3165

Телекоммуникационные цифровые системы передачи

Книга

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

В учебном пособии рассматриваются вопросы формирования канальных цифровых сигналов с помощью импульсно-кодовой модуляции, основы построения оборудования формирования первичного цифрового потока, построения линейных цифровых трактов телекоммуникацион...

Русский

2012-10-25

11.18 MB

290 чел.

В учебном пособии рассматриваются вопросы формирования канальных цифровых сигналов с помощью импульсно-кодовой модуляции, основы построения оборудования формирования первичного цифрового потока, построения линейных цифровых трактов телекоммуникационных систем плезиохронной цифровой иерархии, а также вопросы построения систем передачи с HDSL технологией.

Учебное пособие предназначено для студентов специальностей: 201000 (многоканальные телекоммуникационные системы) и 071700 (физика и техника оптической связи) очной и заочной форм обучения.


Введение

В данном учебном пособии рассматриваются вопросы передачи сигналов с помощью современных телекоммуникационных систем передачи плезиохронной (PDHPlesiochronous Digital Hierarchy) и синхронной (SDHSynchronous  Digital Hierarchy) цифровой иерархии.

Рассматриваются вопросы формирования канальных цифровых сигналов с помощью импульсно-кодовой модуляции (ИКМ), основы построения оборудования формирования первичного цифрового потока, такие как аналого-цифровое преобразование, вопросы синхронизации, построения линейных цифровых трактов, объединения цифровых потоков в ЦСП PDH.

В учебном пособии рассмотрены вопросы построения систем передачи с HDSL (High-bit-rate Digital Subscriber Loop – цифровая абонентская линия) технологией, такие как методы линейного кодирования, характеристики систем передачи Flex Gain Megatrans.

Материал данного учебного пособия подготовлен авторами с использованием многолетнего опыта проведения лекционных и практических занятий на кафедре МЭС и ОС (Многоканальной электрической связи и оптических систем) в Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Сибирский Государственный Университет Телекоммуникаций и Информатики».

  1.  Иерархия цифровых  систем передачи

Цифровые системы передачи (ЦСП), используемые на сетях связи, соответствуют определенной иерархической  структуре, которая должна учитывать следующие основные требования:

  •  возможность передачи всех аналоговых и дискретных сигналов;
    •  выбор параметров систем передачи (СП) с учетом характеристик существующих и перспективных видов связи;
    •  возможность достаточно простого объединения, разъединения и транзита передаваемых сигналов;
    •  выбор стандартизированных скоростей передачи с учетом использования как аналого-цифровых преобразователей (АЦП), так и временного группообразования сигналов;
    •  возможность взаимодействия ЦСП с АСП и различными системами коммутации.

         Иерархический принцип построения ЦСП позволяет унифицировать каналообразующее оборудование, упростить процессы изготовления, внедрения и технической эксплуатации соответствующего оборудования, то есть в целом повысить технико – экономические показатели этих систем.

         В настоящее время наибольшее распространение получили три типа иерархий ЦСП: европейская, североамериканская и японская.

         Европейская иерархия основывается на первичном цифровом потоке (ПЦП), в котором с помощью аналого – цифрового оборудования  образуются 30 каналов с пропускной способностью 64 кбит/с каждый (применяется восьми разрядная компандированная ИКМ) скорость передачи группового сигнала составляет 2048 кбит/с.  При формировании групповых сигналов ЦСП более высокого уровня используется принцип временного объединения (группообразования) цифровых потоков, сформированных в оборудовании ЦСП более низкого уровня. Коэффициент объединения для всех ступеней иерархии принят равным четырем. На второй ступени формируется вторичный цифровой поток (ВЦП) со скоростью 8448 кбит/с. На третьей ступени формируется третичный цифровой поток (ТЦП) со скоростью 34368 кбит/с, а на четвертой – четвертичный цифровой поток (ЧЦП) со скоростью 139264 кбит/с.

         В Североамериканской иерархии скорости передачи на различных ступенях мультиплексирования составляют: 1544 – 6312 – 44376 – 274176 кбит/с.

         В Японской иерархии скорости передачи составляют:

1544 – 6312 – 32064 – 97728 кбит/ с. Это приводит к соответствующим затруднениям при организации цифровой международной связи.

         Все отмеченные выше типы иерархии относятся к так называемой плезиохронной цифровой иерархии (ПЦИ). На английском языке она обозначается PDH (Plesiochronous Digital Hierarchy). В ней при временном группообразовании используются асинхронные методы объединения цифровых потоков.

  1.  Формирование канальных цифровых сигналов

         В ЦСП канальный сигнал формируется в три этапа:

  •  дискретизация по времени;
    •  квантование по уровню;
    •  кодирование.

2.1. Дискретизация по времени

         

         Непрерывный сигнал  можно представить в виде отсчетов с помощью электронного ключа (ЭК) (рисунок  2.1.).

     

Рисунок  2.1 – Операция дискретизации

  

         Здесь    - непрерывный сигнал;

                     - дискретный сигнал;

                      - частота дискретизации.

         Сигнал  можно представить в виде:

                       .

         ЭК будем рассматривать как перемножитель. Разложим в  ряд Фурье  функцию  (рис.2.2.).

    

Рисунок  2.2 – Последовательность импульсов частоты дискретизации r(t)

       ;

      .

         Для получения спектра сигнала     применяем преобразование Фурье.

                        

                       

         Где  - операция преобразования  .

  При   и  (- функция) спектр дискретного сигнала  будет:

                      .

         На рисунке 2.3. приведен спектр дискретного сигнала.

         Для выделения на приеме исходного сигнала с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ), необходимо чтобы

                                    , то есть

                                   .

         Мощность сигнала на выходе ФНЧ в меньше мощности исходного сигнала. Дискретизация сигнала представляет собой амплитудно – импульсную модуляцию (АИМ).

 

         Рисунок 2.3 – Спектр дискретного сигнала

2.2. Квантование по уровню

         На рисунке 2.4 показаны отсчеты (дискреты) сигнала и их квантованные значения. В результате квантования передаются не истинные, а только разрешенные значения уровней.

          

               

Рисунок 2.4 – Квантование сигнала

         На рисунке 2.4 :

                     - шаг квантования;

                     - ошибка квантования.

Суть операции квантования поясняет рис.2.5.

                    

                     

         Рисунок 2.5 – Квантование.

         Вместо a(pTД) передается  a кв (i+1) или a кв i значения. Возникает ошибка квантования :

         

                   (смотри рисунок 2.4.).

         Квантование бывает:

  •  равномерное ();
    •  неравномерное (const)

         В первом случае возможны два типа амплитудных характеристик (АХ) квантующих устройств. Они приведены на рисунке 2.6.

 

             а)

     б)

 

         Рисунок 2.6 – АХ квантующих устройств

         

         При АХ, изображенной на рисунке 2.6. «а», возникают шумы в режиме молчания (), а при АХ, изображенной на рисунке 2.6. «б», не воспроизводятся малые сигналы ().

2.2.1. Расчет мощности шумов квантования

 

         Ошибку квантования  можно рассматривать как некоторую помеху – шум квантования. Влияние его на качество связи можно оценить отношением:

                 ,

где  - коэффициент шума квантования;

     - средняя мощность сигнала;

   -мощность  шума квантования.

          - последовательность прямоугольных импульсов с частотой   и случайной высотой. Полагаем, что .

          - случайная величина с плотностью вероятности . Допустим, что известна плотность вероятности распределения мгновенных значений квантуемого сигнала , которая приведена на рисунке 2.7.

  

Рисунок 2.7 – Плотность вероятности квантованного сигнала.

         Весь диапазон значений от  -Uогр  до  +Uогр разбит на М шагов квантования, в общем случае различных (const). Ui – разрешенное значение сигнала. Вероятность появления сигнала с амплитудой Ui, лежащей в пределах

i – того шага квантования может быть найдена:

                   - это площадь заштрихованной зоны.

         Так как , можно считать, что в пределах шага квантования , то есть заменяем истинную площадь – площадью прямоугольника. Тогда :

                  , (2.1)

         Определим мощность шума квантования - . Мощность шума квантования в пределах i – того шага равна дисперсии случайной величины (), где - разрешенное значение сигнала в пределах этого шага.

                  

         Общая плотность шума квантования от М шагов квантования:

                  .

         При равномерном квантовании const. Тогда :

                  , так как .

         Заметим, что при неравномерном квантовании Pкв можно уменьшить, если для больших  выбирать меньшие , то есть для тех шагов квантования, где вероятность появления сигнала больше, выбирать меньший шаг квантования. Таким образом при равномерном квантовании Pкв зависит только от . Поэтому Rкв зависит только от мощности отсчета сигнала. Для того, чтобы не возникали шумы ограничения , где  - максимальные пиковые значения сигнала.

2.2.2. Определение числа уровней квантования

                   (в разах) – пик–фактор сигнала. Соответственно пик-фактор в дБм (децибелах по мощности):

         

                  .

         Зная  и можно найти число уровней квантования при равномерной шкале для

             -     двухполярных сигналов:

                  ;

  •  для однополярных сигналов:

                  .

         Отношение сигнал/ шум квантования в полосе частот от 0 до :

                  .

         Энергетический спектр шумов квантования, то есть последовательности импульсов случайной амплитуды, но детерминированной частоты  и длительности , примерно равномерен в очень широкой полосе частот, если , то мощность этих шумов пропорциональна полосе частот , в которой она определяется.

         На приеме исходный сигнал выделяется ФНЧ с граничной частотой , который уменьшает мощность шума квантования  в  раз, то есть:

                  

         Для речевых сигналов дБ. Однако, учитывая разную длину абонентских линий,  определяется как разность уровней по мощности пиковых значений мощности на входе канала и средней мощности наиболее удаленного абонента. Тогда  дБ.

         Исходя из нормирования помех, можно определить необходимое число уровней квантования:

                    (2.2).

         

         Защищенность от шумов квантования не должна быть меньше 25 дБ. Тогда . Подставив в (2.2)  кГц, кГц, дБ, получим , что существенно усложняет возможности передачи ИКМ – сигнала.

         При неравномерном квантовании шаг квантования изменяется по определенному закону. Если уменьшать шаг квантования для более вероятных значений сигнала, то мощность шума квантования уменьшается. Однако, при этом вид АХ квантующего устройства зависит от закона распределения квантуемого сигнала. Поэтому обычно неравномерное квантование обеспечивает примерное постоянство  для разных значений квантованных отсчетов сигнала.

2.2.3. Неравномерное квантование

         Неравномерное квантование можно обеспечить каскадным соединением компрессора с последующим равномерным квантователем. На приеме устанавливается экспандер. На рисунке 2.8 приведена схема с компрессором (К) и экспандером (Э), а так же равномерным квантующим устройством (КУ). На рисунке 2.9 показаны АХ этих устройств.

                    Рисунок 2.8 – Нелинейное квантование.

               Рисунок 2.9 – АХ  нелинейного квантующего устройства

                  ,    .

         Величина будет постоянна, если линейно возрастает с ростом напряжения входного сигнала. Действительно, , а мощность сигнала . Если , то  - постоянная величина. В этом случае

 . Отсюда, решая дифференциальное уравнение, получим :

                  ,

где  - постоянные интегрирования.

         Эта зависимость не реализуема, так как при  и , а из уравнения следует, что при ,  . Поэтому используют близкую к оптимальной зависимость:

                  .

         Обычно . Это так называемый закон компрессии или логарифмическая характеристика, где  - коэффициент сжатия. На рисунке 2.10. приведены амплитудные характеристики квантователя при различных значениях .

                     Рисунок 2.10 – АХ квантователя (закон  - компрессии)

         Возможен и несколько другой закон компрессии. Это А – закон. Для него:

                   .

         А – закон несколько легче реализовать, хотя он дает меньшее . Очевидно, что компрессия уменьшает пик–фактор сигнала Q и, следовательно, позволяет уменьшить необходимое число уровней квантования. При -компрессии зависимость защищенности от шумов квантования  от входного сигнала имеет вид, приведенный на рисунке 2.11.

                Рисунок 2.11 – Зависимость защищенности от шумов квантования

         Расчеты показывают, что введение компандирования уменьшает пик – фактор квантуемого сигнала приблизительно на 24 дБ, что позволяет вместо 2000 уровней применять М=128. В настоящее время используют цифровые методы реализации нелинейного квантования.

2.3. Кодирование

         При кодировании можно вместо значения сигнала передавать номер разрешенного уровня.  Такой способ кодирования называется импульсно – кодовой модуляцией (ИКМ). В этом случае можно использовать двоичную систему счисления:

                  ,

где  - номер разрешенного уровня;

     - принимает значения 0 или 1.

         Общее количество уровней при m – разрядном кодировании:

                  .

         Чем больше разрядность кода, тем больше М и меньше шумы квантования. Используя формулу (2.2), защищенность от шумов квантования можно определить как:

                   (дБ),

где .

         Увеличение m на 1 увеличивает  на 6 дБ.

         Для кодирования АИМ – отсчета, то есть для формирования кодовой группы, необходимо какое – то время, в течение которого величина АИМ – сигнала не должна изменяться. Другими словами, АИМ – сигнал должен иметь плоскую вершину. Такой сигнал называется АИМ -2 (второго рода). На рисунке 2.12. показаны сигналы АИМ-1 и АИМ –2.

                  Рисунок 2.12 – Сигналы АИМ – 1 и АИМ – 2

         Спектр АИМ – 1 отличается от  спектра АИМ – 2. Если - спектральная плотность сигнала АИМ – 1, то для сигнала АИМ – 2 спектральная плотность составит:

                  .

Рисунок 2.13 – Спектр АИМ-сигнала

         Очевидно, что в этом случае боковые частоты несимметричны, а исходный сигнал выделяется ФНЧ с искажениями. Однако, если , то есть , то эти искажения несущественны. Практически, если , то , для  не слишком большой величины. Таким образом, перед кодированием АИМ – 1 преобразуется в АИМ – 2. Кодовая m – разрядная группа содержит значения коэффициентов  , соответствующий код называется простым или натуральным. Передается кодовая группа сочетанием импульсов и пробелов:

         

         Использование натурального кода целесообразно при кодировании однополярного сигнала. При кодировании двухполярного сигнала используется симметричный код, где первый разряд знаковый:

                  ;           или наоборот

         Например, «-12» в 6-разрядном коде будет записано как 001100. Применение АИМ – 2 необходимо и потому, что при АИМ – 1 во время кодирования может произойти переход от одного разрешенного уровня к другому. В результате кодовая группа будет сильно отличаться от истинной. Кодирование осуществляется в кодерах. На приеме декодирование осуществляется в декодерах.

2.4. Вопросы к разделу 2

     

         1.В чем заключается операция дискретизации?

         2.Как выбирается частота дискретизации?

         3.Почему ?

         4.Суть операции квантования.

         5.Типы амплитудных характеристик квантующих устройств.

         6.Что такое ошибка квантования?

         7.Как можно уменьшить мощность шумов квантования?

         8.Что такое защищенность и коэффициент шума квантования?

         9.Зачем нужна неравномерная шкала квантования? Способы ее          

            получения.

          10.Законы компрессии для получения неравномерной шкалы   

            квантования.

         11. Что такое АИМ –1 и АИМ –2?

         12. Простой и симметричные коды.

 

3. Групповой цифровой сигнал с ИКМ

         В СП с ЧРК разделительным признаком канального сигнала является полоса частот, в которой он расположен. В ЦСП разделительным признаком канального сигнала является отрезок времени, в течение которого передается кодовая группа. Таким образом,  в этих системах используется разделение по времени. Такие системы называют ИКМ – ВРК (ИКМ - ВД). В групповом сигнале ЦСП с ИКМ – ВД объединяются кодовые группы разных каналов, разделенных по времени, которое осуществляется в процессе дискретизации путем сдвига отсчетных моментов в разных каналах на величину . За время  происходит кодирование отсчета заданного канала, и формируется кодовая группа этого канала, то есть  - это канальный интервал (КИ). Соответственно на эту величину и растягивается отсчет данного канала при формировании АИМ – 2 сигнала (рисунок 3.1.).

         При организации N каналов в ЦСП между двумя соседними отсчетами одного канала размещаются N канальных интервалов с m разрядами кодовых групп в каждом интервале. Каждый разряд (1 или 0) передаются на своей тактовой позиции (рисунок 3.2.). Время, отводимое на передачу одного символа (1 или 0) называют тактовым интервалом (ТИ).

         Цикл передачи (ТЦ) – это минимальный отрезок времени, за который по разу передаются импульсы, выполняющие одинаковую функциональную нагрузку. Очевидно, что

                  ,

где - длительность тактового интервала.

         Число тактовых интервалов, переданное за единицу времени (1секунду), есть скорость передачи В (бит/с), которая численно совпадает с тактовой частотой (), то есть частотой следования символов кода.

                  .

         При  m=8  и  FД =8 кГц,  кГц. Таким образом, скорость передачи в одном канале составляет 64 кбит/с. В цикле передачи организуются дополнительные канальные интервалы для передачи служебных сигналов (синхросигнал, СУВ). Цифровой групповой ИКМ – сигнал представляет собой случайную последовательность импульсов и имеет бесконечно широкий спектр частот. Действительно, любой однополярный двоичный сигнал можно представить в виде двух составляющих: регулярной и случайной (рисунок 3.3).

Рисунок 3.3 – Двоичный цифровой сигнал и его составляющие

         Разложение регулярной составляющей в ряд Фурье дает:

                  .

         Таким образом, в составе регулярной составляющей имеется постоянная составляющая и гармоники тактовой частоты.

   

                   -скважность импульсной последовательности.

         При   при четных n, то есть регулярная составляющая содержит нечетные гармоники тактовой частоты fт. Это, так называемая, дискретная часть спектра двоичного однополярного цифрового сигнала.

                Рисунок 3.4 –  Дискретная часть спектра двоичного однополярного

                                                      цифрового сигнала

         Случайная составляющая имеет сплошной (непрерывный) спектр, причем спектральная плотность этой непрерывной части спектра также изменяется по закону .

    

       Рисунок 3.5 –  Спектральная плотность случайной составляющей

         Таким образом, спектр  двоичного цифрового сигнала (ДЦС) имеет вид:

                            Рисунок 3.6 –  Спектр двоичного цифрового сигнала

         Для передачи двоичного сигнала с допустимыми искажениями необходимо иметь тракт с полосой частот от 0 до  (первый лепесток). Таким образом, для ЦСП с ИКМ – ВРК нужен значительно более широкий спектр частот тракта по сравнению с аналоговыми системами передачи.

