39241

Назначение, структура и принцип действия радиоприемного устройства (РПУ)

Шпаргалка

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Современное РПУ должно обеспечить прием нужного сигнала в фоне колебаний от всевозможных посторонних источников называемых помехами. При этом мощность помех действующих на РПУ может превышать мощность требуемого сигнала в миллионы раз что естественно затрудняет его прием. Преобразование принятого радиочастотного колебания в напряжение или ток изменяющегося в соответствие с переданным сообщением; для этого требуется осуществить фильтрацию сигнала от помех его усиление и детектирование; 3. Функция радио тракта кроме усиления сигнала...

Русский

2013-10-01

4.79 MB

135 чел.

1. Назначение, структура и принцип действия радиоприемного устройства (РПУ).

Любое передаваемое на расстояние сообщение в системе связи сначала преобразуется в электрический сигнал, изменяющийся соответственно этому сообщению. Непосредственно, без проводов, этот сигнал передан получателю быть не может. Поэтому в системах радиосвязи и радиовещания электрический сигнал управляет радиочастотными колебаниями. Эти колебания, несущие передаваемое сообщение и называемыми модулированными, преобразуются в радиоволны, распространяющиеся в пространстве без специальных направляющих систем (проводов или волноводов). Назначение радиоприемного устройства (РПУ)- обеспечить воспроизведение передаваемого сообщения при воздействии на него радиоволн, поступающих от радиопередающего устройства. Сообщение воспроизводится в РПУ на основе той информации, которая заключена в модулированном колебании. Поэтому в РПУ необходимо осуществить преобразование принятого колебания. Современное РПУ должно обеспечить прием нужного сигнала в фоне колебаний от всевозможных посторонних источников, называемых помехами. При этом мощность помех, действующих на РПУ, может превышать мощность требуемого сигнала в миллионы раз, что, естественно, затрудняет его прием.

Основные функции РПУ:

1. Улавливание радиоволн;

2. Преобразование принятого радиочастотного колебания в напряжение (или ток), изменяющегося в соответствие с переданным сообщением; для этого требуется осуществить фильтрацию сигнала от помех, его усиление и детектирование;

3. Воспроизведение переданного сообщения в виде звука, изображения на экране, записи текста и т.п.

Основные функции РПУ определяют и его составные элементы: антенну, собственно радиоприемник и воспроизводящие устройство. В простейшем, но наиболее распространенном случае, РПУ содержит одну антенну и один радиоприемник. Для этого случая, который называется одинарным приемом, структурная схема РПУ представлена на рис. 1.1. Антенна улавливает сигнал радиоволны и преобразует энергию радиоволн энергию тока той же частоты. Радиоприемник осуществляет преобразование модулированных радиочастотных колебаний в электрический сигнал, отображающий передаваемое сообщение. Часть радиоприемника от его входа до детектора называется радио трактом. Так как уровень полезного колебания на входе приемника, как правило, мал, то одной из основных функций радио тракта является усиление этого колебания до уровня, необходимого для нормальной работы детектора.

В результате воздействия на антенну электромагнитных волн от ряда радиостанций на входе приемника действует иного колебаний с различными частотами. Только одно из них полезное, остальные-мешающие. Функция радио тракта, кроме усиления сигнала,- выделить полезное колебание и подавить мешающие, что достигается использованием в нем частотно-селиктивных цепей. При этом усиление полезного колебания в радио тракте должно обеспечивается по возможности без его искажений; иначе говоря, радио тракт приемника должен быть линейным устройством. Последующие преобразование радиосигнала с выхода радио тракта осуществляется в детекторе радиоприемника. Детектор является Устройством, создающим на своем выходе напряжение, которое изменяется в соответствии с законом модуляции того или иного параметра радиочастотного колебания и, таким образом, воссоздающим модулирующий переданный электрический сигнал. Например, если используется амплитудная модуляция, то напряжение на выходе детектора отслеживает за изменением амплитуды входного колебания. В последетекторной части радиоприемника происходит усиление продетектированного сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы воспроизводящего устройства. В некоторых РПУ в этой части осуществляется дополнительное ослабление помех.

Воспроизводящее устройство воссоздаёт переданное сообщение под действием усиленного продетектированного сигнала. Для воспроизведения звукового сообщения используются громкоговорители или телефоны; для воспроизведения изображения – электронно-лучевые трубки; для воспроизведения радиотелеграфных передач – буквопечатающие аппараты и т.д.

