное значение частоты несущих колебаний дает возможность повысить скорость и объем передаваемых сообщений по сравнению с ВЧ диапазоном.

Теория работы СВЧ устройств базируется на понятиях: электромагнитное поле и электрическая цепь с распределенными параметрами. Методы электродинамики позволяют рассчитать электрическое и магнитное поле в таких цепях и заменить данный СВЧ элемент некоторой моделью или эквивалентной схемой, состоящей из реактивных и активных элементов сосредоточенного типа. Такой подход к расчету СВЧ элементов называется методом эквивалентных параметров.

Другой подход к анализу СВЧ устройств базируется на общей теории цепей с заменой понятия «напряжение и ток» понятием «напряжение и ток падающей и отраженной волны». При этом имеется возможность исследовать сложные СВЧ устройства с входящими в них электронными приборами.

Различные СВЧ звенья соединяют с помощью фидерных линий: коаксиальных, полосковых (ПЛ) и микрополосковых (МПЛ) линий передачи и волноводов.

При распространении в линии только Т-волны процессы в ней описываются с помощью телеграфных уравнений. Решая эти уравнения, находят комплексные амплитуды тока и напряжения в сечении х линии (рис. 12.1,а):

Рис. 12.1.

 (12.1)

.  (12.2)

Здесь ,  - комплексные амплитуды напряжения падающей и отраженной волны при х=х0, - волновое сопротивление линии; 0=0+j0 - постоянная распространения, где 0 - постоянная затухания;  - фазовая постоянная ( - длина волны в линии).

Согласно (12.1) и (12.2) в линии распространяются две волны: падающая - в направлении от источника сигнала к нагрузке - и отраженная - в обратном направлении. Преобразуем (12.1) и (12.2) к следующему виду:

 (12.3)

 (12.4)

где  - коэффициент отражения в сечении линии х=х0 (см. рис. 12.1,а).

В произвольном сечении линии x:

.   (12.5)

При 0=0 и L=(х0 х) получим:

.    (12.6)

Для любого сечения линии при отсутствии неоднородностей и потерь , причем вектор Г повернут относительно вектора Г0 на угол  (рис. 12.1, б). Из (12.3) и (12.4) для входного сопротивления линии в сечении x имеем:

,    (12.7)

из которого получим для коэффициента отражения:

.     (12.8)

Из уравнений (12.1) и (12.2) следует, что при включении в сечении линии  нагрузки  входное сопротивление в сечении линии x при 0=0:

   (12.9)

Согласно (12.7) - (12.9) линию, нагруженную на комплексное сопротивление, можно характеризовать как с помощью входного сопротивления, так и коэффициента отражения. Причем при Re(Z)>0 сопротивление Z в области действительных частот занимает половину плоскости комплексного переменного, а коэффициент отражения Г согласно (12.8) - круг единичного радиуса рис. 12.2).

Рис. 12.2.

Мощности падающей и отраженной волны:

;     (12.10)

.     (12.11)

Разность этих мощностей есть проходящая мощность, которая с учетом (12.10) и (12.11) запишется в виде:

.  (12.12)

Проходящая мощность при отсутствии потерь линии полностью поглощается в активной части нагрузки: Рн=Рпр. Поэтому с расчетом (12.5), (12.10), (12.11) и (12.13) три значения мощности связаны между собой соотношениями:

;     (12.13)

.    (12.14)

СВЧ устройства можно описать с помощью падающих и отраженных волн, распространяющихся в подключенных к ним линиях передачи. Для упрощения анализа будем считать одинаковыми и равными р0 волновые сопротивления всех подводящих линий, что избавляет от операции нормирования. Обычно 0  равно 50 Ом - стандартному значению волнового сопротивления.

12.2. Гибридно-интегральные СВЧ устройства и МПЛ передачи

Большинство современных СВЧ устройств - активных с применением полупроводниковых приборов и пассивных (фильтры, мостовые устройства, направленные ответвители, согласующие звенья и др.) - изготавливают по интегральной технологии.