3.1 Вопросы к разделу 3

         1.Нарисовать групповой АИМ – сигнал (1-го и 2-го видов) для

            пятиканальной СП.

         2.Что такое цикл передачи?

         3.Что такое канальный интервал?

         4.Что такое тактовый интервал?

         5.Как рассчитать тактовую частоту ЦСП?

         6.Спектр частот двоичного цифрового сигнала.

         7.Какая полоса частот требуется для передачи двоичных сигналов в ЦСП     

            с ИКМ – ВД.

  1.  Основы построения оборудования формирования первичного цифрового потока (ПЦП)

  1.  Структурная схема оконечного оборудования

Структурная схема оконечного оборудования формирования ПЦП приведена на рис. 4.1.

Кодер и преобразователь  АИМ –1 в АИМ –2  - групповые устройства, квантователь совмещен с кодером. Неравномерное квантование обеспечивается цифровой компрессией.

         ФНЧ –3,4 – фильтр нижних частот, ограничивающий спектр исходного сигнала частотой 3,4 кГц.

         ЭК-1  -  электронный ключ для формирования АИМ – сигнала.

         Кодер – устройство, обеспечивающее формирование кодовой группы из отсчета сигнала.

         УО – устройство объединения, формирующее цикл передачи.

         ПКпер – преобразователь кода передачи, преобразующий двоичный цифровой сигнал в линейный цифровой сигнал.

         ГОпер – генераторное оборудование передачи, формирующее все последовательности импульсов, управляющие работой всех устройств тракта передачи (,).

Пер СУВ – передатчик сигналов управления и взаимодействия  АТС.

         ФСС – формирователь сигнала цикловой синхронизации.

         ГОпр - генераторное оборудование приемной части.

         ПСС – приемник сигнала цикловой синхронизации, обеспечивающий правильное распределение декодированных отсчетов по каналам.

         Декодер – устройство, обеспечивающее преобразование кодовых групп в отсчеты сигнала.

         СР – станционный регенератор, восстанавливающий искаженный сигнал.              

         ПКпр – преобразователь кода приема, преобразующий линейный цифровой сигнал в двоичный цифровой сигнал.

         УР – устройство разделения.

         ВС – временной селектор, обеспечивающий распределение группового АИМ – сигнала по каналам.

         ФНЧ –3,4 (на приеме) выделяет исходный сигнал из АИМ – сигнала.

                             

         


                                            

                                          

                                         

                                             

 

                                                                                   


4.2  Преобразователь АИМ – 1 в АИМ – 2

                                                                                        

 

            Рисунок 4.2 – Преобразователь сигнала АИМ – 1 в АИМ – 2

         Входное сопротивление усилителя .

         На ключ первый подается управляющая последовательность импульсов .

         На ключ второй подается управляющая последовательность импульсов .

            Рисунок 4.3 – Формирование сигнала АИМ –2

         - время заряда конденсатора С.

         - время разряда конденсатора С.

                  

                  .

4.3 Кодер с линейной шкалой квантования

Кодер взвешивающего типа

.

         Его алгоритм подобен взвешиванию предмета на весах.

 

                          Рисунок 4.4 – Структурная схема линейного кодера

         К – компаратор (схема сравнения).

Алгоритм работы компаратора:

                  

         ГЭН – генератор эталонных напряжений.

                  ,

где m – число информационных посылок, если разрядность кода равна 8, то одна посылка используется для кодирования знака отсчета, а информационных будет 7.         

          ЛУ -  логическое устройство.

Импульсы тактовой частоты () поступают из ГО пер и вызывают появление сигналов «1» на выходах логического устройства. Первый тактовый импульс появляется на нулевом (0) выходе ЛУ. При этом на вход компаратора эталонные напряжения не подключаются (UЭТ=0). Если кодируется положительный отсчет, то в конце такта замыкается ключ Кл+, и подключается на весь этап кодирования генератор положительных эталонных напряжений. В другом случае (UАИМ < 0) замыкается ключ Кл¯, и подключается на весь этап кодирования генератор отрицательных эталонных напряжений. Второй тактовый импульс вызывает появление сигнала «1» на первом (1) выходе ЛУ, и к входу компаратора 2 подключается  UЭТ1. Сигнал «1» с выхода компаратора оставит это напряжение подключенным до конца этапа кодирования, а сигнал «0» отключит это эталонное напряжение. Каждый последующий тактовый импульс вызывает появление сигнала «1» на соответствующих выходах ЛУ и подключение соответствующего эталонного напряжения. Сигнал «1» с выхода компаратора оставляет UЭтi подключенным, а сигнал «0» отключает их. В конце восьмого такта из ГО пер поступает сигнал сброса, который устанавливает все устройства в исходные состояния.

         Рассмотрим пример кодирования. Закодируем отсчет UАИМ=107Δ, где Δ – величина напряжения шага квантования. Результаты сведем в таблицу 4.1.

Таблица 4.1 – Этапы кодирования

№ такта

Знак

Вх. 0  

26

1

25

2

24

3

23

4

22

5

21

6

20

7

сравнение

1

Н

1

0

0

0

0

0

0

0

UАИМ< UЭТ=0

К

1

0

0

0

0

0

0

0

ГЭН+ подключен.

2

Н

1

1

0

0

0

0

0

0

UЭТ1=26=64Δ<107Δ

К

1

1

0

0

0

0

0

0

U3 =1, UЭТ1=64Δ не отключается

3

Н

1

1

1

0

0

0

0

0

UЭТ1+ UЭТ2 =64Δ+32Δ =96Δ <107Δ

К

1

1

1

0

0

0

0

0

 U3 =1,UЭТ2=32Δ не отключается

4

Н

1

1

1

1

0

0

0

0

UЭТ1+ UЭТ2+ UЭТ3=112Δ>107Δ

К

1

1

1

0

0

0

0

0

U3 =0,UЭТ3=16Δ отключается

Продолжение таблицы 4.1

5

Н

1

1

1

0

1

0

0

0

UЭТ1+ UЭТ2+ UЭТ4=104Δ<107Δ

К

1

1

1

0

1

0

0

0

U3 =1,UЭТ4=8Δ не отключается

6

Н

1

1

1

0

1

1

0

0

UЭТ1+ UЭТ2+ UЭТ4+ UЭТ5=108Δ>107Δ

К

1

1

1

0

1

0

0

0

U3 =0,UЭТ5=4Δ отключается

7

Н

1

1

1

0

1

0

1

0

UЭТ1+ UЭТ2+ UЭТ4+ UЭТ6=106Δ<107Δ

К

1

1

1

0

1

0

1

0

U3 =1,UЭТ6=2Δ не отключается

8

Н

1

1

1

0

1

0

1

1

(UЭТ1+UЭТ2+UЭТ4+UЭТ6+UЭТ7)=107Δ

К

1

1

1

0

1

0

1

1

U3 =1,UЭТ7=Δ не отключается

              Кодирование завершено. Ошибка квантования равна 0.

4.4 Кодер с нелинейной шкалой квантования

         В кодере используется цифровое компрессирование, поэтому характеристика компрессора (обычно по А - закону) заменяется отрезками прямых (сегментами).

         Рисунок 4. 5 – Характеристика компрессора

         На рисунке 4.5 приведена  только положительная часть характеристики. Каждый сегмент этой характеристики разбивается на 16 равномерных шагов квантования. Общее количество сегментов – 16, но первые четыре объединяются в один. Следовательно, получаем характеристику, состоящую из 13 сегментов. Заметим, что при равномерном квантовании потребуется для такого количества шагов 11 разрядов ( плюс один разряд на знак).

         В процессе кодирования формируется восьмиразрядная кодовая группа, в которой первый разряд знаковый, второй, третий, четвертый – это номер сегмента, пятый, шестой, седьмой, восьмой – номер уровня квантования внутри сегмента. Например:

  

            

                  .

         Ниже в таблице 4.2 приведены для каждого сегмента значения шага квантования, кодовая группа и значение нижнего уровня квантования.

Таблица 4.2 – Параметры сегментов

Структурная схема нелинейного кодера приведена на рисунке 4.6.

                     К- компаратор (схема сравнения ).

            ГЭТ – генератор эталоных токов (напряжения).

            БКЭ – блок выборки и коммутации эталоных токов .

            ЦР – цифровой регистр.

            ПК – преобразователь кода параллельного в последовательный .

                                                         ГО    

                                                                   «В»

                               АИМ  1

                                      Iэт

                                           2  

                        Г                                                      

               q 10     . . .q0                            q 10   . . .q0         

               q 10                         .                            .                               .                q 0  

                  

                     

                a 6                                                                                                                    a 0                                      

                                                                                                                 ПК  

                     a 7

                                                                                                        ГО ( fm )

                                                            

Рисунок 4.6 – Структурная схема нелинейного кодера

       

4.4.1 Принцип  работы нелинейного кодера

 

       Импульсы с тактовой частотой подаются в цифровой регистр, изменяя состояние его выходов (обозначены коэффициентами  а 7 –а 0).

       Рассмотрим пример кодирования Iаим = 536.

 1-ый тактовый  импульс из ГОПЕР вызывает появление единицы на выходе  а7  ЦР , при этом на всех выходах БКЭ будут нули , следовательно Iэт1=0 (индекс у Iэт  соответствует номеру такта : от 1 до 8). Uв= 0 и в конце 1-го такта единица с выхода а7 подключит положительный ГЭТ ко входу 2 компаратора.

  2-й такт: В начале 2-го такта появляется единица на выходе ЦР а6 , цифровой компрессор выдает единицу на выходе q7 , т. к. состояние выходов ЦР а6 а5 а4 имеет 100 ,что соответствует закодированному 4 - му  номеру  сегмента , для которого нижнее значение уровня квантования равно 128 (см. табл. 4.1). Из БЭК подается сигнал 1 на выход q 7 и будет подключен

IЭТ2 = 128< Iаим = 536. На выходе компаратора Uв = 0, следовательно, на а6 остается единица.

 3-й такт:     В начале такта появляется единица на выходе а5 ЦР. Цифровой компрессор на входную комбинацию 110 выдает единицу на выходе q9 , т. к. эта комбинация соответствует 6-ому номеру сегмента, для которого нижнее значение уровня квантования 512, и будет подключен IЭТ3= 512. На выходе компаратора Uв = 0, следовательно, в конце 3 - го такта состояние а5 останется неизменным, равным единице.

 4-й такт:     В начале такта появляется единица на выходе ЦР а4. Цифровой компрессор на входящую комбинацию 111 выдает сигнал единица на выходе q10 (нижний уровень сегмента 1024, и будет подключен в начале 4 – го такта IЭТ4 Н= 1024> Iаим , следовательно,Uв = 1 и в конце 4 - го  такта состояние а4 изменится на ноль (комбинация 110 на выходе ЦР) и соответственно появляется единица на выходе q9 , IЭТ4К = 512. Этот эталонный ток называют основным.

  5-й такт:     Начиная с 5-го такта кодер работает как линейный, а именно, последовательно появляются единицы на последующих выходах ЦК, для нашего примера с q8 , вызывая подключение эталонных токов: IЭТ5 =512+256 =768 >I аим =536. Uв =1 и в конце 5-го такта q4 = 0, q8 = 0, q4 =0, q8 =0, IЭТ5к =512.

  6-й такт:    Начало: a2 =1, q7 =1, IЭТ6н =512+ 128= 640>Iаим; Uв =1.

                        Конец такта : а2 =0, q7 =0, IЭТ6к =512.

  7-й такт:    Начало: а1 =1, q6 =1, IЭТ7н  =512+64=576, Uв =1.

                        Конец такта : а1=0, q6=0, IЭТ7к=512.

   8-й такт:    Начало: a0=1, q5=1, IЭТ8н =512+32=544>536, Uв =1.

                        Конец такта : а0 =0, q5 =0, IЭТ8к =512.

        Состояние кодовой группы снимается с выходов аi ЦР : 11100000.

 Ошибка квантования Sкв =24. Для уменьшения ошибки квантования на           приемном конце добавляется ток коррекции Iкор =i/2, где i-номер сегмента.

Для рассматриваемого примера i = 6 = 32. Iкор =16.

   В конце 8-го такта из ГОпер  поступает импульс “cброс” , который устанавливает все элементы схемы кодера в исходные состояния.     

   

                                           4.5  Генераторное оборудование

             Генераторное оборудование (ГО) вырабатывает определенный набор импульсных     последовательностей, которые используются:

  1.  Для управления работой узлов аппаратуры как в тракте передачи, так в тракте приема.
  2.  Для синхронизации соответствующих узлов приемной и передающей станции.

На рис. 4.7 приведена упрощенная структурная схема ГО.

                       « Установка по циклу »               « Установка по сверхциклу »

                                  fт                                  fр                                fк

 З

                                             . . .                . . .                 . . .        

                       fт                 p1 . . .  p8                кио . . .  киn                цо . . .  цs

ВТ

   

                      Рисунок 5.7 –  Структурная схема ГО

                

          fр= fт /m;      fк= fp /(N+Nд)=Fд;          fк /S = fц.             

                                                                                                                                           

      ЗГ - задающий генератор (вместо него может быть ВТЧ- выделитель тактовой частоты на приемной станции)

      ФТП – формирователь тактовых последовательностей. Он формирует из синусоидального напряжения прямоугольные импульсы.

      РР – разрядный распределитель.

      РК – канальный распределитель.

      РЦ – цикловой распределитель.

РР формирует импульсы с частотой   fp= fт /m= 2048/8=256кГц.

РК частоту    разрядов делит в (N+ Nд) раз.

    fк= fp/(N+Nд)=256/(30+2)=8кГц=Fд.

     fц= fк/S =8/16=500Гц.

 S-количество циклов в сверхциклах.                                                                                                                                                

 

    На рисунке 4.8 показано получение 8-импульсных    последовательностей в разрядном распределителе.

               

                                                                                                                                            fт

                                 tт                                                                              

                                                                                  

 

                                                                                  

   

Если последовательность РР1 подается на РК то получаем:

                          к

                            

                                       Уменьшим  масштаб:

                 

 

            

                           

   

  

         

             

Рисунок 4.8 –  Получение последовательностей импульсов в распределителях

4.5.1 Задающий генератор. Режимы работы

      

        Он служит для получения импульсов тактовой частоты и имеет кварцевый резонатор.

     Относительная нестабильность частоты     10 6 

     В современных ЦСП ЗГ имеет несколько режимов работы:

 1)  Автоколебательный (внутренней синхронизации).

 2)  Внешней синхронизации ( от внешнего источника подается более стабильная частота).

Схема ЗГ с учетом внешней синхронизации приведена на рис.4.9

                                                                  

                                                                                         

                                                                                                   

                                                                                                

                                           

                       Рисунок 4.9 –  Схема внешней синхронизации ЗГ для АЦО-11

 СПЧ - схема подстройки частоты (варикапы).

 ФД – фазовый дискриминатор.

     На выходе ФД формируется последовательность прямоугольных импульсов, скважность которых изменяется в зависимости от соотношения частот fm  и fm.синхр, если fm=fm.синхр, то скважность равна 2 (рис.4.10).

1)  U1      

                                                  А

  Uупр

                                                 А/2

2)     Если fm> fm синхр.

       U1                    

                                               А                Скважность увеличивается

     Uупр.

                                                 А/2           

       Рисунок 4.10 – Напряжение в различных точках ЗГ

                  

4.6  Системы синхронизации в ЦСП

        В ЦСП существует несколько систем синхронизации:

 

4.6.1 Тактовая синхронизация

   

     Тактовая синхронизация обеспечивается с помощью УТС – устройство тактовой синхронизации. Эта система обеспечивает синхронную работу ГО передачи и ГО приема. Система ТС обеспечивает правильную цифровую обработку сигнала на приеме.

     На рисунке 4.11 показаны  последовательности импульсов: двоичного цифрового сигнала (ДЦС), поступающего в тракт приема с передающей станции и fТ.ПР , вырабатываемая в ГОпр , подаваемая для цифровой обработки на устройства приемной части.

 

           ДЦС    

(Двоичный цифровой                                                                                    t  

      сигнал)  

  fТ.ПР= fДЦС       а)                                                                    t 

                        б)                                                                      t

        Рисунок 4.11 – Последовательности импульсов ДЦС и fТ.ПР

   

         Для правильной цифровой обработки сигналов, например, в регенераторе или декодере, эти последовательности должны совпадать и по частоте, и по фазе (рис.4.11(а)).

         Для рис. 4.11(б) тактовые частоты не совпадают, и ДЦС не будет обработан в тракте приема. Случай а) возможен только, если напряжение тактовой частоты будет выделено из самого приходящего ДЦС.                                                                                           

                                                                                                                     

     Вывод: на приемном конце необходимо тактовую частоту выделять из самого приходящего сигнала, что и делает система тактовой синхронизации, которая включает в себя устройства тактовой синхронизации (УТС), схема которого приведена на  рис. 4.12.

 

     УТС состоит из 2-ух основных частей:

ФТП- формирователь тактовой последовательности.

ВТЧ- выделитель тактовой частоты.

                      ЦС                                                            fТ.ПР

                                              

Рисунок 4.12 –  Схема УТС

          

                   Различают 2 способа построения УТС:

  1.  Резонансный способ (УТС с пассивной фильтрацией частот).
  2.  УТС с активной фильтрацией частот.

УТС с пассивной фильтрацией частоты

 Известно, что для двоичного цифрового сигнала (ДЦС) со скважностью 2.

 Энергетический спектр GДЦС   представленный на рисунке 4.13 имеет напряжение тактовой частоты, которое может быть выделено фильтром ВТЧ.

         GДЦС

                      Фильтр ВТЧ

          

                                                                                       f

                 fm           2fm           3fm            4fm

                            Рисунок 4.13 –  Энергетический спектр ДЦС

          

                   Схема ВТЧ включает в себя (рисунок 5.9).

                                      ДЦС    

   

           ЛЦС                                                                fТ,ПР

 

                                     Рисунок 4.14 –   Схема ВТЧ

  Если выделения fm производятся из сигнала в коде ЧПИ (линейный цифровой сигнал ЛЦС), в спектре которого нет fm , то необходим выпрямитель для преобразования в ДЦС. На выходе фильтра будет почти синусоидальное напряжение.