Радиоприемное устройство может принимать не одно сообщение, а несколько. В этом случае оно называется многоканальным. В таких РПУ после детектирования получается групповой сигнал, который несет ряд независимых сообщений. Для разделения этих сообщений по отдельным каналам в РПУ предусматривается разделитель каналов (рис 1.2). в многоканальном РПУ могут воспроизводится как однородные сообщения, так и разнородные (например звук и изображение в телевизионном приемнике). В состав РПУ может входить несколько антенн и радиоприемников. Это связанно с тем что при реальном радиоприеме в ряде случаев уровень сигнала в антенне РПУ меняется из-за непостоянства условий распространения. При этом говорят о замираниях сигнала. Для борьбы с замираниями сигнала применяется сдвоенный, строенный прием и т.д. суть сдвоенного приемника поясним с помощью структурной схемы РПУ (рис. 1.3). Радиоприем одного итого же сообщения обеспечивается с помощью двух антенн и двух радиоприемников. Если антенны разнесены в пространстве на расстоянии более десяти длин волн, то замирания сигнала в каждой антенне будут происходить практически независимо друг от друга. При этом в каждый момент времени уровни принимаемого сигнала на выходе приемников различны. Устройство комбинирования сигналов выбирает и подает на воспроизводящие устройство сигнал более высокого уровня.

2. Приемник прямого усиления. Структурная схема. Принцип работы. Радиоприёмник прямого усиления — один из самых простых типов радиоприёмников.


Блок-схема приёмника прямого усиления. Радиоприёмник прямого усиления (герадеаус) состоит из колебательного контура, нескольких каскадов усиления высокой частоты, квадратичного амплитудного детектора, а также нескольких каскадов усиления низкой частоты. Колебательный контур служит для выделения сигнала требуемой радиостанции. Как правило, частоту настройки колебательного контура изменяют конденсатором переменной ёмкости. К колебательному контуру подключают антенну, иногда и заземление. Принцип работы. Сигнал, выделенный колебательным контуром, поступает на усилитель высокой частоты. Усилитель высокой частоты (УВЧ), как правило, представляет собой несколько каскадов избирательного транзисторного усилителя. С УВЧ сигнал подаётся на диодный детектор, с детектора снимается сигнал звуковой частоты, который усиливается ещё несколькими каскадами усилителя низкой частоты (УНЧ), откуда поступает на динамик или наушники. В литературе приёмники прямого усиления классифицируют по числу каскадов усилителей низкой и высокой частоты. Приёмник с n-каскадами усиления высокой и m-каскадами усиления низкой частоты обозначают n-V-m, где V обозначает детектор. Например, приёмник с одним каскадом УВЧ и одним каскадом УНЧ обозначается 1-V-1. Детекторный приёмник, который можно рассматривать как частный случай приёмника прямого усиления, обозначается 0-V-0.

3. Супергетеродинный радиоприёмник (супергетеродин) — один из типов радиоприёмников, основанный на принципе преобразования принимаемого сигнала в сигнал фиксированной промежуточной частоты (ПЧ) с последующим её усилением. Упрощённая структурная схема супергетеродина с однократным преобразованием частоты показана на рисунке. Принцип работы. Радиосигнал из антенны подаётся на вход усилителя высокой частоты (в упрощённом варианте он может и отсутствовать), а затем на вход смесителя — специального элемента с двумя входами и одним выходом, осуществляющего операцию преобразования сигнала по частоте. На второй вход смесителя подаётся сигнал с локального маломощного генератора высокой частоты — гетеродина. Колебательный контур гетеродина перестраивается одновременно с входным контуром смесителя (и контурами усилителя ВЧ) — обычно конденсатором переменной ёмкости (КПЕ), реже катушкой переменной индуктивности (вариометром, ферровариометром). Таким образом, на выходе смесителя образуются сигналы с частотой, равной сумме и разности частот гетеродина и принимаемой радиостанции. Разностный сигнал постоянной промежуточной частоты (ПЧ) выделяется с помощью полосового фильтра и усиливается в усилителе ПЧ, после чего поступает на демодулятор, восстанавливающий сигнал низкой (звуковой) частоты. В современных приёмниках в качестве гетеродина используется цифровой синтезатор частот с кварцевой стабилизацией. В обычных вещательных приёмниках длинных, средних и коротких волн промежуточная частота, как правило, равна 465 или 455 кГц, в бытовых ультракоротковолновых — 6,5 или 10,7 МГц.