Интегральные СВЧ устройства подразделяют на три основных типа: полупроводниковые, пленочные и гибридные.

В полупроводниковых интегральных микросхемах активные и пассивные элементы формируются в объеме полупроводниковой структуры или на ее поверхности, а межсоединения и контактные площадки выполняются с помощью тонких пленок. Основой такой ИС является полупроводниковая подложка с выращенным на ее поверхности тонким эпитаксиальным слоем. Формирование элементов на полупроводниковой подложке осуществляется за счет планарного диффузионного процесса.

В пленочной микросхеме активные и пассивные элементы и межсоединения выполняются в виде тонких пленок из различных материалов, нанесенных в определенной последовательности на диэлектрическую подложку. В пленочном исполнении изготавливаются и полевые транзисторы.

Большая часть СВЧ устройств изготавливается по гибридно-интегральной технологии. В таких микросхемах часть элементов и межсоединений выполняется в виде пленок, нанесенных на диэлектрическую подложку, а другая - главным образом корпусные или бескорпусные транзисторы - как самостоятельные элементы, встраиваемые в специальные гнезда и присоединяемые к схеме. Материалом диэлектрической подложки, служащей основой гибридной микросхемы, является специальная керамика с малыми потерями и высокой диэлектрической проницаемостью r>10. В частности, применяются поликор и сапфир. При этом все геометрические размеры СВЧ цепей в первом приближении уменьшаются в корень квадратный из r.

Рис. 12.3.

В СВЧ интегральных микросхемах электрические цепи выполняются на основе МПЛ передачи: симметричных (рис. 12.3,а) и несимметричных (рис. 12.3,б), а также их модификаций. На рисунке приняты следующие обозначения: 1 - центральный проводник, 2 - проводящая заземляемая поверхность, 3 - диэлектрическая подложка с проницаемостью материала r.

В симметричной МПЛ распространяется Т-волна, в других видах - квази Т-волна. Все типы МПЛ, применяемые до частоты 30 ГГц, характеризуются тремя основными параметрами: волновым сопротивлением , активными потерями и эффективной диэлектрической проницаемостью r. Последний параметр определяется отношением:

,    (12.15)

где - длина волны в свободном пространстве; д - длина волны в линии.

В симметричной МПЛ (рис. 12.3, а) с полным заполнением всего пространства диэлектриком: эф=r в несимметричной: эф<r, поскольку силовые линии электрического поля проходят не только в диэлектрике, но и вне его. Зависимости и эф от геометрических размеров МПЛ и материала диэлектрика определяются в результате электродинамического расчета, а затем аппроксимируются аналитическими функциями. Для несимметричной МПЛ два данных параметра можно рассчитать по программе, приведенной на рис. 12.4, а для симметричной - на рис. 12.5. В первой из программ - параметр  (рис. 12.3,б), во второй параметр  (рис. 12.3,а). Задав требуемое значение x и r=r, по программе на языке Mathcad вычисляются значения (Ом) и эф=f.

r:=9,8

   

r:=9,8    f:=r        

Рис. 12.4

Рис. 12.5.

Построенные на рис. 12.4 и 12.5 графики позволяют проследить зависимость и эф от геометрических размеров МПЛ (рис. 12.3).

Помимо одиночных МПЛ в интегральных СВЧ устройствах, например фильтрах и направленных ответвителях, применяются и связанные МПЛ. Связанные несимметричные МПЛ с боковой связью приведены на рис. 12.6.

Геометрические размеры связанных МПЛ при r=9,6 и волновом сопротивлении вне области связи =50 Ом могут быть рассчитаны по формулам, полученным на основании аппроксимации зависимостей, определенных в результате электродинамического расчета.

Рис. 12.6.

Задав в пределах 0,1…0,45 требуемое значение коэффициента связи между микрополосковыми линиями Х=Ксв определяется отношение  и  при значении диэлектрической проницаемости подложки r=9,6 (рис. 12.6).