Для формирования импульсов из синусоидального напряжения можно использовать несколько способов, например, с помощью порогового устройства (ПУ) (рисунок 4.15).

                                                                                                                                                                     

 Uвх ПУ                                                                                                                                   

                                                                                             Uпор                             

                                                                                                             t     

 UвыхПУ  

  

                1 2                                          1  2                                t  

                     Рисунок 4.15 –  Формирование импульсов fТ.ПР в ПУ

  Точка (1) на рисунке соответствует Uпор= 0 (момент перехода напряжения через ноль), это идеальный случай. Если  Uпор0, то моменты перехода смещаются вправо (условие обозначается (2) ).

         Если в ДЦС идет длинная серия нулей, то синусоидальное напряжение уменьшается по амплитуде и моменты перехода смещаются еще больше вправо, появляется явление джиттера (рисунок 4.16 – точка 2).

                                                                                  

                                                                                 

              

                                                                                      

           

              

                 Рисунок 4.16 - Появление джиттера

1-идеальный момент формирования fm.

  •  затухающая синусоида.      

        Два пути для борьбы с джиттером:

  1.  Не допускать больших серий нулей.
  2.  Использовать высокодобротные фильтры.

       

УТС с активной фильтрацией частоты

 При этом методе в ГОпр. имеется задающий генератор (ЗГ), частота которого подстраивается с помощью схемы управления (СУ) и фазового дискриминатора. Схема такого УТС приведена на рис. 4.17. Принцип работы такого устройства был рассмотрен ранее (режим работы ЗГ).

                                            

               

         

                                    

          Рисунок 4.17 –  Схема УТС с активной фильтрацией частоты

4.6.2 Цикловая  синхронизация (ЦС)

    ЦС необходима для распределения группового АИМ сигнала по каналам и правильного декодирования кодовых групп. В начале цикла вводится синхросигнал (СС) первичного цифрового потока (ПЦП) (рис. 4.18).

               

                   СС

                   КИ0                 КИ1     .      .      .    КИN-1

                                         Тд                                             

КИ – канальный интервал.

                     

              Рисунок 4.18 –  Место СС в цикле передачи                     

          Требования к системе цикловой синхронизации:

  1.  Минимальное время вхождения в режим синхронной работы (синхронизм).
  2.  Минимальное число разрядов СС.
  3.  Высокая помехоустойчивость системы ЦС. Чем выше помехоустойчивость, тем требуется больше разрядов в кодовой группе СС и тем больше информационные потери в системе.

              Отличительные особенности синхросигнала(СС):

  1.  Периодичность (повторяемость на одних и тех же позициях в цикле).
  2.  Постоянство структуры.

     Различают одноразрядные и многоразрядные СС. Последние могут быть сосредоточены и рассредоточены, т. е. синхросигнал сосредоточен в одном месте цикла, например, в канальном интервале КИ0 или рассредоточен по циклу. В ЦСП используют сосредоточенный вариант передачи СС.

Приемник синхросигнала (ПСС)

  Поиск СС осуществляется методом скользящего поиска с одноразрядным сдвигом.

      В приемнике одновременно регистрируется  «К» символов кода, где к – число символов СС. Момент регистрации все время сдвигается на один такт. Приемник СС проверяет эту «К» - символьную кодовую группу на соответствие СС. Если структура этой группы из «К» символов совпадает с СС, то следующая проверка осуществляется через цикл. Если в цикле нет кодовой группы со структурой СС, то синхронизация устанавливается быстрее, чем за один цикл. Однако, это маловероятно. Поэтому поиск СС осуществляется за несколько циклов, но время поиска СС не должно превышать нескольких мсек (2мс).  На рисунке 4.19 приведена структурная схема неадаптивного приемника синхросигнала(ПСС).

      

                                                                                   

 

                                                                                                                              

                                                                                                                                      

                                                                                                                     

                                                                                                    

                                                                                                               

                                                                                                                    

                                                                                                        

                    

                               

       

                           

Рисунок 4.19 –  Схема неадаптивного ПСС

   

        Если в РС записана «К» – разрядная группа, совпадающая по структуре с СС, то на выходе Дш появляется 1. На выходе И1 в этот момент появляется «1» (контрольный сигнал КС) в конце КИ0 , когда идет ТИ 8-го разряда. При наличии синхронизма конец СС совпадает с этим моментом и на входе И2 и «НЕТ» появляется «1».  На выходе «НЕТ» появляется “0”, на выходе И2 - “1”.  “1” записывается в накопитель по входу в синхронизм. В течение 3-х циклов при наличии синхронизации накопитель заполняется и сохраняется заполненным. Случайные кодовые группы, совпадающие по структуре с СС, не совпадают по времени с “1” на выходе И1 и на работу приемника СС не влияют. При заполнении накопителя по входу “обнуляются” первые три ячейки накопителя по выходу.

    При кратковременном нарушении структуры СС, например,   из-за помех (в течение 2-3 циклов) с дешифратора, в момент появления “1” с “И1” , идет ноль. На выходе “НЕТ” появляется “1” и записывается в накопитель по выходу из синхронизма. Когда структура СС восстанавливается, поступает “1” на вход накопителя по входу. Т.к. он заполнен, то на его выходе появляется “1” и “обнуляет” ( опустошает ) ячейки наполняются по выходу. Если нарушение синхронизма происходит более 4-х циклов, то заполняется накопитель по выходу и при появлении кодовой группы, совпадающей по структуре с СС, на выход И3 – “1”. При этом “обнуляется” накопитель по входу и 4-я ячейка наполняется по выходу.  Начинается заполнение накопителя по выходу и “обнуляются” распределители ГОпр. До тех пор, пока не будет восстановлен синхронизм. Сверхцикловая синхронизация  осуществляется аналогично.  Одной из причин сбоя цикловой синхронизации является выход из синхронизма по тактовой частоте и влияние помех, особенно из-за коммутационных приборов.  Рассмотрим два этих случая. В цикле первичного цифрового потока (ПЦП) содержится 256 тактовых интервалов(ТИ). Для простоты покажем СС, состоящий из трех единиц.

        На рисунке 4.20 показано появление сбоев в работе ПСС (пусть СС состоит из 3-х символов) для двух случаев:

     А) – искажения структуры СС.

     Б) – сбой в работе УТС (изменяется количество тактовых интервалов в цикле).     

                                        

                                .  .  .             . . .     .        .. . .           . . .           

                                                                     В.

                                                                                   

                                                                               

                                                                                         

                                                                                               

                                 

Рисунок 4.20 а) – Сбой в режиме работы цикловой синхронизации при искажении структуры СС

      

                      

 

                                          

 Рисунок 4.20 б) –  Сбой в режиме работы цикловой синхронизации при сбое в УТС

                                    

   Допустимы t восст  2мс, иначе происходит разъединение на АТС.

                        t восст. = t н.вых. + t поиска  + t н. вх. 

  В рассмотренных схемах поиск синхронизма начинается только  после накопления накопителя по выходу. Для уменьшения t восст. можно производить накопление по выходу из синхронизма и поиск синхронизма одновременно.

  По 1-му сигналу выхода из синхронизма начинается поиск, но ГОпр. не «обнуляется».

         

                               

                               

      По такому принципу построен адаптивный приемник СС, имеющих два делителя частоты.

  Сверхцикловая синхронизация обеспечивает правильное распределение  СУВ по сигнальным каналам. Для СУС формируется сверхцикл, который в одном из КИ содержит сверхцикловой синхросигнал.

                         

4.7 Вопросы к разделу 4

  1.  Назначение компандерных устройств в нелинейном кодере и декодере.
  2.  По какому закону выбираются эталонные напряжения?
  3.  Назначение тактовой и цикловой систем синхронизации.

  1.  Линейный цифровой тракт

     

          Сформированный на выходе кодера цифровой групповой сигнал должен быть передан по линии связи (ЛС). За счет ограничения спектра ЦС сверху и снизу этот сигнал искажается, что приводит к межсимвольным помехам 1-го и 2-го рода. Основным преимуществом ЦСП перед АСП является возможность восстановления формы сигнала (регенерация). Поэтому в ЦЛТ вместо усилителей устанавливаются регенераторы (ОРП и НРП). Помимо межсимвольных помех в линейном тракте действуют также переходные помехи (на симметричном КЛС) и собственные помехи. Регенераторы позволяют в значительной степени уменьшить действие этих помех. Таким образом цифровой линейный тракт содержит, кроме оборудования оконечных станций, где размещаются оборудование окончания линейного тракта, регенерационные пункты(рис.5.1).   

     

                                                     

                Рисунок 5.1 – Структурная схема линейного тракта

5.1 Помехи в линейном тракте ЦСП

Основным видом помех в ЦЛТ, построенных на симметричном кабеле, являются переходные помехи с других трактов этого кабеля. Влияние помехи на сигнал зависит от способа организации передачи. При однокабельной передаче преобладают переходные помехи на ближнем конце регенерационного участка, при двухкабельной — переходные помехи на дальнем конце. Переходная помеха на ближнем конце не зависит от длины регенерационного участка и в большинстве случаев превышает переходную помеху па дальнем конце. Величина переходной помехи на ближнем конце определяется уровнем сигнала на передаче, переходным затуханием между парами кабеля на ближнем конце А0 и спектрами влияющего и подверженного влиянию сигналов.

Увеличение скорости передачи цифрового сигнала приводит к уменьшению длительности импульсов и расширению полосы частот. Это, в свою очередь, снижает переходное затухание и соответственно увеличивает помехи. В этом случае уменьшается защищенность на ближнем конце АЗ0. С целью сохранения величины защищенности АЗ0 в допустимых пределах приходится либо соответственно уменьшать длину регенерационных участков, либо использовать двухкабельную систему организации передачи.

Кроме переходных помех для симметричных кабелей характерны помехи от отраженных сигналов. Отражения сигналов возникают в тех точках кабельной пары, где происходит скачкообразное изменение волнового сопротивления цепи — это прежде всего стыки строительных длин и участки включения газонепроницаемых муфт. Отражения приводят к возникновению паразитных цифровых потоков, опережающих основной сигнал или отстающих от него.

Основным видом помех в коаксиальных цифровых трактах являются тепловые помехи, вызванные хаотическим тепловым движением носителей тока в кабельных цепях и входных каскадах регенераторов. Защищенность от тепловых шумов всецело определяется скоростью передачи цифрового сигнала и длиной регенерационного участка (эти параметры определяют затухание участка). Менее значительны помехи от отражений, которые в коаксиальных цепях возникают не только в точках стыка строительных длин, но и в точках технологической неоднородности структуры цепи.

Кроме рассмотренных видов помех, в линейном тракте ЦСП возникают межсимвольные помехи, возникающие за счет искажения формы передаваемого символа.

На рис.5.2 показана последовательность двоичных импульсов на входе и выходе цепи при ограничении сверху полосы пропускания.

При поступлении импульса на вход участка кабельной цепи возникающие в этой цепи переходные процессы приводят к завалу фронта импульса и затягиванию спада при одновременном снижении амплитуды импульса. Причем, чем длиннее участок цепи, тем меньше величина импульсного отклика на его выходе и тем резче выражены явления завала фронта и затягивания спада. При значительном ограничении полосы частот цифрового сигнала переходные процессы, возникающие в цепи кабеля при прохождении через нее каждого импульса, не успевают закончиться к моменту приходя следующего импульса или пробела. Это приводит к наложению импульсов, особенно сильно ощущаемому для соседних символов цифрового сигнала. Явление наложения символов цифрового сигнала за счет расширения их длительности получило  название  межсимвольной   интерференции.

Межсимвольная интерференция приводит как к изменениям амплитуды, так и временным сдвигам символов. Вследствие межсимвольной интерференции на соседнем тактовом интервале импульс или пробел получает случайное приращение uпр. Если при отсутствии интерференции допустимая амплитуда помехи UП, то при наложении символов ее значение уменьшается на uпр. Сдвиг фронта импульса  также приводит к искажению формы символа.

В линейных трактах, организованных на цепях симметричных кабелей, присутствуют согласующие трансформаторы и усилители, ограничивающие полосу частот цифрового сигнала снизу за счет подавления постоянной и низкочастотных составляющих спектра. Влияние ограничения полосы частот цифрового сигнала снизу показано на рис. 5.3.

Ослабление низкочастотных составляющих приводит к появлению выбросов, полярность которых противоположна полярности символа цифрового сигнала, причем спад выброса затягивается на последующие тактовые интервалы, вызывая межсимвольную интерференцию, снижающую амплитуду импульсов. Снижение амплитуды импульсов при возможной амплитуде помехи UП снижает возможность регистрации импульсов на фоне помех. Следовательно, ограничение полосы частот вызывает искажение цифрового сигнала, что всегда снижает помехоустойчивость.

5.2  Линейный  цифровой сигнал

        

         Искажения цифрового сигнала и влияние помех в значительной степени зависит от формы и структуры ЦС, передаваемого в линию линейного цифрового сигнала (ЛЦС).

  

                    К ЛЦС предявляют ряд требований:

  1.  Передаваемый ЛЦС должен обеспечивать возможность простым способом выделять fm , для обеспечения тактовой синхронизацией на приемной станции и в каждом регенераторе.
  2.  Основная энергия ЛЦС должна быть сосредоточена в ограниченной полосе частот. В энергетическом спектре не должна содержаться постоянная составляющая и НЧ составляющая должна быть мала. Это уменьшит межсимвольные помехи 2-го рода, т. к. реальная физическая цепь содержит обычно линейные трансформаторы, которые эти составляющие не пропускают. Ограничение ширины полосы частот f  снижает мощность собственных помех, которая пропорциональна ширине полосы частот 1-го лепестка ЛЦС, и мощность переходных помех, т. к. переходное затухание между цепями с ростом частоты уменьшается.
  3.  В линейном тракте должна быть обеспечена возможность обнаружения ошибки, т. е. контроль за верностью передачи.
  4.  Используемый ЛЦС должен обеспечивать правильность передачи информации, независимо от структуры исходных сигналов.   

       Получаемый на выходе кодера двоичный (2-х уровневый) ЦС, большинству этих требований не удовлетворяет. Основная энергия сигнала сосредоточена в широком спектре до 2fm. Сигнал содержит постоянную составляющую и мощные НЧ составляющие. 2-х уровневый код является без избыточным и поэтому не позволяет обнаруживать ошибки.

       Правда, в 2-х уровневом сигнале содержится fm, которая может быть выделена простым способом пассивной фильтрации. Однако, при наличии длинных серий нулей в цифровой последовательности, мощность этой составляющей fm уменьшается, нарушается тактовая синхронизация (за счет флуктуации импульсов тактовой последовательности) и уменьшается правильность передачи информации. Следовательно, 2-х уровневый сигнал не удовлетворяет и последнему требованию.

       Для обеспечения поставленных требований линейный сигнал должен обладать избыточностью. Поэтому полученный на выходе кодера ДЦС должен быть преобразован в линейный, что обеспечивается преобразователем кода (ПК), который включается на выходе тракта передачи. На выходе ПК формируется линейный сигнал (линейный код). Видов линейных кодов достаточно много, причем они могут удовлетворять не всем требованиям перечисленных выше.  

5.3 Линейные коды

     

   Линейные коды можно разделить на 2-е группы: алфавитные и неалфавитные коды.

Неалфавитные коды

    Одним из наиболее широко используемых кодов, является квазитроичный код (код ЧПИ или AMI). Алгоритм его формирования состоит из двух уровней – каждая последующая единица изменяет свою полярность (рис.5.4).

                                                                                      Двоичный сигнал

                                                                                      ЧПИ

Рисунок 5.4 – Получение сигнала ЧПИ.

     В спектре ЧПИ отсутствует постоянная составляющая, НЧ составляющие малы, т. е. этот код является сбалансированным. Степень сбалансированности кода характеризуется диапазоном изменения текущей цифровой суммы символов кодовой последовательности.

                            

,

где k+m – любые;

ai – значение кодового символа в i – м тактовом интервале. В ЧПИ текущая цифровая сумма может изменяться от +1 до –1.

         На рисунке 5.5 приведен энергетический спектр сигнала в коде ЧПИ.

                                                                                                                                                                        

Рисунок 5.5 –  Спектр ЧПИ

Основная энергия кода ЧПИ сосредоточена в диапазоне до fm , что в 2-а раза меньше, чем у двухуровнего кода. Следовательно, при использовании ЧПИ уменьшаются межсимвольные помехи, а также помехи от линейных переходов и собственные помехи. Для достижения той же верности передачи длина регенерационного участка lp в ЦСП с ЧПИ может быть увеличена.

   В линейном сигнале с ЧПИ легко обнаружится ошибка, т.к. она приводит к нарушению чередования импульсов, а также к изменению предельного диапазона изменения текущей цифровой суммы.

    Код с ЧПИ не содержит fm , однако, этот недостаток легко устраняется, если перед выделением fm сигнал ЧПИ подать на выпрямитель (2-х полупериодный)(рис. 5.6).

                                 

         

            

                Рисунок 5.6 – Преобразование ЧПИ в ДЦС

        

     При наличии длинных серий нулей  при использовании кода ЧПИ , также как и при  использовании 2-х уровнего кода, возникают флуктуации сформированных тактовых импульсов, т.е. не удовлетворяется 4-е требование.  Для этого недостатка можно при аналого-цифровом преобразовании запретить формирование групп, состоящих из одних 0.

    Если в цикле передачи в некоторых канальных интервалах (КИ) имеются свободные тактовые интервалы, то в них передается 1. В ранних разработках оборудования ЦСП для уменьшения  вероятности появления длинных серий 0 все четные символы заменялись при кодировании на инверсные.

      Для устранения длинных серий 0 используют модифицированный код МЧПИ (или КВП-N). Наиболее часто используется код КВП-3 или НДВ-3, в котором группа из 4-х нулей заменяется группой 000V или В00V, где

      В – символ, формируемый по закону чередования;

   V – импульс, повторяющий полярность предыдущего символа В.

   000V – если за предыдущим символом V – нечетное число В.

В00V – если четное. На рисунке 5.7 приведен пример формирования сигнала в коде НДВ-3.

 

                                                                                                                  t

                                                           B          V

                                                                                                                t

                      V                                                   B          V        

                    Рисунок 5.7 –  Формирование сигнала в НДВ-3

   Парная подстановка сохраняет у МЧПИ диапазон изменения текущей цифровой суммы, т. е. сохраняет балансность кода. В МЧПИ ошибки могут обнаружиться по изменению характера и чередовании полярности вставок.