4. Приемник прямого преобразования. Способом преодоления необходимости индивидуальной настройки нескольких ВЧ-фильтров в приемнике прямого усиления является прямое преобразование частоты исходного сигнала в намного более низкую основную частоту. В схеме приемника прямого преобразования высокая входная частота сигнала, несущего модулированную информацию, преобразуется в более низкую частоту, которая содержит модуляцию, но которую легче детектировать и демодулировать. Такое преобразование частоты достигается путем смешивания входного ВЧ-сигнала с опорным сигналом идентичной или почти идентичной частоты (см. рис. 5). Нелинейное смешивание двух сигналов дает сигнал основной частоты, который затем детектируется и демодулируется приемником. Опорный сигнал генерируется гетеродином. Когда входной ВЧ-сигнал смешивается в нелинейном устройстве (диодном смесителе или смесителе на полевом транзисторе) с сигналом гетеродина, то в результате формируется сигнал ПЧ, который является суммой или разностью ВЧ-сигнала и сигнала гетеродина. Когда частота гетеродина выбирается одинаковой с частотой входного ВЧ-сигнала, то говорят, что приемник имеет гомодинную архитектуру (синхронную) или это приемник с нулевой ПЧ. В противном случае, когда частота опорного сигнала отличается от частоты, которую нужно детектировать, приемник называется гетеродинным. Термины «супергетеродинный» и «гетеродинный» являются синонимами («супер» означает «выше» или «сверх», а не «лучше»).

Как в гомодинной, так и в гетеродинной схемах новые частоты генерируются путем смешивания двух или более сигналов в нелинейном устройстве (транзисторном или диодном смесителе). Смешивание двух тщательно выбранных частот приводит к созданию двух новых частот, одна из которых является суммой двух частот, а другая — разностью двух смешиваемых сигналов. Более низкая частота называется частотой биений, т.к. при смешивании двух близких частот образуется звуковая частота. Например, если смешивать частоту 2000 Гц и 2100 Гц будет сгенерирована звуковая частота 100 Гц. В результате частота сдвигается от более высокой к более низкой, в случае ВЧ-приемника — к основной частоте. Приемники прямого преобразования, или гомодинные (с нулевой ПЧ) приемники, используют гетеродины, точно синхронизированные с частотой несущего сигнала для того, чтобы прямо преобразовывать входной сигнал в основные частоты. В теории этот простой метод исключает необходимость использования каскадов с понижением частоты вместе с фильтрами, смесителями и гетеродинами. Это означает, что после антенны может быть включен ВЧ-фильтр с фиксированной частотой вместо нескольких настраиваемых фильтров, как в случае приемника прямого усиления. Следовательно, можно спроектировать ВЧ-фильтр с более высоким показателем Q.
В схеме с прямым преобразованием нужный сигнал выделяется путем настройки гетеродина на желаемую частоту. Нежелательные частоты, которые появляются после преобразования частоты, остаются в полосе более высоких частот и могут быть отфильтрованы фильтром низких частот, включенным после смесителя. Если входной сигнал имеет цифровую кодировку, ВЧ-приемник использует для демодуляции цифровые фильтры в составе DSP. Необходимо использовать два смесителя, чтобы сохранить амплитуду и фазу исходного модулированного сигнала: один для синфазного (in-phase — I), а другой для квадратурного (quadrature — Q) выхода основной частоты. Квадратурное преобразование с понижением частоты необходимо, т.к. обычно формируются две боковые полосы около несущей частоты. Как мы уже видели, частоты этих боковых полос различны. Таким образом, использование единственного смесителя для сигнала с цифровой кодировкой привело бы к потере одной из боковых полос. Вот почему обычно используется I/Q-демодулятор для извлечения информации, содержащейся в I- и Q-компонентах сигнала. К сожалению, многие приемники прямого преобразования чувствительны к паразитным утечкам гетеродина, т.к. энергия гетеродина передается в I/Q-демодулятор через антенну или другим путем. Любые сигналы утечки гетеродина могут быть смешаны с основным сигналом гетеродина и, таким образом, может быть сформировано постоянное смещение, которое вносит ощутимую погрешность в сигнал основной частоты. Поэтому необходимо обеспечить хорошую изоляцию между гетеродином смесителя и ВЧ-портами для минимизации утечек гетеродина.