На рис. 12.7 приведены графики зависимости Y и Z от Ксв, позволяющие проследить влияние геометрических размеров связанных МПЛ на коэффициент связи между ними.

Рис. 12.7

Волновые сопротивления двух типов фидерных линий: коаксиальной (рис. 12.8,а), при ее заполнении материалом с диэлектрической проницаемостью r и неэкранированной двухпроводной (рис. 12.8,б) - определяются следующими выражениями, Ом:

;     (12.16)

,     (12.17)

где D, d, a - размеры, указанные на рис. 12.8.

Укорочение длины волны в линии определяется (9.15), где эф=r.

Рис. 12.8. Геометрические размеры коаксиальной и полосковой линии

12.3. СВЧ транзисторный усилитель

Конструкция СВЧ усилителя. СВЧ транзисторные усилители, изготавливаемые по интегральной или интегрально-гибридной технологии, составляют наиболее обширную группу современных СВЧ генераторов с независимым возбуждением.

Конструкция такого усилителя представляет собой модуль с коаксиальными или полосковыми выводами. Модуль может включать один или несколько последовательно соединенных каскадов, а также сумматор сигналов при сложении мощностей нескольких однотипных транзисторов. Мощность модуля СВЧ диапазона может достигать 100 Вт и более, коэффициент усиления - 30 дБ и более, полоса пропускания - 10-20% и более. Особую группу составляют СВЧ транзисторные усилители линейного типа.

Пример топологии однокаскадного СВЧ транзисторного усилителя приведен на рис. 12.9.

Рис. 12.9

В СВЧ усилительных модулях применяют как биполярные (обычно по схеме с общей базой), так и полевые транзисторы. В табл. 12.1 приведены четыре основных параметра - максимальная частота усиления f, выходная мощность Р1, коэффициент усиления по мощности КР и КПД - нескольких типов мощных биполярных и полевых транзисторов СВЧ диапазона.

Таблица 12.1

Тип транзистора

Частота, МГц

Мощность Р1, Вт

Коэффициент усиления, дБ

КПД, %

КТ930А (биполярный)

400

40

5

50

КТ916В (биполярный)

1000

10

4

55

КТ942 (биполярный)

2000

10

4

35

MSC3005 (биполярный)

3000

5

5

30

MSC4005 (биполярный)

4000

5

5

30

MRF183 (полевой)

1000

45

10

50

MSC88020 (полевой)

4000

5

6

30

MSC88010 (полевой)

6000

3

6

30

MSC88110 (полевой)

12000

2

5

30

Согласующие цепи в СВЧ генераторах. При анализе разнообразные схемы СВЧ усилителей могут быть приведены к единой эквивалентной схеме, состоящей из трех соединенных каскадно, четырехполюсников: входной и выходной согласующих электрических цепей и транзистора нем.

Отличие состоит в том, что в СВЧ усилителях вместо цепей с сосредоточенными постоянными примеряют цепи с распределенными постоянными..

На рис. 12.10,а показана топология ступенчатого перехода с монотонным изменением волнового сопротивления; на рис. 12.10,б - ступенчатого перехода с немонотонным изменением волнового сопротивления; на рис. 12.10,в - плавного перехода; на рис. 12.10,г - ступенчатого перехода со шлейфами.

Рис. 12.10

В одних случаях согласование следует произвести в сравнительно узкой полосе (не более нескольких процентов от средней частоты), в других - в широкой. В соответствии с этим согласующие устройства называются узко- или широкополосными. Определение оптимальной структуры и параметров согласующих цепей, исходя из требуемых характеристик, называется синтезом, проводимым обычно с помощью компьютера по специализированным программам проектирования СВЧ устройств.

Рассмотрим пример расчета согласующего устройства из одного отрезка фидерной линии, называемого одноступенчатым переходом (рис. 12.11).

Рис. 12.11

Входное сопротивление линии, нагруженной на комплексное сопротивление Zн=Rн+jXн, определяется по формуле (12.9).