 Код МЧПИ упрощает устройства тактовой синхронизации, но усложняет преобразователи кода (ПК) передачи и приема.

 Для устранения возможности появления длинных серий 0, иногда применяют скремблирование – преобразование двоичного сигнала в сигнал, близкий к случайному, в котором задается вероятность появления групп символов. При этом вероятность появления любых групп символов, в том числе длинных серий 0, предсказуемо и поддается расчету. Подбирая алгоритм скремблирования, можно сделать достаточно малой вероятность появления длинных серий 0 или комбинаций, совпадающих с синхросигналом.

Для сокращения ширины полосы частот линейного сигнала (fЛС) можно использовать двоичный сигнал с импульсами,затянутыми на тактовый интервал (код NRZ – без возвращения к нулю. ) – рис.5.8.

     

             ДЦС

                                                                                                   t

            NRZ                                                                                 t

                  G

                                      fт                      2fт                             f

      

                     Рисунок 5.8 –  Сигнал в коде NRZ и его спектр

  

  Максимум энергии смещается в область низких частот, что позволяет увеличить длину регенерационного участка. Наличие постоянных составляющей приводит к межсимвольным помехам      2-го рода. Однако, упрощение промежуточных станций делает этот код удобным на СТС (сельская телефонная связь). Для выделения fm этот сигнал в ВТЧ должен быть предварительно преобразован в ДЦС.

Вариантом кода, с импульсами затянутыми на тактовый интервал, является дуобинарный или относительный двоичный код (ДБК), в котором наличие единиц отличается изменением уровня преобразованного сигнала, т. е. информация о символах 1 записывается во фронтах (рис. 5.9).

ДЦС

                                                                                                                t      

ДБК                                                                                                         t  

             Рисунок 5.9 –  Формирование сигнала ДБК

 Формирование такого сигнала можно осуществить триггером со счетным входом (рис. 5.10). На приеме двоичный сигнал восстанавливается с помощью схемы, содержащей линию задержки на ½ тактового интервала и схему вычитания.                             

                     Передача

                                           

                   

Рисунок 5.10 – Формирование сигнала в коде ДБК на передаче и приеме

На рис. 5.11 приведены осциллограммы в различных точках рис.7.6.

                                                                                            

                                                                                                         

                                                                                           

                          

                                                                                          

                   

                                                                                         

       Рисунок 5.11 –  Осциллограммы в различных точках схемы кода ДБК

    Такая схема, в частности, используется в ИКМ-15. После указанного преобразования в спектре появляются тактовая частота.

    Существенные упрощения выделителя fm имеют место при использовании абсолютного биимпульсного линейного сигнала (АБС), у которого символ  1 передается переходом от +1 к –1, а символ 0 - наоборот. На рис. 5.12 приведен пример формирования сигнала АБС и его спектр.

                                                                             

                          1                              0      

          

    ДЦС

                                                                                                      t      

    АБС   

                                                                                                      t   

          

                                               

                                                                                                                        

                         

    

Рисунок 5.12 –  Сигнал АБС и его спектр

   В составе АБС имеются дискретные составляющие, в том числе fm. Спектр 1-го лепестка практически ограничен частотой 1,75fm. Код сбалансирован. Главное преимущество заключается в том, что выделение fm не требует применения фильтров и может производиться цифровым методом. Нули в сигнале вообще отсутствуют. АБС, в частности используется в ЦСП, работающих по абонентским линиям.

 Алфавитные коды

 

       В этих кодах кодирование ведется по определенному правилу: двоичный  цифровой сигнал разбивается на группы из n символов, которые затем заменяются на новые группы по определенному правилу (алфавиту), с числом символов k и, как правило, с другим основанием кодирования М. Оно может принимать значения:

               M=B, если основание кода 2 (1, 0);

               M=T, если основание кода 3 (+1, -1, 0);

               M=Q, если основание кода 4 (+3,+1,-1,-3);

               M=QI, если основание кода 5 (+3,+1,0,-1,-3) и т.д.

     В общем виде алфавитный код записывается nBkM, где

 n – число символов в группе, на которые разбивается двоичный цифровой сигнал;

 k – число символов в группах нового кода.

       Для каждого алфавитного кода составляется таблица соответствия кодовых групп старого и нового кода. Например, для кода 3В2Т она может иметь вид, приведенный в таблице 5.1

  Таблица 5.1 – Таблица соответствия для кода 3В3Т

Группы

двоичного

кода

101

011

110

010

001

100

000

111

Новый

код

+1,0

0,+1

-1,0

0,-1

+1,-1  

     

-1,+1

+1,+1

-1,-1

     

          Должно выполняться условие алфавитности:   

                              Bn    Mk ,  так для кода 3В2Т:

 

                                       23  <  32  .  

Параметры алфавитных кодов

         1.Коэффициент изменения тактовой частоты:

                  .   Например, для кода 3В2Т  .

         2.Избыточность. Она показывает, сколько лишних кодовых групп   в новом коде, то есть не используется.

                  . Например, для кода 3В2Т , то есть одна комбинация не используется.

         3.Балансированность кода (качественное понятие). Количественное понятие – текущая цифровая сумма. Алгебраическая сумма амплитуд импульсов с учетом знака на некотором отрезке времени, поделенная на значение разности амплитуд.

         4.Изменение или вариация цифровой суммы, которая представляет собой разность между максимальным и минимальным значением цифровой суммы.

         5. Кодовые таблицы. Число кодовых таблиц определяется !

         Линейные коды можно разделить на две группы:

  1.  Когда основание счисления:

           ВМ,  nk,   k<n.

  1.  Когда в новом коде  основание тоже самое, равное 2:

           В=М, k= n+р, где р – дополнительные символы.

                                          р=1, 2 … .

Рассмотрим первый случай. М – основание счисления нового кода. Оно может быть равным Т (3); Q(4); QI(5); S(6); H(7). Изменение основания счисления применяют для уменьшения тактовой частоты. Кроме этого в этих кодах можно сделать так, чтобы не было больших серий 1 и 0, что уменьшает мощность низкочастотных составляющих в спектре.  Это достигается использованием не одной кодовой таблицы, а нескольких. Эти кодовые таблицы получили название моды. Выбор определенной моды в каждом конкретном случае осуществляется на основе анализа текущей цифровой суммы. Различные моды должны отклонять текущую цифровую сумму в ту или иную сторону. При кодировании выбираются такие моды, чтобы значение текущей цифровой суммы стремилось к нулю.

Рассмотрим код 4В3Т и проверим его на принадлежность к алфавитным кодам:

24=16    33=27 , да, этот код может быть алфавитным. В таблице 5.2 приведены  моды для трех кодовых групп ДЦС.

Таблица 5.2 – Примеры мод для кода 4В3Т

 

    ДЦС

                             МОДЫ

          1

         2

         3

        4

   0000

+ 1 – 1 + 1

+ 1 – 1 + 1

+ 1 – 1 + 1

– 1 – 1 – 1

   0001

+ 1 + 1    0

+ 1 + 1    0

  0 – 1 – 1

  0 – 1 – 1

   1111

+ 1 + 1 + 1

– 1 + 1 – 1

+ 1 + 1 + 1

– 1 + 1 – 1

          

На рис. 5.13 приведен пример кодирования с использованием различных мод.

     

        Рисунок 5.13 – Пример кодирования кодом 4В3Т

Из рисунка видно, что импульсы нового кода затягиваются на тактовый интервал, текущая цифровая сумма стремится к нулю, уменьшая тем самым мощность низкочастотных составляющих спектра.

В настоящее время широко используется код 2B1Q. У него 22=41, то есть, нет избыточности. Кодовые состояния сигнала приведены на рисунке 5.14.

Рисунок 5.14 – Код 2В1Q

Рассмотрим пример кодирования кодом  2B1Q, показанный на рисунке 5.15.  

       Рисунок 5.15 – Пример кодирования кодом  2B1Q

 

         Этот код используется в современных технологиях: xDSL (цифровая абонентская линия) и   ISDN (позволяет организовать два канала В и один канал D: 2*В+D=2*64+16=144 кбит/с). После перекодировки кодом  2B1Q новая тактовая частота    = 72 кГц, что приводит к увеличению дальности связи, так как нет необходимости использовать регенераторы.

      

Вторая группа линейных кодов (  В=М, k= n+р,   р=1, 2 … ) увеличивает тактовую частоту в  раза. Например, код 5В6В увеличивает тактовую частоту в 1,2 раза. Для таких кодов вводится понятие диспаритетности D, то есть неравенство чисел единиц и нулей в кодовой комбинации. Количественно D определяют разностью «1» и «0» в бионе нового кода. Если в бионе преобладают нули, то D отрицательна, если преобладают единицы, то положительна.

     В диспаритетных кодах (Д0) для ограничения значений текущей цифровой суммы необходимо применять кодирование с регулярным чередованием противоположных диспаритетностей, что уменьшает максимальное число последовательных одинаковых символов, уменьшает спектральную плотность сигнала в области нижних частот.

     Рассмотрим код 5В6В, применяемый в ИКМ–480С. В таблице  5.3 приведены кодовые группы для этого кода, из них 20 содержат одинаковое число 1 и 0 (Д=0) и 26 (из 30 возможных) имеет Д0.

Таблица 5.3 – Кодовые группы для кода 5В6В

Исходные

 блоки

     Код 5В6В

Исходные

 блоки

      Код 5В6В

  00000

  00001

  00010

  00011

  

  00100

  00101

  00110

  00111

  01000

  01001

  01010

  01011

  01100

  01101

  01110

  01111

101011       100010

         101010

         101001

111000(+)   101000

         

         110010

111010        001010

         001011

         011010

         100110

101110        100100

         101100

         110100

110110        000110

         001110

         010110

011110        010100

  10000

  10001

  10010

  10011

  10100

  10101

  10110

  10111

  11000

  11001

  11010

  11011

  111000

  11101

  11110

  11111

  

        100011

110101       000101

111001       001001

        001101

110011       010001

        010101

        110001

011101       011000

100111       100001

         100101

         011001

101101        001100

         010011

010111

         000111(-)

011011        010010

         011100

      Не используются комбинации, начинающиеся или оканчивающиеся четырьмя 1 и начинающиеся или оканчивающиеся четырьмя 0. Этим снижается возможность группирования 1 или 0. С той же целью после комбинации 111000 передаются комбинации только с положительной диспаритетностью, а после 000111 – с отрицательной, что отмечено в таблице (+) и (-). Кодовые комбинации с положительной диспаритетностью смещены в колонке таблицы 5.3 влево, а с отрицательной – вправо.

    На рисунке 5.16 приведен энергетический спектр кода 5В6В. Как видно из рисунка, максимум спектра приходится на частоты          (10 – 12) МГц, вместо 0,5fm для кода ЧПИ.

         

                                                                                               f, МГц

                           10   12                               fm = 40

              Рисунок 5.16 –   Энергетический спектр кода 5В6В

      На рисунке  5.17 приведен спектр сигнала для третичного цифрового потока в коде ЧПИ. Смещение спектра в область низких частот позволило увеличить длину регенерационного участка. Для ИКМ – 480С она 3км, как и для ИКМ – 480, работающей по кабелю МКТ.

               

 

                                                                                           f, МГц        

                                   0,5fт =17            34                                                                                                           

Рисунок 5.17 – Спектр сигнала для третичного цифрового потока в коде

  ЧПИ

                           

5.4 Регенераторы цифровых сигналов

5.4.1 Регенерация цифрового сигнала

Проходя через среду распространения, цифровой сигнал ослабляется и подвергается искажению и воздействию помех, что приводит к изменению формы и длительности импульсов, изменению случайным образом временных интервалов между импульсами, уменьшению амплитуды импульсов. Задача регенератора – восстановить амплитуду, форму, длительность каждого импульса цифрового сигнала, а также величину временных интервалов между соседними символами.

   В кабельных ЦСП линейный сигнал чаще всего передается в виде комбинаций импульсов постоянного тока и пробелов, что упрощает реализацию регенераторов. В то же время регенераторы кабельных систем являются наиболее распространенным элементом современных цифровых сетей. Исходя из сказанного выше рассмотрим регенерацию цифрового сигнала, представляющего собой комбинацию импульсов и пробелов (единиц и нулей). Структура регенератора представлена на рис. 5.4

Рисунок  5.4 –  Структурная схема регенератора

Искаженный цифровой сигнал из кабельной цепи поступает на усилитель – корректор УК, обеспечивающий частичную или полную коррекцию формы импульсов, и регистрируется решающим устройством РУ. Решающее устройство представляет собой пороговую схему, которая срабатывает, если уровень сигнала на его входе превышает пороговый уровень РУ, и не срабатывает, если уровень входного сигнала меньше уровня порога. Пороговое напряжение может подаваться извне или вырабатываться в схеме РУ. При поступлении импульса на выходе РУ появляется управляющий сигнал, а в случае 0 (пробела) состояние РУ не изменяется. Формирующее устройство ФУ обеспечивает формирование по сигналам РУ импульсов с принятыми для конкретной системы стандартными параметрами.

Вероятность принимаемых РУ решений зависит, в первую очередь, от способа обнаружения двоичного сигнала и качества работы УТС. При безошибочной работе РУ каждому входному импульсу соответствует выходной, а каждому пробелу на входе - пробел на выходе. Однако из-за присутствия на входе РУ различных помех, несовершенства устройства тактовой синхронизации и других причин в процессе регенерации возможны ошибки, выражающиеся в преобразовании 1 на входе регенератора в 0 на выходе и наоборот входного 0 в выходную 1.

Рассмотрим временные диаграммы, поясняющие принцип регенерации цифрового сигнала (рис. 5.5 )

  1.  

  1.  

0

                                                                                                               

                                                                                                                                             

                                                                   Uпор.       

                                                                                                                      

                                                                                                                                  

     Рисунок  5.5 –    Принцип регенерации цифрового двоичного сигнала

Входной сигнал, пройдя регенерационный участок (рис. б), искажается, форма его изменяется и на входе УК (рис.  в) она уже сильно отличается от исходной. Усилитель – корректор, устраняя амплитудно – частотные искажения цепи, корректирует форму импульсов, обеспечивая более крутые фронты, что облегчает процесс принятия решения в РУ. Форма сигнала на входе РУ представлена на рис. (г), здесь же штриховой линией, показан пороговый уровень РУ. На рис.(д) показаны сигналы тактовой синхронизации. Из рисунка видно, что сигналы УТС размещаются в центрах тактовых интервалов, на которых входные сигналы РУ имеют максимальное значение и наименее искаженную форму, т.е. обеспечивается максимальное превышение сигнала над помехой, а следовательно, и верность регистрации. Из рисунка также ясно, что смещение синхросигнала может привести к ошибке регенерации. Не исключается ошибочное решение и при правильном расположении тактовых синхроимпульсов. Такой случай возможен, если полярность помехи противоположна полярности импульса, а ее абсолютная величина больше порогового значения. Тогда уровень импульса, искаженного помехой, будет ниже порогового уровня, что при регенерации приведет к ошибке. Если при отсутствии импульса уровень помехи окажется выше порогового, это также приведет к ошибке.

Функциональная схема регенератора двухполярного квазитроичного сигнала представлена на рисунке 5.6.    

                         Тр1                                                                              Тр2

Вход                                                                                    Выход                    

        Рисунок 5.6 – Регенератор квазитроичных цифровых сигналов

В этой схеме усилитель – корректор УК обеспечивает усиление и коррекцию двухполярного цифрового сигнала. Трансформатор Тр1 имеет вторичную обмотку с заземленной средней точкой, благодаря чему положительные импульсы на входе регенератора создают положительный потенциал на входе РУ1, а отрицательные – положительный потенциал на входе РУ2. В моменты, определяемые стробирующими импульсами, поступающими от УТС, срабатывает то из двух РУ, на входе которого положительный потенциал превышает пороговое значение. Формирующие устройства ФУ1 и ФУ2 обеспечивают формирование импульсов с заданными параметрами. В первичной обмотке трансформатора Тр2 токи с выходов ФУ1 и ФУ2 имеют противоположные направления, что позволяет формировать двухполярный сигнал на выходе регенератора.

Температурные изменения затухания регенерационного участка, а также изменения затухания, вызванные отклонением длин регенерационных участков от номинального значения, приводят к изменению уровней сигналов на входе УК, а следовательно, и на входе РУ. Это может вызвать неверное опознавание значения символа. Исключить данное явление можно либо изменением порогового уровня РУ в зависимости от уровня сигнала на выходе УК, либо стабилизацией амплитуды скорректированного импульса на выходе УК за счет изменения его усиления при изменении затухания регенерационного участка. В первом случае применяют схему автоматической регулировки порогового уровня (АРП) решающего устройства, во втором – схему автоматической регулировки усиления (АРУ) В УК. В некоторых регенераторах используют обе схемы (рис. 5.7).

                                                                                                                             

                                       УК                                                                

     Вход                                                                                       Вых.                       

                                                                                                                                   

                                                                  АРП                                                               

                                 Упр. рег.                                                                                                

                                                                                                                            

                                                                                                                                    

                                                                                                                             

                                                                                                                      

                                                                                                                                

                                                                                                                                    

Рисунок 5.7 –  Система АРУ и АРП

 

При использовании схемы АРУ регуляторы усиления могут быть размещены как на входе УК (Рег1), так и в цепи ООС – УК (Рег2). Чаще реализуется первый вариант, обеспечивающий большой диапазон регулировки. Поскольку уровень цифрового сигнала на входе регенератора всецело определяется затуханием регенерационного участка, которое может изменяться во времени, необходима система автоматической регулировки уровня (АРУ). Из экономических соображений целесообразно использовать наиболее простую – электрическую систему АРУ по уровню входящего сигнала. Блок АРУ в регенераторах в зависимости от уровня сигнала на выходе УК вырабатывает сигнал управления регенератором Упр. рег. В блоке АРП определяется уровень входного сигнала и вырабатывается соответствующее пороговое напряжение для РУ.

Применение АРУ и АРП позволяет варьировать длины регенерационных участков в больших пределах, упрощая строительство линии передачи, настройку и эксплуатацию линейного тракта (в частности, отпадает необходимость в использовании искусственных линий).