5. Цифровые радиоприемники. Структурная схема, принцип работы. Классификация радиоприемных устройств. На верхнем рис. представлена функциональная схема радиоприемника для цифрового радиовещания. Чувствительным элементом здесь, как и в других радиоприемниках, является антенна А. Наводимые в ней электрические колебания поступают в радиоприемный тракт РПТ, где из них выделяются колебания, вызванные радиоволнами только выбранного пользователем канала. Они там усиливаются, демодулируются и превращаются в последовательность импульсов цифровой информации.

На верхнем рис. – функциональная схема радиоприемника для

цифрового радиовещания; внизу – типовая функциональная схема радиоприемного тракта. Эта последовательность импульсов поступает в микроконтроллер МК, который в соответствии с установленным протоколом связи выделяет из неё потоки данных, нужных пользователю. Он осуществляет их цифровую фильтрацию, декодирует их, формирует аудиосигналы и информацию для отображения на текстовом дисплее ТД. Аудиосигналы поступают на выходной усилитель ВУ, а с него – на звуковые колонки Зв. По желанию пользователя текстовая или аудиоинформация могут запоминаться во флэш-памяти ФП и потом воспроизводиться радиоприемником по указанию пользователя. Для того, чтобы пользователь мог управлять работой радиоприемника, используются клавиши или кнопки управления КУ. Классификация радиоприемных устройств. Радиовещательные:а) звуковые;б) телевизионные:- черно-белого TV;- цветного TV. Профессиональные:а) связные:- низовой связи;- областной связи;- магистральной связи;- космической связи;б) телевизионные:- диспетчерские;- измерительные;- информационные;в) радиолокационные:- ближней локации;- дальней локации;г) радионавигационные:- ближней навигации;- дальней навигации;д) измерительные;е) телеуправления;ж) телеметрические. Группа радиовещательных РПрУ отличается относительно простыми техническими решениями задач приема сообщений, так как массовый выпуск радиовещательных приемников с особой остротой диктует экономическую целесообразность подобного подхода к разработкам. Группа профессиональных приемных устройств отличается более сложными техническими решениями, так как эти устройства работают преимущественно с одним радиопередатчиком и затраты на приемное и передающее оборудование могут быть равноценными. По виду модуляции, используемой на линии связи:- приемники амплитудно-модулированных сигналов;- приемники частотно-модулированных сигналов;- приемники фазо-модулированных сигналов;- приемники импульсно-модулированных сигналов;- приемники однополосных сигналов;- приемники комбинированных сигналов. По диапазону принимаемых волн:- приемники длинных волн;- приемники средних волн;- приемники коротких волн;- приемники УКВ: - приемники метровых волн;- приемники дециметровых волн;- приемники сантиметровых волн;- приемники миллиметровых волн. Если приемник включает в себя несколько диапазонов, то их называют всеволновыми. Приемники ультракоротких волн (м), т.е. сверхвысоких частот (МГц), по конструкции и по методам расчета существенно отличаются от приемников более длинных волн, т.е. более низких частот. Поэтому РПрУ часто делят на два крупных класса:- приемники умеренно-высоких частот (МГц); - приемники сверхвысоких частот (МГц);По особенностям схемы:а) детекторные приемники;б) приемники прямого усиления;в) регенеративные приемники;г) суперрегенеративные приемники;д) инфрадины. По роду работы:- телеграфные;- телефонные;- телевизионные;- фототелеграфные и т.д. По месту установки:- стационарные;- передвижные;- самолетные;- корабельные;- автомобильные;- переносные и др.По способу питания:- с автономным питанием от аккумуляторов или сухих батарей;- сетевые.