Для активной и реактивной составляющих входного сопротивления из (12.9) получим:

;    (12.18)

,   (12.19)

где р - волновое сопротивление линии; s=tgθ - тангенс фазового угла , где L - длина линии, д - длина волны с учетом ее укорочения.

Определим, какой длины L должен быть отрезок фидерной линии и какое волновое сопротивление она должна иметь, для трансформации сопротивления Zн в Zвх. Решив уравнения (12.18), (12.19) относительно L и , получим:

;    (12.20)

,     (12.21)

где .

Возможности одноступенчатого перехода по согласованию сопротивлений ограничены. Эти ограничения связаны с тем, что Подкоренное выражение в (12.20) должно быть числом положительным.

Рассмотрим частный случай применения одноступенчатого перехода - трансформации активного сопротивления Rн в другое активное - Rвх. Примем фазовый угол θ=π/2 или длину линии, равной 1/4 длины волны: L.

Из (12.20) получим:                     .    (12.22)

Согласно (12.22) с помощью четвертьволнового отрезка длинной линии можно согласовать активные сопротивления любой величины или, иначе говоря, трансформировать сопротивление Rн в требуемое активное сопротивление любого другого значения: Rвх=2/Rн.

Двухступенчатый переход снимает все ограничения по согласованию сопротивлений, в том числе и комплексного характера.

Порядок проектирования СВЧ транзисторного генератора. Эквивалентная схема СВЧ транзисторного генератора приведена на рис. 12.12. Оптимальное проектирование такого генератора означает получение в заданной полосе частот f2f1 требуемой выходной мощности Р1 при максимально возможном КПД, коэффициенте усиления, а также обеспечение других параметров и характеристик в зависимости от назначения устройства.

Рис. 12.12. Эквивалентная схема СВЧ транзисторного генератора

Порядок проектирования включает в себя следующие основные этапы:

1) исходя из мощности и частоты по справочнику выбирается тип СВЧ транзистора (табл. 12.1);

2) определяются входное Zвх.тр и выходное Zвых.тр сопротивления выбранного транзистора при заданной мощности, частоте и схеме - с общей базой или эмиттером. Если такие сведения отсутствуют в справочнике, то данные параметры измеряются. Пример зависимости активной и реактивной составляющих сопротивлений Zвх.тр и Zвых.тр от частоты приведен на рис. 12.13;

Рис. 12.13. Зависимость активной и реактивной составляющих сопротивлений от частоты сигнала

3) исходя из требуемого значения сопротивления на входе усилителя Zвх и входного сопротивления транзистора Zвх.тр (рис. 12.12) выбирают тип и конфигурацию входной согласующей цепи (рис. 12.10) и производят ее синтез и расчет в заданной полосе частот. При простой согласующей цепи на основе одного отрезка МПЛ ее расчет проводится по (12.20) и (12.21);

4) из требуемого значения сопротивления на выходе усилителя Zвых и выходного сопротивления транзистора Zвых.тр (рис. 12.12) выбираются тип и конфигурацию выходной согласующей цепи (рис. 12.10) и производят ее синтез;

5) по найденным значениям волнового сопротивления определяются геометрические размеры МПЛ;

6) вычерчивается топология усилителя исходя из полученных геометрических размеров МПЛ входной и выходной электрических цепей;

7) рассчитывается коэффициент усиления по мощности всего KP(f) усилителя и строится АЧХ.

12.4. Контрольные вопросы

1. В чем состоит отличие метода анализа СВЧ устройств от ВЧ?

2. Что такое коэффициент отражения и как он связан с сопротивлением нагрузки?

3. Как зависят мощности падающей и отраженной волны от коэффициента отражения?

4. Что такое гибридно-интегральные СВЧ устройства?

5. Как выглядит симметричная и несимметричная микрополосковые линии передачи?

6. Что означают эффективная и просто диэлектрическая проницаемость материала? Как они связаны между собой? Как от них зависит длина волны в фидерной линии?

7. Как выглядят коаксиальная и двухпроводная линии передачи?

8. Как выглядят СВЧ согласующие цепи на основе микрополосковых линий?