  1.  Параметры регенераторов  

                                                                                                  

Основным параметром регенератора является коэффициент ошибок Кош, определяемый как отношение числа ошибочно регенерированных символов Nош к общему числу символов N0 :

                       

                            Kош = Nош / N0

В каждой конкретной системе передачи для номинальной длины  регенерационного участка задаются минимально допустимое значение Кош.

В некоторых случаях в качестве основного параметра используется значение помехоустойчивости. Под помехоустойчивостью регенератора понимают то минимальное значение защищенности Аз min на входе регенератора, при которой обеспечивается заданным Кош. Помехоустойчивость оценивается с учетом ухудшающих работу регенератора факторов – неточности коррекции, нестабильности тактовой частоты, наличия зоны неопределенного решения РУ.

Для оценки качества коррекции импульсов УК регенератора и возможности достоверной регистрации импульса цифрового сигнала используются так называемые глаз – диаграммы. Глаз – диаграмма – это график или картинка на экране осциллографа, состоящая из системы наложенных друг на друга всех возможных вариантов  цифрового сигнала в интервале времени, равном двум тактовым интервалам. На рисунке   5.8  представлен вариант глаз – диаграммы.   

                                                                                                           

                                                                                                                                 

                                                                                                                                    

 Р 

Up

                   -T           -T/2             0             T/2             T                                                         

                                                                                                                               

                                                                 Момент стробирования                                                     

                

Рисунок 5.8 – Глаз - диаграмма

                                                                                                                                

Точка Р графически фиксирует опознование импульса в центре тактового интервала на уровне, равном половине его амплитуды. Разность Uр между уровнями регистрируемого импульса и соседнего, создающего максимальную по величине межсимвольную помеху, называется раскрывом глаз – диаграммы. Чем больше раскрыв, тем больше допустимый уровень аддитивной помехи, при которой будет принято правильное решение. Следовательно, увеличение раскрыва снижает коэффициент ошибок регенератора, а его уменьшение приводит к росту Кош. Отметим, что раскрыв уменьшается при смещении момента регистрации от центра импульса (точка Р смещается влево или вправо).                                                                                                                            

                                                                                                                            

5.5 Накопление ошибок в линейном тракте (ЛТ)

  

   Рассмотрим цепочку регенераторов (рисунок 5.9). Из теории вероятности: при последовательном соединении элементов (регенераторов) перемножаются вероятности безотказной работы (для нашего случая вероятность безошибочной работы – qош i).

                   Рош i                      Рош i                                                                                   

                                                                                                       

                                                                                               

                       1                         2        .    .    .     n 

  Рисунок 5.9 –  Линейный тракт из n – регенераторов

 

 q ош i =1 – pош i , qош i – вероятность безошибочной работы i-го регенератора.

Суммарная величина безошибочной работы q находится:

                     q= q1q 2q n = qni = (1- pош i)n ,

       pош = 1- q = 1-1-pош in = 1-1- n pош i = n pош i.

Т.е. суммарная вероятность ошибки в линейном тракте ЦСП, состоящем из n регенераторов, определяется по формуле:

                                                                        

Таким образом, в линейном тракте ЦСП действует фактор накопления ошибок.

             

5.6 Расчет допустимой вероятности ошибки

   

         Рассмотрим случай соединения 2-х абонентов разных стран через международный участок сети (третья страна). – рис. 5.10.

     Абонент                       10-6 = pош. доп.                          Абонент

                                                                                                                    

  Национальный участок    Международный участок    Национальный участок

              сети                                       сети                                         сети

                                          

                                           

             

               0,4*10-6                        pош доп  = 0,2 *10-6                       0,4 *10-6                     

                                                                                   

Рисунок 5.10 – Соединение 2-х абонентов через участок международной сети

Национальный участок (Россия) содержит (рис.5.11):

  •  магистральный;
  •  внутризоновый;
  •  местный;
  •  абонентская линия.

                               Национальный участок

 

    

                  

                    

Рисунок 5.11 – Национальный участок для России

Предельное значение вероятности ошибки между двумя абонентами 10-6. Значение вероятности ошибки 10-6 определяется следующим образом. Установлено практически , что абоненты замечают искажения (ошибки) первых двух символов кодовой группы, что приводит к появлению щелчков.  Щелчки не заметны , если они появляются не чаще 1 раза в минуту . Тогда за 1 минуту число символов в канале будет: 60*8000*2= 960000, тогда pош доп=1/96000010-6. Это значение делится между тремя участками: международный и два национальных.

Допустимая вероятность ошибки 0,4 *10-6  делится между ними       поровну , т. е. На каждый приходится 0,1*10-6  =10-7. Условное расчетное значение вероятности ошибки на 1км линейного тракта может быть определено:

- для магистральной сети:

10 / 10000 = 10-11

- для зоновой:

 10 / 600 = 1,67*10-10 

- для местной:

  10 / 100 = 10-9.

Для регенерационного участка длиной lp допустимое значение вероятности ошибки может быть определено:

                       pош. Доп. = pош. доп. 1км * lp

                              

5.7 Расчет вероятности ошибки на входе регенератора при

воздействии собственных помех

Определим вероятность ошибки на входе решающего устройства (РУ) регенератора. На рисунке 5.12 приведена форма откорректированных импульсов, длительностью Tин=tm  для цифрового сигнала =1, 0, -1. Там же показано напряжение собственной помехи (случайный сигнал), плотность вероятности которой (U) приведена на этом же рисунке.    

     Umk                                                       Umk                               Uш

  +Uпор

                                                                                                                     (U)

 

   -Uпор

                                 tm     

Рисунок  5.12 – Напряжение откорректированных импульсов и собственной помехи на входе РУ регенератора

  

Ошибка при восстановлении символов может произойти, если напряжение помехи превысит пороговое напряжение, т.е. UшUпор.

Определим вероятность этого события, полагая далее Uш=U.

                                p(Uпор U  -Uпор)

Однако ошибка символов будет происходить не всегда при выполнении этого условия. Если в момент стробирования (точки на оси абсцисс) напряжение помехи превышает напряжение порога Uпор=Umk/2, то для восстанавливаемой нулевой посылки (их по статистике 50) происходит ее трансформирование в единичную посылку. Для единичных (токовых) посылок трансформация (ошибка) произойдет, если напряжение помехи и восстанавливаемого символа противоположны по знаку.

Полагая, что число положительных и отрицательных единиц одинаково, вероятность появления ошибок может быть определена:

                   pош=(0,5+0,5*0,5) p (Uпор  U Uпор)

   Для этой цели необходимо вычислить площадь заштрихованной зоны (U).

    pош=0,75 - 2 = 0,751 - ,

где

ш – среднеквадратическое напряжение собственной помехи (шума).

                         Сделаем замену переменных:

                     = ;     du = ;     X0=

   p= 0,751-,   где Ф(Х0)=1- - табличный интеграл Лапласа.

Например, для pош=10-7, Х0=3,16. Далее можно найти для заданной ЦСП напряжение ш , а потом и напряжение Uпор. Значение защищенности на входе РУ можно найти: Азвх.ру=20lg = 20lg=20lgX0*2.

Таким образом, каждому значению вероятности ошибки соответствует значение защищенности на входе решающего устройства регенератора. В результате расчетов были получены таблицы соответствия между А и p, приведенные в учебной литературе. Значение допустимой защищенности на входе регенератора можно определить по формуле [2]:

           Аз=4,63+ 11,42lg(lgpош.доп.-1)+20lg(L-1), дб,

где L – число уровней линейного сигнала.

                                                                                                                       

5.8 Расчет ожидаемой защищенности от линейных переходных помех

Ожидаемая защищенность при двухкабельном режиме работы

В данном режиме работы ЦСП определяющими являются переходные влияния на дальнем конце [2].  Ожидаемая защищенность от помех от линейных переходов на дальнем конце АЗl ПЛП ОЖ  может быть определена:

,

где  - среднее значение защищенности от переходного влияния на дальний конец на полутактовой частоте для табличного значения длины регенерационного участка , км;

- среднеквадратическое отклонение защищенности на дальнем конце, (5 – 6 дБ);

  - изменение защищенности за счет неидеальной работы регенератора, (4 – 10 дБ).

Ожидаемая защищенность при однокабельном  режиме работы

В этом случае определяющими являются переходные влияния на ближнем конце, и ожидаемая защищенность от помех от линейных переходов на ближнем конце АЗ0 ПЛП ОЖ  может быть рассчитана:

,

где - среднее значение переходного затухания на ближнем конце на полутактовой частоте, дБ;

- километрическое затухание кабеля на полутактовой частоте, дБ/км;

 - среднеквадратическое отклонение переходного затухания на ближнем конце, (6 – 6.5 дБ).

При правильном выборе  для всех типов ЦСП должно выполняться требование АЗ ДОПАЗ ОЖ.

                                                                                                                            

                                                                                                                              

5.9 Вопросы к разделу 5

  1.  Причины появления помех в линейном тракте.
  2.  Требования, предъявляемые к линейному цифровому сигналу.
  3.  Что такое алфавитное кодирование?
  4.  Что такое коэффициент ошибок?
  5.  Какова связь между коэффициентом ошибок и защищенностью на входе регенератора?
  6.  В каких случаях учитывают влияние от переходных помех на ближний конец и на дальний?

                                                                                                                                 

                                                                                                                     

                                                          

    

                                    

  1.  Объединение цифровых потоков в ЦСП PDH

6.1 Методы объединения цифровых потоков (ЦП)

Объединение цифровых потоков происходит при формировании группового цифрового сигнала из цифровых потоков систем более низкого порядка, а также при объединении различных сигналов, передаваемых в цифровом виде, в единый цифровой поток. При формировании группового сигнала возможны следующие способы объединения цифровых потоков: посимвольный (поразрядный); поканальный (по кодовым группам каналов) и посистемный (по циклам потоков объединяемых систем).

На рисунке 6.1, показан принцип посимвольного, а на рисунке 6.2, поканального объединения цифровых потоков [1]. В обоих случаях объединяются четыре потока.

Символы:

 

 

 

  

 

 

 

              Рисунок 6.1 - Посимвольный метод объединения цифровых потоков

 

Для наглядности, объединяемые цифровые потоки разнесены по времени.

При посимвольном объединении импульсы цифр. сигналов объединяемых систем укорачиваются и распределяются во времени так, чтобы в освободившихся интервалах могли разместиться вводимые импульсы других систем.

При поканальном объединении цифровых потоков сужаются и распределяются во времени интервалы, отводимые для кодовых групп. Сигналы цикловой синхронизации необходимы для правильного распределения цифровых потоков на приемном конце. Объединение цифровых потоков по циклам аналогично поканальному объединению, только обрабатывается (сжимается) во времени передается целиком цикл одного цифрового потока, а потом следующих.

Группа символов:

                                                    

 

            Рисунок 6.2 - Поканальный метод объединения цифровых потоков

 

Наиболее простым и широко применяемым способом является способ посимвольного объединения, который и будет рассмотрен подробней.  

 

              Рисунок 6.3 – Принцип построения оборудования временного

                                                        группообразования

Объединение цифровых потоков осуществляется в оборудовании време-нного группообразования , принцип построения которого показан на рис. 6.3[1].

В состав оборудования входят: блоки цифрового сопряжения тракта передачи и приема БЦСпер, БЦСпр; устройство объединение УО в тракте передачи и разделения УР в тракте приема потоков; передатчик и приемник синхросигнала Пер. СС, Пр. СС;  выделитель тактовой частоты ВТЧ линейного цифрового сигнала; генераторное оборудование ГО передающей и приемной станции. Сигналы с выходов БЦСпер совместно с сигналами цикловой синхронизации поступают на вход схемы объединения. Временной сдвиг между импульсными последовательностями на выходах БЦСпер обеспечивается управляющими импульсами с ГО. На приеме УР распределяет импульсы группового сигнала по своим БЦСпр, а также сигналы Пр. СС.

Генераторное оборудование систем передачи более низкого порядка может работать либо независимо от оборудования объединения и разделения цифровых потоков, либо должна обеспечиваться синхронизация общим задающим генератором. В зависимости от этого объединения цифровых потоков будет синхронным или асинхронным.

При синхронном объединении цифровых потоков скорость записи в БЦС и скорость считывания этой информации из БЦС будут постоянными и кратными, так как вырабатываются одним и тем же ГО. В данном случае между командами записи и считывания должен быть установлен требуемый временной сдвиг, чтобы считывание информации происходило после ее поступления в БЦСпер.

При асинхронном объединении цифровых потоков, когда ГО устройств объединения цифровых потоков и ГО устройств формирования цифровых потоков низшего порядка работают независимо, возможно некоторое расхождение между скоростями записи и считывания. Для согласования этих скоростей необходимо принимать соответствующие меры.

При объединении цифровых потоков производится запись информационных символов в запоминающее устройство ЗУ с частотой Fз и последующее их считывание с частотой Fсч.и. При синхронном объединении цифровых потоков Fз = Fсч.и. При асинхронном объединении цифровых потоков частоты записи и считывания могут изменяться в некоторых пределах и иметь значения

Fз.н - ∆Fз max ≤ Fз ≤ Fз.н + ∆Fз max;

Fсч.и.н - ∆Fсч.и max ≤ Fсч.и ≤ Fсч.и.н + ∆Fсч.и max [1].

где Fз.н, Fсч.и.н – номинальное значение частоты записи и считывания информационных символов; ∆Fз max, ∆Fсч max – максимальное отклонение частот записи и считывания от номинального значения, вызванное нестабильностью работы ГО.

При таких ситуациях могут возникнуть моменты, когда Fз > Fсч.и и память ЗУ будет заполнена или когда Fз < Fсч.и и память ЗУ будет пуста и в очередной момент считывать будет нечего. В обеих ситуациях передача цифрового потока будет происходить с искажениями, так как в первом случае часть информационных символов пропадает, а во втором – появляются дополнительные временные позиции, которые в исходном цифровом потоке отсутствуют. Чтобы избежать этих нарушений, требуется обеспечить согласование скоростей.

При  Fз < Fсч.и производится положительное выравнивание скоростей; в считываемую последовательность вводится дополнительный балластный тактовый интервал, который на приеме должен быть изъят из передаваемой последовательности информационных символов. Если  Fз > Fсч.и, производится отрицательное согласование скоростей; из считываемой последовательности изымается один тактовый интервал, информация которого передается по специальному временному каналу и на приеме вводится в передаваемый поток на свое место.

 

6.2. Временные сдвиги и неоднородности

 

На рисунке 6.4, (а), показан пример записи импульсной последовательности.[4] Для упрощения реальный сигнал от источника информации, состоящий из 1 и 0, заменен сигналом, состоящим только из 1. При t = 0, когда Fз = Fсч или Tз –Tсч = 0, считанная из ЗУ последовательность будет такой же.

                    

 

                                     

Рисунок 6.4 - Временные диаграммы, поясняющие принцип возникновения временных сдвигов и неоднородностей:

а) импульсные последовательности записи; б) импульсные последовательности считывания; в) последовательность считанных импульсов

На рисунке 6.4, (б) показана последовательность считываемых импульсов, для которых Fсч > Fз (t > 0), c конкретным значением отношения Tсч/Tз =13/16 [1] .

Как видно из рисунка, импульсы считывания опережают записанные импульсы и через некоторое время наступит момент, когда ячейки памяти будут свободны от информационных символов и появятся нулевые символы, которые называются временными сдвигами (рисунок 6.4, (в)) [1]. Интервалы времени между такими символами в последовательности считанных импульсов определяют период временных сдвигов. Число информационных импульсов между соседними временными сдвигами будет R=П [ Tсч/(Tз – Tсч)], где символ П означает округление до ближайшего целого. При синхронном объединении потоков отношение Tсч/(Tз – Tсч) есть целое число. Например, при Tсч/Tз = 12/15 символ   R= 4, т.е. временной сдвиг будет после каждых четырех позиций передачи информации. Тогда в считанной последовательности импульсов интервалы между временными сдвигами будут постоянными. Такую последовательность импульсов называют однородной, т.к. временные сдвиги формируются на строго определенных позициях в цикле передачи и могут использоваться для передачи служебных сигналов. Частота  следования последних постоянна, что позволяет выделить их на приеме.

При асинхронном объединении цифровых потоков из-за нестабильности задающих генераторов, вырабатывающих тактовые частоты, отношение     Tсч/(Tз – Tсч)-дробное число и его величина будет меняться во времени. В этом случае (рисунок 6.4, (в)) через определенное число временных сдвигов число импульсов между соседними временными сдвигами изменяется и появляется неоднородность. Период возникновения подобных неоднородностей определяется разностью  

[Tсч/(Tз – Tсч)] – П [Tсч/(Tз – Tсч)] = 1/L,

где L-число временных сдвигов в цикле неоднородности.[1] Для приведенного выше примера Tсч/Tз=13/16. При этом

[Tсч/(Tз – Tсч)] – П [Tсч/(Tз – Tсч)] =13/3 4=1/3,

следовательно, в данном случае неоднородности возникают в каждом четвертом временном сдвиге и в интервале между временным сдвигом будет не четыре, а пять считанных импульсов [1].

В дальнейшем цикл временных сдвигов повторится. При появлении неоднородностей требуется обеспечить согласование скоростей передачи символов путем коррекции соответствующих моментов временных сдвигов. В рассмотренном случае можно уменьшить соотношение между частотами записи и считывания до 12/15. При этом временные сдвиги будут появляться после четырех считанных импульсов, но каждый 13-й импульс последовательности записи должен изыматься и передаваться по отдельному каналу (производится отрицательное согласование скоростей). Если, наоборот, соотношение между частотами записи и считывания увеличить до 15/18, то интервалы между временными сдвигами, содержащие четыре считанных импульса, надо увеличить до пяти, вводя дополнительные тактовые интервалы (производится положительное согласование скоростей).

Для передачи команд согласования скоростей и информационного символа при отрицательном согласовании скоростей организуются дополнительные временные каналы на определенных позициях цикла передачи. Следовательно, согласование скоростей может производиться в строго определенный момент, обусловленный структурой цикла передачи объединенного цифрового потока. Передача КСС приводит к снижению эффективности работы системы передачи, так как необходимо повышать тактовую частоту передачи или уменьшать объем передачи полезной информации [1].

Число КСС, а, следовательно, и объем дополнительной информации будут зависеть от частоты возникновения неоднородности, которая в основном зависит от стабильности работы генераторного оборудования. Учитывая достаточно высокую стабильность ГО, передаваемые команды согласования скоростей занимают 1..2 объема передаваемой информации.