6. Входные и выходные цепи усилителя (в тетради). Однокаскадные и многокаскадные усилители. Ниже приведены однокаскадные усилители высокой частоты (УВЧ) с детекторами, образующие вместе с любой схемой УЗЧ радиоприемник прямого усиления. Однокаскадные УВЧ имеют активные схемы детекторов, а детекторы двухкаскадных УВЧ пассивные на основе диодной двухполупериодной схемы. Приемники могут работать в диапазоне длинных или средних волн, но можно ввести схему коммутации и получить двухдиапазонный радиоприемник. Радиоприемник по схеме рис. 5.3 содержит один каскад усиления по высокой частоте на двух транзисторах VT1 и VT2. Транзистор VT2 включен по схеме с общим коллектором, VT1 — с общей базой. Одно из основных достоинств такого каскада состоит в том, что выходная цепь схемы слабо связана с входной и удается получить больший коэффициент усиления по сравнению со схемой на одном транзисторе. База транзистора VT2 заземлена по высокой частоте с помощью конденсатора СЗ. Нагрузка каскада — высокочастотный дроссель L3. С коллектора транзистора VT1 модулированный высокочастотный сигнал через конденсатор связи С4 поступает на детектор, выполненный по схеме с общим коллектором на транзисторе VT3. Хотя детектор имеет коэффициент усиления по напряжению менее единицы, его коэффициент передачи все равно выше, чем у диодного, а искажение низкочастотного сигнала ниже. Цепочка С6, R5, С7 фильтрует низкочастотный сигнал, с резистора R6 через разделительный конденсатор СЮ он пода-

Рис. 5.3. Однокаскадный УВЧ ОК-ОБ с детектором на транзисторе по схеме с ОК

Многокаскадный усилитель с rс-связью. Многокаскадный усилитель с яс-связью. Рассмотрим многокаскадный усилитель, работающий от источника входного сигнала Ег с внутренним сопротивлением Лг и нагруженный сопротивлением Яи (рис. 9-8). Многокаскадный усилитель обычно строится путем последовательного соединения однотипных каскадов с ОЭ. При расчете многокаскадного усилителя важно знать связь между его показателями и показателями каждого из каскадов. В многокаскадных усилителях выходное напряжение (N — 1)-го каскада является входным напряжением N-ro каскада /вых^—о = Ib*.n, а нагрузкой всех каскадов, кроме

последнего, является входное сопротивление следующего каскада. При расчетах по известной нагрузке для Л^-го каскада определяются коэффициент передачи тока Be0N, входное сопротивлениеRBX n и коэффициент усиления К0^. Так как величина K„nопределяется отношением выходного напряжения к напряжению на входных зажимах каскада, то при расчетах коэффициента усиления Kunсопротивление Rr следует считать равным нулю.

7. Коэффициент усиления усилителя. АЧХ и ФЧХ усилителя.

Усилители данного типа используются для автоматической подстройки или регулировки коэффициента усиления усилителей, например , усилителей биопотенциалов. Они выполняются в виде отдельного блока и устанавливаются в качестве промежуточного каскада в тракте усиления. Как правило, коэффициент усиления каскада может изменяться в пределах от 0 до 1 , или от 1 до некоторого предельного значения, что определяется особенностями схемных решений.

1.1 Усилители с аналоговым управлением

Аналоговое управление подразумевает изменение коэффициента усиления усилителя под действием электрического сигнала. Для этих целей необходимо использовать активный элемент, сопротивление которого практически линейно изменяется при изменении управляющего напряжения. Такими свойствами обладает полевой транзистор, который при малых напряжения "сток-исток" ведет себя как сопротивление, величина которого линейно зависит от напряжения на затворе.


Рисунок 1.1 - Управляемый транзисторный усилитель


Простейшая схема, приведенная на рис.1.1 представляет собой однокаскадный транзисторный усилитель, в цепи эмиттера которого установлен полевой транзистор VT2. Cопротивление "сток-исток" транзистора формирует сигнал отрицательной обратной связи по току, от величины которой зависит коэффициент усиления в соответствии с выражением:



Схема хорошо ведет себя при усилении переменных сигналов , обеспечивая изменение коэффициента усиления в пределах 1-2 декад. В схемах усилителей постоянного тока, например усилителей биопотенциалов, целесообразно использовать регулируемые схемы на основе операционных усилителей.


Рисунок 1.2 - Неинвертирующий управляемый усилитель


На рис.1.2 представлена схема неинвертирующего усилителя на ОУ , в котором в качестве одного из резисторов используется сопротивление "сток-исток" полевого транзистора. Коэффициент усиления усилителя будет определяться как:



а так как R
С-И = f (UУПР), то и коэффициент усиления будет изменяться в зависимости от управляющего напряжения. Диапазон изменения колеблется от нескольких единиц до нескольких десятков. Ограничения накладываются ввиду необходимости поддерживать напряжение "сток-исток" в пределах, не превышающих величины нескольких десятков милливольт. При увеличении напряжения полевой транзистор выходит из режима управляемого сопротивления и режим управления коэффициентом усиления нарушается. Кроме того, в схеме отсутствует компенсация влияния токов смещения на параметры усилителя, что может оказать существенное влияние на величину погрешности прецизионных усилителей.

Управляемый усилитель рис.1.3 выполнен на базе инвертирующего усилителя. Транзистор VT1 подключен параллельно резистору R1 и их суммарное сопротивление



будет изменяться при изменении управляющего напряжения UУПР.


Рисунок 1.3 - Неинвертирующий управляемый усилитель


Коэффициент усиления усилителя:



зависит от управляющего напряжения, однако эта зависимость будет нелинейной. В отличие от схемы рис.1.2 в данном усилителе предусмотрена компенсация погрешности от токов смещения. Для этой цели установлены резистор R1и транзистор VT2 в цепи неинвертирующего входа. Если транзисторы VT1 иVT2 идентичны, то при изменении управляющего напряжения сопротивления в цепи инвертирующего и неинвертирующего входов всегда будут оставаться равными по величине и погрешность от токов смещения будет минимальной.


Рисунок 1.4 - Усилитель с переменным коэффициентом усиления


В схеме рис.1.4 , как и в предыдущих схемах, полевой транзистор работает в качестве переменного резистора, управляемого напряжением. Так как дифференциальное напряжение операционного усилителя не превышает нескольких милливольт, сопротивление полевого транзистора под действием управляющего напряжения может линейно изменяться в диапазоне нескольких декад, обеспечивая широкий диапазон регулировки коэффициента усиления.

АЧХ и ФЧХ усилителя.
Для получения больших значений kU используют многокаскадный усилитель. При этом результирующий коэфф усиления будет равен произведению коэфф каскада, однако при этом увеличивается вероятность самовозбуждения усилителя (при достаточно большом kU возникают паразитные положительные обратные связи, которые, вызывают переход усилителя в режим генератора).

Назначение элементов то же самое что и в каскаде ОЭ; kU=kU1=kU2. связь между каскадами может быть осуществлена с пом-ю конденсаторов и трансформаторов в усилителях переменного тока или в резисторах и (непосредств связи) в усилителях постоянного тока. При расчете параметров многокаскадного усилителя начинают с оконечного каскада. При известном значении мощности сигнала нагрузки определяют коэфф усиления каскада. В режиме пост тока в расчете конденсаторы не участвуют. Для определения полосы пропускания частот усилителя производят учет влияния емкостей конденсаторов схемы и емкостей переходов транзисторов.

АЧХ усилителей
Uвых=F(f), при Uвх=const, fн – ниж-няя граничная час-тота рабочей полосы частот усилителя fв – верхняя граничная частота рабочей полосы частот усилителя. Высокочастотный завал АЧХ зависит от типа транзистора. Чем выше граничная частота транзистора, тем дальше вправо сдвигается высокочастотный завал характеристики. Уменьшение модуля коэфф усиления по напряжению в области низких частот оценивают коэффициентом частотных искажений. Mи=kср/kн, kср- среднее значение коэфф усиления, kн – в области низких частот, Ми=Ми1*Ми2*…, Ми1 – коэфф частотных искажений, выносимый в схему усилителя каким либо конденсатором. Для упрощения расчетов полагают что Ми1=Ми2=…, Мис=?[1+ (1/?Н?НС)2]. ?НС – пост времени конденсатора при частоте ?Н. ?НР1=СР1(Rr+Rвх), Rr – сопр-е источника вход сигнала, Rвх – сопр-е 1 усилительного каскада для переменной составляющей. В области высоких частот уменьшение коэфф усиления по напряжению обусловлено действием емкостей коллекторных переходов транзисторов Ск, а также емкости монтежа. Емкости монтажа при расчетах не учи-тывают, а св-во тр-ра в этом случае Мв=?[1+ (?В?В)2], ?В=??+?К, ??- пост времени коэфф передачи по току тр-ра. ??=1/2?f?; ?К=Ск(rK??RK??RH).


ФЧХ: (фи)=F(f) Линейный участок амплитудной харак-теристики определяет диапазон допустимых значений уровня выходного сигнала. При превышении уровня допустимого значения появл-ся искажения сигнала, вызванные нелинейностью ВАХ. Отношение амплитуды максимального допустимого значения к min допустимому наз-ют динамическим диапазоном усилителя.

8. Чувствительность РПУ.

Вводится понятие пороговой и реальной чувствительности.

Пороговая чувствительность определяется, как минимальная мощность входного сигнала приемника, при которой отношение сигнал/шум на выходе линейной части приемника =1,    .