  1.  Двухстороннее согласование скоростей

  1.  Общие положения

При асинхронном объединении цифровых потоков находят применение системы  как с односторонним, так и двусторонним согласованием скоростей.

В системах с односторонним согласованием скоростей частота Fсч.и  выбирается заведомо большей или меньшей, чем Fз ( в  зависимости от положительного или отрицательного согласования скоростей). При этом в системах с положительным согласованием скоростей должно выполняться условие:

Fсч.и.н - ∆Fсч.и max > Fз.н + ∆Fз max [1].

Тогда при согласовании скоростей в считанную последовательность вводится дополнительный неинформационный (балластный) тактовый интервал (запретом одного импульса считывания), который на приеме исключается из нее по соответствующей команде согласования скоростей.

В системах с отрицательным согласованием скоростей должно выполняться условие:

           Fсч.и.н + ∆Fсч.и max < Fз.н - ∆Fз max [1].

Тогда при согласовании скоростей в этих системах на передаче из информационной последовательности изымается один тактовый интервал (дополнительное считывание), который передается по отдельному каналу и на приеме по команде согласования скоростей снова вводится в информационную последовательность.

В системах с двусторонним согласованием скоростей частота Fсч.и.н выбирается равной  Fз.н. При этом должно выполняться условие:

           Fсч.и.н ± ∆Fсч.и max = Fз.н ± ∆Fз max [1].

В зависимости от знака разности частот  Fз и Fсч.и при возникновении необходимо либо вводить  в считанную последовательность дополнительный тактовый интервал, либо изымать его и передавать по дополнительному каналу.

В реальной аппаратуре объединения потоков необходимо передавать еще служебные сигналы (цикловую синхрокомбинацию, команды согласования скоростей, импульсы служебной связи, аварийные сигналы и др.), поэтому частота считывания выбирается больше частоты записи:

           Fс.ч = Fсч.и + Fсл [1].

Где Fсл – частота следования служебных импульсов. Таким образом, из-за расхождения частот записи и считывания цифровых потоков периоды между моментами записи и считывания будут отличаться на величину ∆t = Tз – Tсч, где

Tз = 1/Fз – период записи информационных символов; Tсч = 1/Fсч – период их считывания.

 

6.3.2 Команды согласования скоростей

Команды согласования скоростей (КСС) должны обладать практически такой же помехозащищенностью, как и цикловые синхросигналы. Это объясняется тем, что ошибка при опознавании КСС равносильна изменению на один такт длительности цикла передачи (в ту или иную сторону в зависимости от вида ошибки) и вызовет сбой цикловой синхронизации в соответствующем объединяемом потоке. Последнее, в свою очередь, может вызвать сбой цикловой синхронизации во всех системах более низкого порядка этого цифрового потока. Однако между синхросигналами и КСС есть существенная разница, которая заключается в том, что первые обладают периодичностью, так как передаются в каждом цикле передачи, тогда как вторые несут информацию об однократных изменениях этого состояния. Поэтому помехозащищенность синхросигнала достигается методом накопления, и ошибка в одном или даже нескольких синхросигналах не вызывает сбоя цикловой синхронизации, а помехозащищенность КСС обеспечивается кодами, исправляющими ошибки.

В системах с односторонним согласованием скоростей необходимо передавать информацию о двух состояниях предающего устройства: отсутствии или наличии КСС. Для передачи этой информации достаточно одного двоичного разряда. Тогда для защиты от искажений одного символа КСС достаточно использовать трехразрядную кодовую группу, для защиты двух символов — пятиразрядную кодовую группу и т. д. Обычно в системах с односторонним согласованием скоростей для передачи соответствующих команд используются кодовые группы вида 00...0 — для передачи информации об отсутствии согласования скоростей и 11...1 –  для передачи информации о наличии согласования скоростей. Число символов в кодовой группе выбирают нечетным. При этом правильное опознавание КСС осуществляется, если число искаженных символов не превышает половины общего числа символов в команде.

В системах с двусторонним согласованием скоростей необходимо передавать информацию о трех возможных состояниях передающего устройства: отсутствии согласования скоростей, положительном согласовании скоростей и отрицательном согласовании скоростей. Для передачи этой информации необходимо уже два двоичных разряда. Тогда для защиты от искажений одного символа КСС необходимо использовать пятиразрядную кодовую комбинацию, для защиты от искажения двух символов –  семиразрядную кодовую комбинацию и т. д. Увеличение числа КСС и числа разрядов в кодовой комбинации приводит к возрастанию объема передаваемой информации.

Таким образом, по объему передаваемой информации системы с двусторонним согласованием скоростей и передачей трех команд менее экономичны, чем системы с односторонним согласованием скоростей, так как требуют большего объема передаваемой информации [1].

 

     

                              

    

Рисунок 6.5 – Структура двухкомандного сигнала при двустороннем согласовании скоростей

Стремление реализовать достоинства систем с двусторонним согласованием скоростей и вместе с тем обеспечить такую же помехозащищенность, как в системе с односторонним согласованием скоростей при одинаковом числе разрядов кодовых групп команд, привело к созданию системы с двусторонним согласованием скоростей с исключением передачи команды об отсутствии согласования.

Такие системы называются системами с двусторонним согласованием скоростей и двухкомандным управлением. По числу передаваемых команд подобные системы идентичны системам с односторонним согласованием скоростей. Структура двухкомандного сигнала показана на рисунке 6.5, (а) [1].

При отсутствии согласования скоростей с передающей станции будет поступать чередование положительных и отрицательных команд согласования скоростей. Если временной интервал T между моментами записи и считывания достигнет значения Tсч, то необходимо произвести согласование скоростей. В этом случае передаются подряд две команды положительного или отрицательного согласования скоростей (рисунок 6.5, (а)). Такая структура передачи КСС позволяет выявить одиночные ошибки в передаваемых командах. Для рассмотрения возможности определения ошибок интервал времени передачи чередующихся команд назовем пассивным, а интервал передачи команд положительного или отрицательного согласования скоростей (две одинаковые команды подряд) активным.

На рисунках 6.5, (б), (в) показаны ошибки в пассивном интервале передачи команд. Эти ошибки легко обнаружить, так как подряд следуют три одинаковые команды, что при нормальной работе невозможно. Сложнее выявить ошибки в активном интервале (рисунок 6.5, (г),(д)), поскольку в данном случае положительная команда трансформируется в отрицательную и наоборот. С учетом возможности коррекции ошибок в пассивном интервале или в обоих случаях и строятся приемники команд согласования скоростей.    

 

  1.  Блок асинхронного объединения

6.4.1 Структурная схема БАС

Рассмотрим схему оборудования временного группообразования с асинхронным сопряжением цифровых потоков, построенного по системе с двусторонним согласованием скоростей (рисунок 6.6) [1]. оборудование передающей станции содержит блоки асинхронного сопряжения тракта передачи БАСпер для каждого из объединяемых цифровых потоков, а приемной станции соответственно блоки асинхронного сопряжения тракта приема БАСпр. На передающей станции цифровой поток от системы низшего порядка, например АЦО-11, вводится в соответствующий БАСпер. Здесь цифровой поток записывается в запоминающее устройство ЗУ. Запись осуществляется импульсной последовательностью тактовой частоты, выделяемой из входного потока выделителем тактовой частоты ВТЧ. Записанный в ЗУ поток считывается импульсной последовательностью, поступающей от ГО передающей стан-ции. Считанные цифровые потоки от всех      БАCпер передаются в устройство объединения УО, где объединяются в групповой цифровой поток.

Для контроля взаимного временного положения импульсы, управляющие записью и считыванием, подаются на временной детектор ВД, который управляет работой передатчика команд согласования скоростей Пер. КСС.

 

Рисунок 6.6 - Структурная схема оборудования временного группообразования с асинхронным сопряжением цифровых потоков, построенного по системе с двусторонним согласованием скоростей передачи

При появлении неоднородности в зависимости от её знака из ВД к Пер. КСС подается соответствующая команда на согласование скоростей. При положительном согласовании скоростей на одной из временных позиций цикла передачи информация из ЗУ не считывается и на этой    позиции передается балластный символ. На приеме данная позиция должна быть вычеркнута. Тем самым реальная скорость считывания информации из ЗУ несколько уменьшится. Такое согласование скоростей осуществляется путем запрета с помощью ячейки НЕТ одного импульса считывания. При отрицательном согласовании скоростей производится дополнительное считывание информации из ЗУ. Считывание происходит соответствующим импульсом, который подается от Пер. КСС через ячейку ИЛИ в строго определенные временные позиции цикла, на которых формируется временной канал отрицательного согласования скоростей.

Объединенный цифровой поток с выхода схемы объединения поступает в линейный  тракт. В приемном устройстве объединенный цифровой поток распределяется через схему распределения по своим ЗУ блоков асинхронного сопряжения тракта приема БАСпр.  Работой ячеек УР и БАСпр  управляют импульсные последовательности от генераторного оборудования ГОпр, синхронная работа которого с ГОпер обеспечивается ВТЧ. После считывания с частотой, равной средней частоте записи, восстанавливается первоначальная скорость каждого из асинхронных цифровых потоков, объединяемых в оборудовании временного группообразования. Средняя частота считывания устанавливается устройством фазовой автоподстройки частоты ФАПЧ, которое включает в себя генератор, управляемый напряжением ГУН, временной детектор ВД и схему управления СУ. На выходе СУ формируется управляющий сигнал, соответствующий текущему значению временного интервала между моментами записи и считывания.

По сигналу о необходимости положительного согласования скоростей, зафиксированному Пр. КСС, через логический элемент НЕТ осуществляется запрет записи информации в ЗУ. Временное положение сигнала запрета записи соответствует моменту осуществления положительного согласования скоростей в передающем устройстве. Сигнал запрета записи должен убрать из информационного  потока балластный символ, вводимый при положительном согласовании скоростей. Отсутствие сигнала записи на выходе схемы НЕТ отметит и временной детектор, после чего частота считывания плавно уменьшится.

По сигналу о необходимости отрицательного согласования скоростей с помощью логического элемента ИЛИ2 открывается элемент И схемы распределителя и в передаваемый информационный поток вводится дополнительный символ, изъятый при отрицательном согласовании скоростей. Одновременно через схему ИЛИ3 вводится дополнительный импульс управления записью, который поступает на ВД, в результате чего частота считывания плавно увеличивается. Таким образом, плавное изменение в допустимых пределах частоты считывания позволяет согласовать скорости записи и считывания [1].

Правильное распределение на приеме группового сигнала по потокам, контроль и поиск режима синхронизации обеспечивается приемником синхросигнала. К параметрам этого приемника предъявляются довольно жесткие требования, так как время установления режима синхронизма при его нарушении должно быть меньше времени выхода из синхронизма оборудования низовых объединяемых потоков. В противном случае в этом оборудовании произойдет сбой синхронизации.

6.4.2 Запоминающее устройство

В запоминающем устройстве (рисунок 6.7) информационные символы через ячейки И записываются в ячейки Я1ЯL [1].

                                                        

                                                                                         

                                                                                                              

 

 

               

                  Рисунок 6.7 –  Структурная схема запоминающего устройства

         Процессом записи управляет распределитель записи, работающий с частотой Fз, равной тактовой частоте поступающих информационных сигналов. Считывание осуществляется импульсными последовательностями с соответ-ствующих выходов распределителя считывания, который управляется сигналом от ГОпер аппаратуры объединения цифровых потоков.

Информация, считанная с ячеек Я1ЯL, объединяется логическим элементом ИЛИ.

         Число ячеек памяти зависит от количества следующих подряд служебных символов в цикле передачи, относящихся к одному цифровому потоку. Служебные символы передаются на импульсных позициях временных сдвигов, которые, в свою очередь, организуются путем запрета считывания информации в соответствующие моменты времени. Однако информационные символы продолжают поступать на вход ЗУ, поэтому должно быть предусмотрено соответствующее число дополнительных ячеек памяти. Для уменьшения числа ячеек памяти ЗУ желательно, чтобы служебные символы были равномерно рассредоточены в цикле передачи. Но в некоторых случаях, например при передаче синхросигнала, целесообразно формировать сосредоточенные служебные символы. Так, во вторичной ЦСП сосредотачиваются восемь служебных символов подряд – по два на каждый цифровой поток, а в третичной и в четверичной ЦСП – 12 служебных символов (по три на каждый цифровой поток).

Так как согласование скоростей можно производить в строго определенный момент времени, определяемый импульсными позициями КСС в цикле объединенного цифрового потока, необходимо учитывать относительное время ожидания. Последнее зависит также и от длительности самого цикла (числа символов в цикле). Это требует соответствующего увеличения объема памяти.

Дополнительный объем памяти определяется значением временных колебаний, изменений частоты записи и считывания, вносимых как оборудова-нием асинхронного объединения/разделения цифровых потоков, так и обору-дования ЦСП объединяемых цифровых потоков. Обычно в зависимости от особенностей построения цикла передачи, главным образом структуры и рас-пределения символов синхросигнала, минимально необходимое число ячеек памяти составляет от пяти до восьми.  К одноименным выходам распределите-лей записи и считывания (на рисунке 6.7 используются выходы L) подключает-ся  ВД.

6.4.3 Временной детектор

 Временные интервалы между моментами записи и считывания контролируются ВД. В оборудовании временного группообразования используются цифровой и аналоговый детекторы. Цифровой детектор применяется в передающей части для определения момента возникновения неоднородности. В системах с двусторонним согласованием скоростей ВД должен не только обнаруживать моменты возникновения неоднородности, но и определять ее знак.

В цифровом детекторе (рисунок 6.8) одноименные выходы распределителей записи и считывания подключены к раздельным выходам триггера DD1 [1].

 

         

      Рисунок 6.9 -Диаграммы работы цифрового временного детектора:

а – при отсутствии согласования скоростей; б – при отрицательном согласовании скоростей; в – при положительном согласовании скоростей

                                                                     а)

                                                                         б)

Рисунок 6.10- Структурная схема аналогового временного детектора (а)

и диаграммы его работы (б)

         Выходы триггера соединены с логическими элементами DD2 и DD3, на другие входы которых подаются контрольные импульсные последовательности с распределителя записи. Выходы триггера соединены с логическими элементами DD2 и DD3, на другие входы которых подаются контрольные импульсные последовательности с распределителя записи.

         При появлении неоднородности в зависимости от её знака из ВД к Пер. КСС подается соответствующая команда на согласование скоростей. При положительном согласовании скоростей на одной из временных позиций цикла передачи информация из ЗУ не считывается и на этой    позиции передается балластный символ

         Выходы триггера соединены с логическими элементами DD2 и DD3, на другие входы которых подаются контрольные импульсные последовательности с распределителя записи.  Если временной интервал между импульсами записи и считывания достиг величины, при которой необходимо согласование скорос-тей, на выходе соответствующей ячейки И появится импульс, который посту-пит на передатчик КСС.

На рисунке 6.9 показаны временные диаграммы, иллюстрирующие работу цифрового ВД [1].

При рассмотрении работы ВД примем число ячеек памяти в ЗУ равным четырем, тогда на вход S триггера будет подаваться сигнал с 4-го выхода распределителя считывания, на вход R – сигнал с 4-го выхода распределителя записи, на схему DD2 – сигнал с 3-го выхода распределителя записи, на схему DD3 – сигнал с 1-го выхода распределителя записи.

При отсутствии согласования скоростей (рисунок 6.9, а) сигналы на выходах DD2 и DD3 отсутствуют. При отрицательном согласовании скоростей (рисунок 6.9, б) импульсная последовательность с 3-го выхода распределителя записи совпадает с единичным состоянием выхода триггера Q, в результате чего формируется сигнал на выходе логического элемента И1. При положительном согласовании скоростей (рисунок 6.9, в) импульсная последовательность с 1-го выхода распределителя записи совпадает с единичным состоянием выхода Q триггера и формируется сигнал на выходе логического элемента И2 [1].

Аналоговый детектор используется в приемной части для определения текущего значения  временного интервала между моментами записи и считывания. В аналоговом детекторе (рисунок 6.10, а), как и в цифровом, импульсные последовательности с одноименных выходов распределителей записи и считывания подаются на раздельные выходы R и S триггера, скважность сигнала на выходе которого характеризует взаимное временное положение импульсов записи и считывания. Сигнал с выхода триггера подается на вход фильтра нижних частот ФНЧ, который выделит постоянную составляющую напряжения сигнала. Величина этого напряжения (рисунок 6.10, б) зависит от скважности сигнала. При нормальной работе ЗУ импульсы записи и считывания сдвинуты относительно друг друга на половину периода их следования.

         В этом случае скважность сигнала на выходе триггера будет равна двум, а напряжение постоянной составляющей на выходе ФНЧ – среднему значению, что соответствует номинальной скорости считывания.

При увеличении или уменьшении временного интервала между моментами записи и считывания изменяются скважность сигнала на выходе триггера и значение постоянной напряжения сигнала. Это напряжение подается на схему управления в ГУН, которая плавно изменяет частоту считывания, увеличивая или уменьшая ее в зависимости от согласования скоростей.

Приемник КСС с коррекцией ошибки в пассивном интервале показан на рисунке 6.11 [1].

       

Он содержит три узла: опознаватель, анализирующее устройство, корректор ошибок. Опознаватель определяет знак согласования скоростей. Анализатор выявляет положительную или отрицательную КСС. Он содержит триггер Тг, на один вход которого подаются импульсы команд положительного согласования скоростей, а на другой отрицательные, и две схемы И.

При появлении подряд двух импульсов одинаковых команд второй импульс пройдет через свою схему И. Корректор ошибок служит для выявления ошибки в пассивном интервале времени. Он содержит два счетчика команд: положительных и отрицательных. Емкость счетчиков три единицы. Счетчики подключены к опознавателю знака так, что появление команды определенного знака записывается в свой счетчик, а для другого счетчика он является сигналом сброса. Если в счетчик подряд поступило три команды, необходимо осуществить коррекцию. При коррекции производится вставка или изъятие из цифрового потока одного из временного интервала в зависимости от прошедшей команды согласования скоростей. Такая коррекция не позволяет восстановить передаваемую кодовую комбинацию потока, но дает возможность сохранить длительность его цикла, что не повлечет за собой срыва цикловой синхронизации в этом потоке.

Для коррекции ошибок в активном интервале передачи команд с передающей станции поступает знак промежуточного значения изменения временного интервала между сигналами записи и считывания. Необходимо учесть, что команды согласования скоростей будут передаваться довольно редко. Это определяется стабильностью частоты задающего генератора, используемого при формировании низовых потоков и в оборудовании временного группообразования.

6.4.4 Устройство фазовой автоподстройки частоты

         Схема устройства ФАПЧ приведена на рисунке 6.12 [1]. В состав его входят временной детектор ВД, схема управления СУ и генератор, управляемый напряжением, ГУН. Работа аналогового детектора ВД была рассмотрена ранее. Схема управления, содержащая ФНЧ, выделяет из сигнала с выхода ВД постоянную составляющую напряжения. Для идеального восстановления первоначальной скорости цифрового потока ФНЧ должен иметь бесконечно малую полосу пропускания. Это позволит значительно уменьшить временные флуктуации импульсов передаваемого цифрового потока, вносимые оборудованием временного группообразования. Однако при этом не обеспечивается необходимая полоса захвата устройства ФАПЧ, которая не может быть меньше максимального расхождения частот записи в передающем устройстве fз.пер и считывания в приемном устройстве fсч.пр. Следовательно,

FФНЧ > fз.пер fз.пер + fз.пер fсч.пр,  [1]      где

FФНЧ – полоса пропускания ФНЧ; - относительная нестабильность частоты f. Так, при объединении цифровых потоков, сформированных аппаратурой    

ИКМ-30, fз = fсч = 2048 кГц, = fсч = 310-5, FФНЧ = 120 Гц. [1]

На вход ГУН будут проходить все составляющие сигнала с выхода ВД, попадающие в полосу FФНЧ, что приводит к временным флуктуациям передаваемого цифрового потока. Для уменьшения этих флуктуаций в схемах ФАПЧ применяются специальные устройства.

 

Рисунок 6.12 -  Устройство фазовой автоподстройки частоты

6.5 Цикл передачи

Для примера рассмотрим построение цикла и формирование вторичного цифрового потока в системе ИКМ-120. Скорость передачи группового сигнала        8448 кбит/с. Он формируется из четырех первичных цифровых потоков, имею-щих скорость 2048 кбит/с. Объединение потоков посимвольное. В оборудова-нии временного предусмотрено два режима: асинхронный и синхронный. При асинхронном режиме используется двустороннее согласование скоростей. Частота записи первичного цифрового потока подается в запоминающее устройство БАСпер 2048 кГц, частота считывания кратна тактовой частоте груп-пового потока 8448 кГц и равна 2112 кГц. Соотношение частот в этом случае Fз/Fсч =32/33. Следовательно, временной сдвиг будет происходить через 32 такта считывания, или на 32 информационных символа приходится один слу-жебный. Некоторые виды служебной информации, например кодовую комбина-цию синхросигнала, надо передавать сосредоточено, т.е. все восемь разрядов подряд. Эти особенности учитываются при построении временного цикла груп-пового сигнала. Временная диаграмма цикла ИКМ-120 показана на рисунке 6.13 [1].

Рисунок 6.13 –Построение временного цикла системы передачи ИКМ-120

Цикл содержит 1056 импульсных позиций, из которых 1024 занимают информационные символы, а 32служебные. Служебные позиции в цикле обеспечивают передачу синхрокомбинации, команд согласования скоростей, аварийных сигналов, сигналов служебной связи, дискретной информации. Сам цикл разбит на четыре группы по 264 импульсных позиции. В каждой группе позиции 1..8 занимают служебные символы, 9..264информационные символы. Такое разнесение служебных символов по группам позволяет уменьшить память ЗУ передачи и приема, так как за время передачи одновременно 32 служебных символов в память ЗУ поступит восемь импульсных позиций первичного потока. В первой группе на позициях 1..8 передается синхрокомбинация 11100110. Во второй группе на позициях 1..4 передаются первые символы КСС, а на позициях 5..8 символы служебной связи. В третьей группе на позициях 1..4 передаются вторые символы КСС, на позициях 5..8 информационные значения (1 или 0) изъятого интервала при отрицательном согласовании скоростей. При положительном согласовании скоростей позиции 9..12 четвертой группы занимают балластные символы соответственно первого, второго, третьего и четвертого объединяемых потоков, которые  в ЗУ своих БАСпр не поступают.

К помехозащищенности передачи КСС предъявляются особые требования, так как при ложном согласовании скоростей цикл передаваемого первичного цифрового потока будет увеличен или уменьшен на одну импульсную позицию, а это нарушит цикловую синхронизацию в потоке.

      Увеличение помехоустойчивости передачи КСС достигается различными мерами. Одна из мер заключается в передаче команды тремя символами 111 или 000, что позволяет обнаруживать одиночные искажения этих символов и исправлять их.

При прохождении цифровых сигналов по линейному тракту из-за воздействия помех возможно искажение группы импульсов, что может изменить команду согласования скоростей. Для защиты КСС от таких помех символы команды равномерно разнесены по циклу.  

Система асинхронного объединения цифровых потоков с односторонним согласованием скоростей можно рассматривать как частный случай систем с двусторонним согласованием скоростей. Тогда в оборудовании объединения цифровых потоков будет необходимо передавать только одну команду согласования скоростей.

Основным достоинством оборудования объединения асинхронных потоков с двусторонним согласованием скоростей является возможность работы этого оборудования в синхронном режиме. При этом синхронный режим можно рассматривать как частный случай асинхронного объединения, когда частоты записи и считывания кратны.

6.6 Одностороннее согласование скоростей

6.6.1 Общие положения

В системах с односторонним согласованием скоростей частота Fсч.и  выбирается заведомо большей или меньшей, чем Fз (в зависимости от положи-тельного или отрицательного согласования скоростей). При этом в системах с положительным согласованием скоростей должно выполняться условие:

Fсч.и.н - ∆Fсч.и max > Fз.н + ∆Fз max [1].

Тогда при согласовании скоростей в считанную последовательность вводится дополнительный неинформационный (балластный) тактовый интервал (запретом одного импульса считывания), который на приеме исключается из нее по соответствующей команде согласования скоростей.

В системах с отрицательным согласованием скоростей должно выполняться условие:

           Fсч.и.н + ∆Fсч.и max < Fз.н - ∆Fз max [1].

Тогда при согласовании скоростей в этих системах на передаче из информа-ционной последовательности изымается один тактовый интервал (дополнитель-ное считывание), который передается по отдельному каналу и на приеме по команде согласования скоростей снова вводится в информационную последовательность.

6.6.2 Цикл передачи

Структура цикла ИКМ-120 с односторонним согласованием скоростей  приведена на рисунке 6.14.

Первые десять бит представляют собой синхросигнал. Весь цикл поделен на четыре блока командами согласования скоростей, которые применяются для оповещения приемной стороны о наличии вставок, выравнивающий скорости потоков Е1 и удаляемых на приеме. Блоки содержат чередующиеся информационные биты четырех сигналов Е1.

 

 Рисунок 6.14- Структура цикла ИКМ-120 (рекомендации ITU-T G.742)

А – бит аварийного сообщения о нарушении синхронизма на удаленном мультиплексоре;

N – бит национального использования;

Вставки – биты балласта;

КСС – биты команды согласования скоростей.

6.7 Вопросы к разделу 6

  1.  Временной детектор выдал команду на положительное согласование скоростей в Пер. КСС. Какой сигнал будет на выходе схемы НЕТ?

2  Назовите номера битов, в которых передаются 3-ие символы КСС, ВЦП?

3  Какие импульсы приводят к появлению балластных символов?

 

4  Какой сигнал будет на выходе DD3,  в момент времени t4, t3, t8?

5  Какой сигнал будет на выходе триггера (выход Q), если считывание произошло из 4-ой ячейки памяти ЗУ?

6  Какое устройство отслеживает появление неоднородностей в БАСпер?

  1.  Какое устройство применяется в передающей части для определения момента возникновения неоднородностей?
  2.  Какое устройство обеспечивает синхронную работу ГОпр с ГОпер?

  1.  Системы передачи с HDSL- технологией

7.1 Краткая характеристика HDSL-технологии и области ее применения

Общие положения

Напомним, что HDSL переводится как Высокоскоростная Цифровая Абонентская Линия (High-bit-rate Digital Subscriber Loop). Главной идеей технологии HDSL является использование существующего электрического (чаще всего с медными жилами) кабеля связи для симметричной дуплексной безрегенерационной передачи цифровых потоков со скоростью 2 Мбит/с на большие расстояния. Оборудование HDSL применимо для работы по кабелю любого типа – симметричному городскому (ТПП и аналогичный), магистральному (МКС, КСПП, ЗКП) и даже (после некоторой переработки линейных согласующих блоков) коаксиальному.

Главными факторами, влияющими на качество работы оборудование HDSL, являются параметры линии связи. Напомним ключевые из них для технологии HDSL.

  1.  Ослабление сигнала. Затухание сигнала в кабельной линии зависит от типа кабеля, его длины и частоты сигнала. Чем длиннее линия и выше частота сигнала - тем выше затухания.
  2.  Нелинейность АЧХ. Как правило, кабельная линия связи представляет собой фильтр низких частот.
  3.  Переходные помехи на ближнем и дальнем концах.
  4.  Радиочастотная интерференция.
  5.  Групповое время задержки. Скорость распространения сигнала в кабеле зависит от его частоты, таким образом, даже при равномерной АЧХ форма импульса при передаче искажается.

Основу оборудования HDSL составляет линейный тракт, то есть способ кодирования (или модуляция) цифрового потока для его передачи по медной линии. Технология HDSL предусматривает использование двух технологий линейного кодирования – 2B1Q и CAP. Обе они основаны на цифровой обработке передаваемого и принимаемого сигналов так называемым сигнальным процессором и обладает рядом общих принципов. Так, для снижения частоты линейного сигнала, а следовательно, повышения дальности работы, в технологии HDSL применена адаптивная эхокомпенсация. Суть ее в том, что прием и передача ведутся в одном спектральном диапазоне, разделение сигналов осуществляется микропроцессор. Приемник модема HDSL как бы вычитает из линейного сигнала сигнал собственного передатчика и его эхо (сигнал, отраженный от дальнего конца кабеля или от места сочленения составного кабеля). Настройка системы HDSL под параметры каждой линии происходит автоматически, оборудование динамически адаптируется к параметрам каждого кабеля, поэтому при установке аппаратуры или ее переносе с одного участка на другой не требуется каких-либо ручных настроек или регулировок.

Применение эхокомпенсации и снижение частоты линейного сигнала позволило вести передачу в обоих направлениях не только по одной паре, но и в одном кабеле, что также является ключевым преимуществом технологии HDSL перед применяемыми ранее методами линейного кодирования HDB3 или AMI. Напомним, что построенные до появления технологий DSL тракты Т1 или Е1, помимо установки множества линейных регенераторов (через каждые 1000... 1500 м), требовали прокладки двух кабелей, в одном из которых все пары задействовались под передачу, а в другом - под прием.

Технология 2B1Q

Рассмотрим более подробно каждый из методов кодирования HDSL. Разработанная первой технология 2В1Q остается широко распространенной в Западно-европейских странах и США. Она изначально использовалась в сетях ISDN для передачи потока 144кбит/с (BR ISDN), а затем была модернизирована для передачи более высокоскоростных потоков. Код 2В1Q представляет собой модулированный сигнал, имеющий 4 уровня, то есть в каждый момент времени передается 2 бита информации (4 кодовых состояния). Спектр линейного сигнала симметричный и достаточно высокочастотный (рисунок 7.1). Присутствуют также низкочастотные и постоянная составляющие. Рассмотрим, как влияют на передачу кода 2В1Q различные факторы.

Рисунок 7.1 – Спектр и форма линейного сигнала кода 2B1Q

В городских условиях создается большое количество низкочастотных наводок, например, при пуске мощных электрических машин (метро, трамваи и т.д.), электросварке, а также импульсных помех в кабелях связи (при наборе номера, передаче сигналов сигнализации и т.д.). Комплексы БИС (интегральные схемы с большой степенью интеграции), реализующие технологию 2B1Q, все же остаются чувствительными к искажениям, так как сигнал имеет постоянную составляющую.

Наличие большого разброса частот в спектре сигнала 2В1Q вызывает необходимость решения проблем, связанных с групповым временем задержки. Микропроцессорная обработка помогает решить эту проблему, хотя алгоритм обработки сигнала существенно усложняется.

Спектр кода 2В1Q содержит высокочастотные составляющие, максимум энергии передается в первом «лепестке», ширина его пропорциональна скорости на линии. Затухание сигнала в кабеле растет с увеличением его частоты, поэтому в зависимости от требуемой дальности применяется одна из трех скоростей линейного сигнала (784 кбит/с, 1168 кбит/с, 2320 кбит/с). Технология 2В1Q предусматривает использование для передачи потока 2 Мбит/с одной, двух или трех пар медного кабеля. По каждой их пар передается часть потока (рисунок 7.1) с вышеупомянутыми скоростями.

По мнению большинства экспертов, с технической точки зрения технология 2В1Q несколько уступает более поздней технологии линейного кодирования -  CAP. Однако в мире до сих пор производится большое количество оборудования, использующего 2В1Q. Одним из важных достоинств технологии 2В1Q является ее дешевизна. Около десяти крупных производителей БИС  поставляют комплексные решения для создания оборудования HDSL по технологии 2В1Q. Наличие конкуренции, естественно, положительно сказывается на цене микросхем и готовых модулей приемопередатчиков. По мнению зарубежных экспертов, технологии 2В1Q становится все более и более “доступной”, то есть большое число компаний, даже специализирующихся на производстве оборудования xDSL, имеет возможность быстро и дешево разработать собственное устройство или блок HDSL с использованием готовых решений от поставщиков БИС.

В странах Восточной Европы ввиду большей длины абонентских и соединительных линий и, как правило, более низкого качества уложенных кабелей, чем в США и Западной Европе, большим спросом пользуются системы HDSL, базирующие по технологии CAP – амплитудно-фазовой модуляции без передачи несущей. Разработчик технологии – компания GlodeSpan (часть бывшей АТ&Т) – поставила себе целью создать узкополосную технологию линейного кодирования, не чувствительную к большинству внешних помех, что, как показывает опыт внедрения систем HDSL на основе технологии CAP в мире и России, вполне удалось.

Дальнейшим развитием технологии HDSL стало появление устройств симметричной высокоскоростной цифровой абонентской линии, работающей по одной паре SDSL (Single Pair Symmetrical Digital Subscriber Loop).

Технология CAP

Модуляция CAP сочетает в себе последние достижения модуляционной технологии и микроэлектроники. Модуляционная диаграмма сигнала CAP напоминает диаграмму сигнала модемов для телефонных сигналов, работающих по протоколам V.32 или V.34. Несущая частота модулируется по амплитуде и фазе, создавая кодовое пространство с 64 по 128 состояниями. При этом перед передачей в линию сама несущая, не передающая информацию, но содержащая наибольшую энергию, “вырезается” из сигнала, а затем восстанавливается микропроцессором приемника.

Таким образом, в линии нет несущей. На приемном конце в модуляторе происходит обратный процесс преобразования.

Соответственно 64-позиционной диаграмме сигнал CAP-64 передает 6 бит информации в каждый момент времени. Итогом повышения информативности линейного сигнала является существенное снижение частоты сигнала и ширины спектра, что в свою очередь, позволяет избежать диапазона спектра, наиболее подверженных различного рода помехам и искажениям (рисунок 7.2).

Рисунок 7.2 – Спектр и модуляционная диаграмма сигнала CAP 

Из сравнительного анализа спектров видны положительные особенности систем HDSL, основанных на CAP модуляции:

  1.  Максимальная дальность работы аппаратуры. Затухание в кабеле пропорционально частоте сигнала, поэтому сигнал CAP, спектр которого не имеет составляющих выше 390 кГц, распространяется на большее расстояние, чем сигнал с кодом 2B1Q или HDB3. При условиях, что выходная мощность в системах HDSL ограничена стандартами (+13,5 дБ), а повышение чувствительности приемника выше минус 43 дБ не предоставляется возможным из-за шумов, снижение частоты линейного сигнала ведет к выйгрышу по дальности работы систем HDSL на основе технологии CAP по сравнению с 2B1Q. Для систем, работающих по двум парам (таблица 2.8), этот выйгрыш составляет 15-20% (для жилы 0,4…0,5 мм). Если сравнивать дальность передачи (без регенераторов), достигаемую в системах HDSL на основе технологии CAP, с дальностью работы линейного тракта ИКМ-30 (HDB3), выйгрыш составит 350-400%.

В таблице 7.1 приведена дальность связи систем HDSL при использовании двух технологий линейного кодирования – 2B1Q и CAP [4].

Таблица 7.1- Характерная дальность работы систем HDSL

Диаметр жилы, мм

Допустимая длина линии без регенераторов   при работе по двум парам, ориентировочно:

2B1Q

CAP64

0,4

До 4 км

4…5 км

0,64

До 6 км

6…7 км

0,9

До 9 км

10…12 км

1,2

До 18 км

14…18 км

  1.  Высокая помехоустойчивость и не чувствительность к групповому времени задержки. Ввиду отсутствия в спектре высокочастотных (свыше 390 кГц) и низкочастотных составляющих (ниже 40 кГц) технология CAP не чувствительна к высокочастотным наводкам (перекрестные помехи, радиоинтерференция) и импульсным шумам, также как и к низкочастотным наводкам и искажениям.
  2.  Минимальный уровень создаваемых помех и наводок на соседние пары в спектр канала ТЧ. Сигнал CAP не вызывает интерференции (взаимовлияния) и помех в спектре обычного (аналогового) телефонного сигнала благодаря отсутствию в спектре составляющих в спектре ниже 4 кГц. Это снимает ограничения по использованию соседних пар для обычных абонентских или межстанционных соединений.

Технология ТС-РАМ

В технологии SDSL применен новый тип линейного кодирования, называемый ТС-РАМ. ТС-РАМ расшифровывается как Trellis Coded Pulse Amplitude Modulation (амплитудно-импульсная модуляция с кодированием Треллис). Суть данного метода кодировки заключается в увеличении числа уровней (кодовых состояний) с 4 (как в 2B1Q) до 16  и применении специального кодирования, обеспечивающего опережающую коррекцию ошибок. Этот способ коррекции ошибок (Trellis coding) был детально отработан в аналоговых модемах, но, конечно, для более низких скоростей.

На рисунке 7.3 показаны спектры модуляции TC-PAM (SHDSL)  в сравнении с модуляцией 2B1Q. Для сравнения выбрана одинаковая линейная скорость – 768 кбит/с.

Рисунок 7.3 – Энергетические спектры (PSD) для технологий 2B1Q и SHDSL

Рассмотрим теперь диаграмму зависимости расстояния от скорости. По данным [4]  это сравнение дает выигрыш по дальности до 15…20% в пользу РАМ при фиксированной скорости. При фиксации длины линии выигрыш в достижимой скорости составляет 35…45%! Эти данные показывают преимущества TC-PAM даже в сравнении с САР (рисунок 7.4).

Рисунок 7.4 – Дальность работы ТС-РАМ в сравнении с 2B1Q

Типовые параметры оборудования HDSL

Типовые значения дальности работы систем HDSL, использующих различные технологии линейного кодирования, представлены в таблице 7.1. Приведенные в таблице данные являются лишь типовыми значениями, измеренными на определенных кабелях при заданных уровнях шумов (в соответствии со стандартами ETSI). В случае, когда приведенная в таблице дальность является недостаточной, то есть длина линии, на которой необходимо организовать цифровой тракт, превышает типовые значения, применяется регенератор.

Регенератор может быть организован из двух блоков HDSL, соединенных «спина к спине», или же быть выполненным в специальном корпусе в качестве особого устройства. Регенератор удваивает дальность связи, теоретически возможно использование до 7-8 регенераторов на одной линии.

При проектировании сети очень важно определение пригодности тех или иных кабельных пар к работе оборудования HDSL. Для грубой оценки возможности применения системы HDSL следует пользоваться таблицей 7.1.

7.2 Характеристика СП Flex Gain Megatrans

Несмотря на все преимущества использования цифровых трактов вместо аналоговых, на сегодняшний день цифровизация медных линий связи на магистральных и зоновых сетях практически не осуществляется. И на то есть свои причины.

В случае применения систем типа ИКМ-30, ИКМ-120 и т.п. на модернизацию существующей кабельной инфраструктуры необходимы большие материальные и временные затраты, из-за того что данные системы имеют длину регенерационного участка ℓрег меньшую, чем существующие аналоговые системы. При этом работы, связанные с модернизацией, могут приводить к повреждениям самого кабеля. Еще одна проблема, возникающая в случае применения подобных систем – невозможность их одновременной работы по одному кабелю с аналоговыми системами.

Существует другой путь цифровизации сети медного кабеля, который заключается в применении в ЦСП нового поколения перспективных технологий цифровой передачи (в частности, xDSL). Примером таких систем может служить система и технология MEGATRANS (рисунок 7.5).

Рисунок 7.5 – Схема организации связи с использованием технологии

                                 MEGATRANS

LTU – блок линейного окончания; HVI – плата высоковольтного интерфейса; RPSU – устройство дистанционного питания; ДП – дистанционное питание

Аппаратура MEGATRANS, пришедшая на замену аналоговых систем передачи типа К-60, стала важным этапом в развитии DSL-технологий. Она отвечает самым строгим требованиям по надежности, электромагнитной совместимости, климатике. На сегодняшний день у нее нет аналогов ни среди отечественных, ни среди зарубежных решений [4].

MEGATRANS стал в течение 2001 г. одним из главных продуктов НТЦ НАТЕКС. В общей сложности в сетях предприятий железнодорожного транспорта, нефтяной и газовой промышленности количество эксплуатирующихся систем MEGATRANS исчисляется тысячами. То есть данное решение стало общепризнанным «переемником» аналоговых систем К-60 на зоновых, магистральных и местных линиях связи [4].

Следует отметить, что при использовании xDSL-систем для организации магистральных цифровых трактов не удавалось полностью решить следующие проблемы, связанные с:

  •  достижением длины регенерационного участка (такой же, как у существующих аналоговых систем);
  •  совместимостью с существующими аналоговыми системами передачи;
  •  организацией ДП большого числа регенераторов;
  •  подавлением искажений цифрового сигнала при большом числе регенерационных участков;
  •  реализацией дополнительных функций, которые имеет любая существующая система передачи для магистральной линии.

Рассмотрим возможности решения каждой из перечисленных проблем.

Достижение заданной длины регенерационного участка

Как известно, подавляющее большинство каналов внутризоновой связи в нашей стране реализовано на аналоговой системе К-60, типичные значения регенерационного участка для которой находятся в пределах от 15 до 24 км. Поэтому в качестве заданной ℓрег было выбрано значение 24 км для передачи потока 2048 кбит/с (30 цифровых каналов по 64 к бит/с).

Решение задачи достижения заданной ℓрег сводится к выбору числа пар передачи, типа линейного кода, а также к согласованию выходных каскадов с линией связи.

Изначально (на момент разработки системы) был сделан выбор в пользу стандарта HDSL, который обеспечивает симметричную передачу 2048 кбит/с по двум парам с использованием линейного кода CAP64, как имеющего наиболее близкое значение ℓрег (18 км) к заданному (таблица 7.2). Для достижения еще большей длины была разработана специальная схема согласования с линией, которая позволила увеличить ℓрег до 21 км.

Дальнейшие исследования показали, что для обеспечения требуемого ℓрег,  нужно как минимум снизить линейную скорость передачи (то есть увеличить число пар) или улучшить соотношение сигнал/шум.

Таблица 7.2- Оценочная дальность работы различных модемов DSL на

              кабеле типа МКС с диаметром жилы 1,2 мм

Технология

HDSL

HDSL

SDSL(CAP)

MSDSL

Скорость передачи по одной паре, кбит/с

1168

1168

2320

144…2064

Линейный код

2B1Q

CAP64

CAP128

CAP8…CAP128

Линейный импеданс, Ohm

135

135

135

135

Излучаемая мощность, dBm

+13,5

+13,5

+15,5

+7,4…14,4

Дальность передачи, км

12…14

18…20

10…12

11…13

(2064 кбит/с)

Достижение совместимости с существующими аналоговыми системами передачи

   Для достижения совместимости различных систем, работающих по одному кабелю, используются два принципа: разнесение спектров передачи (применяется в двухполосных системах) и уменьшение уровня сигнала влияющей системы в полосе частот, подверженной ее влиянию, до величины, при которой на приемном конце (стороне низкого уровня) подверженной влиянию системы сигнал влияющей системы (с учетом переходного затухания) не будет вызывать превышения допустимого уровня шумов в каналах подверженной влиянию системы.

Так как реализация первого пути потребовала бы переноса спектра передачи HDSL в область высоких частот, что привело бы к уменьшению ℓрег, при разработке MEGATRANS был выбран второй путь. Однако при этом необходимо либо понизить уровень передачи на 30 дБ, что приведет к уменьшению ℓрег, либо использовать «несимметричную передачу».

Чтобы пояснить принцип «несимметричной передачи» напомним, что аналоговые системы типа К-60 или КАМА могут использоваться либо в однокабельной, либо в двухкабельной схеме включения. В первом варианте используется разнесение спектров, во втором – направлений передачи.

Выбор в пользу несимметричной CAP-модуляции с регулируемым уровнем и адаптивной системы согласования с линией

   Как  уже отмечалось выше, в системе MEGATRANS применена технология, отличающаяся несимметричностью, CAP-модуляцией, регулируемым уровнем и адаптивной системой согласования с линией.

Упрощенный смысл технологии заключается в том, что для передачи используются две пары кабеля, причем передача по каждой из них осуществляется в несимметричном дуплексном режиме. Например, на одной стороне по паре А передается 528 кбит/с, а по паре В – 1552 кбит/с. Суммарный поток в каждом из направлений достаточен для передачи полезного сигнала со скоростью 2048 кбит/с.

За основу взята СAP-модуляция, которая обеспечивает более узкий спектр и лучшие показатели дальности. В зависимости от конкретных условий и соотношение асимметрии передачи, и уровни передачи для каждой пары могут регулироваться отдельно: адаптивная система согласования с линией настраивается под параметры пары и обеспечивает корректировку АЧХ передачи.

Теперь рассмотрим влияние каждой составляющей на рещение обеих проблем:

  1.  Несимметричность передачи, с одной стороны, позволяет облегчить задачу эхокомпенсации, а так как обычно «ближнее» эхо всегда намного превышает принимаемый сигнал, претерпевший большее затухание. С другой стороны, увеличение асимметрии приводит к расширению спектра передачи для одной из пар, что ведет к уменьшению длины регенерационного участка. Существует область значений коэффициентов асимметрии, при которой достигается максимальное значение ℓрег.

Применение несимметричной передачи позволяет также решить и проблему совместимости. Дело в том, что сигнал, который имеет меньшую скорость (и более узкую полосу частот), может быть передан с более низким уровнем. Таким образом, на каждой стороне системы MEGATRANS имеется пара высокого и пара низкого уровня, что позволяет обеспечить, при соответствующем включении, совместимость с двухкабельными системами. Обратное влияние сигнала аналоговой системы на сигнал низкого уровня MEGATRANS (спектр которого лежит в области относительно низких частот) не приводит к появлению ошибок.

  1.  CAP-модуляция. Как уже отмечалось, CAP-модуляция имеет более узкую полосу передачи по сравнению с другими типами кодирования, что позволяет добиться, наряду с увеличением дальности, совместимости с аналоговыми системами. Анализ параметров дальности показал, что новый комплект микросхем MSDSL фирмы GLOBELSPAN позволяет достичь ℓрег=22 км на кабеле МКС 7×4×1,2 при дуплексной передачи потока 1Мбит/с. В области оптимальных значений коэффициента асимметрии возможно достичь ℓрег более 24 км, однако для обеспечения совместимости с аналоговыми системами потребовалось уменьшение уровня передачи и коррекции АЧХ [4].

3.   Регулируемый уровень. Уровень передачи выбирается таким образом, чтобы минимизировать вероятность ошибки в канале ЦСП и одновременно снизить влияние на каналы аналоговой системы до установленных норм.

4.   Адаптивная система согласования с линией. В технологии MEGATRANS применена специально разработанная система, которая облегчает эхокомпенсацию и обеспечивает необходимую коррекцию АЧХ для достижения совместимости с аналоговыми системами. Кроме того, в некоторых случаях, возможно перенастроить новую систему для улучшения устойчивости оборудования при работе на предельных или сильно зашумленных участках регенерации.

Дистанционное питание регенераторов

Система xDSL может использовать существующую кабельную инфраструктуру только в случае, если число питаемых дистанционно регенераторов позволяет перекрывать стандартные расстояния между обслуживаемыми пунктами. Анализ показывает, что необходимо обеспечить питание до пяти регенераторов с каждой стороны при ℓрег=18 км. Для MEGATRANS реализована линейная схема типа «провод-провод». При напряжении на выходе источника ДП до 550 В и токе ДП 160 мА максимальная потребляемая мощность регенератора не должна превышать 10 Вт. Энергопотребление же регенератора MEGATRANS – не больше 6,2 Вт.

Реализация дополнительных функций

Любая магистральная система должна иметь возможность передавать сигналы телемеханики и служебной связи. Для этого в регенераторе MEGATRANS предусматривается субмодуль, к которому подключаются различные датчики (например, затопления, вскрытия и т.п.), исполнительные устройства, а также переговорное устройство служебной связи. Служебная информация может передаваться по двум дополнительным каналам:

  •  аналоговому каналу ТЧ, который передается «под спектром» цифрового сигнала и используется для служебной голосовой связи;
  •  цифровому каналу с интерфейсом RS232, для организации которого использован так называемый «канал встроенных операций» xDSL. Этот канал в MEGATRANS служит для передачи сигналов от датчиков команд для исполнительных устройств, а также для управления.

Аспекты практического применения

Следует отметить, что хотя система MEGATRANS и является системой xDSL, подход, используемый при практическом применении других систем xDSL, например для решения «проблемы последней мили», ни в коей мере не может быть применим для MEGATRANS. Эта система предназначена для цифровизации внутризоновых линий и ее установка требует не только предпроектных исследований, но и проведения «шеф»-монтажа и обучение обслуживающего персонала. Как показала практика использования оборудования, на определенных, особенно длинных или сложных в шумовом отношении сегментах требуется настройка параметров системы «по месту». Естественно, это усложняет ее применение, хотя число таких сегментов по статистике не превышает 10%.

В 2001 г. НТЦ НАТЕКС разработал оборудование MEGATRANS-2, которое  имеет больший запас по отношению сигнал/шум, а дальность работы системы была увеличена до 26 км по кабелям типа МКС с жилой 1,2 мм [4].  Однако главный выигрыш оператор получит в упрощении установки оборудования. Большой «запас прочности» позволит устанавливать оборудование без дополнительной посегментной настройки. Уже во второй половине 2002 г. НТЦ НАТЕКС начнет поставки аппаратуры MEGATRANS-3. Новое оборудование – не просто модификация производящегося сейчас MEGATRANS-2. Ряд совершенно новых технических решений, прорабатываемых в научном плане уже несколько лет, нашли воплощение в новой системе передачи.

Во-первых, новый тип линейного кода – TC-PAM, позволяющий еще увеличить надежность работы системы на сегментах усиления К-60, добиться устойчивой работы не только на кабелях типа МКС, но и КСПП, «пробить» усилительные или регенерационные участки оборудования типа К-24, К-12, сельских ИКМ и т.д.

Во-вторых, новый регенератор, позволяющий делать ответвления от основной магистрали для выделения/добавления каналов «голоса» и «данных» вдоль трассы.

Одна из модификаций новой системы передачи специально предназначена для решения проблемы организации недорогой, но надежной связи для небольших поселков, деревень и т.д. MEGATRANS будет работать в однокабельной схеме включения по кабелям типа КСПП, монтаж системы будет под силу даже тем специалистам, которые никогда не работали с DSL [4].

Подведем итоги по проблеме замены К-60 с использованием кодирования HDB3 (аппаратура типа ИКМ-30) или системы MEGATRANS.

Код HDB3, применяемый в системах ИКМ-30, широко использовался в мировой индустрии средств связи около 20 лет назад. Затем был разработан код 2B1Q, легший в основу систем ISDN и HDSL. Он полностью вытеснил HDB3. Более того, в западных странах, несмотря на финансовые затраты, операторы пошли на полную замену систем HDB3 на системы, использующие код 2B1Q.

Если 2B1Q можно назвать вторым поколением систем передачи для медных линий, то код CAP, лежащий в основе ЦСП MEGATRANS-2 – третье поколение. MEGATRANS-3, основанный на TC-PAM, является уже четвертым поколением ЦСП, опережающим системы типа ИКМ-30 на 15-20 лет [4].

Поэтому новые ЦСП для медных линий должны быть построены на современных типах линейного кодирования, таких как CAP, TC-PAM, DMT и другие.

Список литературы

  1.  Скалин Ю.В., Бернштейн А.Г., Финкевич А.Д. Цифровые системы передачи. – М.: Радио и связь, 1988, 272 с.
  2.  Попов Г.Н., Кудрявцева Э.А., Хазанов Г.Л. Проектирование реконструкции участка первичной сети ВСС с использованием цифровых систем передачи. – Новосибирск, СибГУТИ, 2000, 36 с.
  3.  Попов Г.Н. Телекоммуникационные системы передачи. Часть 1 – Новосибирск, СибГУТИ, 2002, 203 с.
  4.  Парфенов Ю.А., Мирошников Д.Г. Последняя миля на медных кабелях. – М.: Эхо-Трендз, 2001, 221 с.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

9743. Робота з бібліотеками динамічного підключення 63.5 KB
  Бібліотеки динамічного підключення (Dynamic Link Library - DLL), це відкомпільований набір певних функцій. Зазвичай при розробці програм ви використовуєте так звані статичні бібліотеки (модулі), які містять деякий набір процедур та функцій
9744. Любовь в подростковом возрасте 14.39 KB
  Любовь в подростковом возрасте Что такое любовь. Каковы ее соотношения с дружбой. На эти вечные вопросы никто еще не дал исчерпывающего ответа. Однако, несомненно, эти прекрасные чувства играют исключительно важную роль в формировании личности челов...
9745. Условия залегания и свойства горных пород 51.17 KB
  Условия залегания и свойства горных пород Осадочные породы состоят из пластов и слоев. Пласт - это геологическое тело, сложенное однородной осадочной горной породой, и ограниченное сверху и снизу параллельными плоскостями. Положение пласта в простра...
9746. Свойства горных пород. Породоразрушающие инструменты 19.15 KB
  Свойства горных пород. Породоразрушающие инструменты. Механическое разрушение - энергия для разрушения горной породы передается от двигателя с поверхности к породоразрушающему инструменту. После изобретения долота 1906 году, шарошечными долотами бур...
9747. Колонковые долота 53.44 KB
  Колонковые долота. Типы колонковых снарядов. Снаряд НЕДРА - используется при роторном бурении. (КС НЕДРА 203/104)Наружный диаметр/диаметр керна. Силур. - применяются при отборе керна при сложных условиях 146/30 Кембрий - применяе...
9748. Бурильная колонна и ее элементы 115.59 KB
  Бурильная колонна и ее элементы. Ведущая бурильная труба или квадрат. Это квадратная толстостенная штанга, имеющая на одном конце переводник для соединения с вертлюгом, и нижний штанговый переводник и предохранительный переводник. Имеет в сече...
9749. Роль УБТ, создание оптимальной работы БК 52.49 KB
  Переходники могут быть, правая-левая, обе правые.. найти калибраторы, расширители... Роль УБТ, создание оптимальной работы БК. Роль УБТ - создает нагрузку на долото и растягивает часть БК. Определение длины УБТ при роторном бурении. Gд – нагруз...
9750. Подготовка обсадных колонн к спуску к скважину 59.41 KB
  Подготовка обсадных колонн к спуску к скважину. На буровую завозится количество буровых труб с 5% запасом от длины обсадной колонны по проекту. Обсадные трубы должны быть опрессованы на БТО - базопроизводственное обслуживание, или на бур...
9751. Цементирование скважины 487.84 KB
  Цементирование скважины. Цементирование ОК - это процесс вытеснения бурового раствора из кольцевого пространства, тампонажным раствором. (Рис. 1) Цель цементирования: Разобщение насыщенных жидкостью и газами проницаемых горизонтов Упрочн...