, где Pш - пересчитывается мощность шумов с выхода на вход.   - пороговая чувствительность:

,

где: fш - шумовая полоса, определяемая избирательностью входной цепи или избирательностью наиболее узкополосной части приемника.

fш fпрм,   где fпрм - определяется законом модуляции входного сигнала.

fпрм  1,37/и

F0 - стандартный коэффициент шума приемника,

tА - относительная шумовая температура антенны.

Реальная чувствительная - это минимальная мощность входного сигнала приемника, при которой обеспечивается заданное соотношение сигнал/шум на выходе линейного тракта приемника:

- коэффициент различимости.  , где Dр - реальная чувствительность.

Для возрастания Dр - нужно уменьшение F0, либо уменьшение tA, либо уменьшение D.

 

9. Коэффициент шума и шумовая температура РПУ.

Одна из важнейших электрических характеристик РПУ -- чувствительность, под которой понимают способность приемника принимать слабые сигналы. Количественно чувствительность оценивается минимальной ЭДС в антенне или номинальной мощностью модулированного сигнала, при которых на выходе приемника сигнал воспроизводится с требуемым качеством. Когда внешние помехи мало влияют на прием, чувствительность ограничена собственными шумами РПУ, обусловленные в основном его флуктуационными шумами.

Источниками внутренних флуктуационных шумов в приемнике являются все пассивные элементы цепей, обладающие омическим сопротивлением, и активные приборы. Любой элемент цепи с омическим сопротивлением может быть представлен в виде эквивалентного генератора шумовой ЭДС или генератора шумового тока с «нешумящим» внутренним сопротивлением или проводимостью R.

Источником внешних шумов для приемника является антенна. Шумы приемной антенны складываются из тепловых шумов ее активного сопротивления, потерь и шумов сопротивления излучения.

Превышение сигнала над шумом С/Ш на выходе УТ задастся коэффициентом различимости , минимально допустимое значение которого h0 зависит от характера принимаемого сообщения, требуемого качества приема и вида модуляции сигнала.

В реальных условиях эксплуатации РПУ чаще пренебречь влиянием помех на радиоприем нельзя. Количественно чувствительность, ограниченную внутренними шумами, оценивают реальной или пороговой чувствительностью, коэффициентом шума или шумовой температурой.

Реальная чувствительность -- чувствительность, определяемая при заданном отношении С/Ш h0 на выходе УТ. .

Пороговая, или предельная, чувствительность определяется уровнем входного сигнала, при котором h0 = 1.

Рассмотрим линейный шумящий 4-полюсник с входным сопротивлением RВХ и коэффициентом усиления (передачи) по мощности Кр = Рс вых/Рс вх, нагруженный на сопротивление RН. К его входным зажимам подключается источник сигнала с выходным сопротивлением RГ, являющийся одновременно и источником тепловых шумов.

При согласовании источника сигнала со входом 4-полюсника на входном сопротивлении последнего рассеивается максимальная (номинальная) мощность шумов

.

Если имеет место рассогласование источника сигнала и 4-полюсника, на RВХ рассеивается меньшая шумовая мощность

,

где з -- коэффициент рассогласования, .

В 4-полюснике сигнал и шумы усиливаются (ослабляются) в КР раз, и если бы он был идеальным (нешумящим), на его нагрузочном сопротивлении RН рассеивалась бы мощность шумов . В реальном 4-полюснике

.

Коэффициент шума:

.

Т.о. коэффициент шума зависит от шумовых свойств источника сигнала, обусловленных его температурой Т. Для устранения этой неоднозначности принимают шумовую температуру источника сигнала равной комнатной Т0. Собственные шумы ухудшают отношение С/Ш на выходе 4-полюсника по сравнению с входным.

Чем выше уровень собственных шумов 4-полюсника, тем больше коэффициент шума отличается от 1. Для идеального нешумящего 4-полюсника Ш = 1. Коэффициент шума пассивного 4-полюсника в общем случае , а при его согласовании с источником сигнала и нагрузкой .

Для оценки шумовых свойств 4-полюсников, у которых коэффициенты шума близки к 1, используют эквивалентную шумовую темп-ру . Она показывает, насколько должна быть повышена абсолютная темп-ра сопротивления источника сигнала RГ, подключенного ко входу идентичного нешумящего 4-полюсника, чтобы мощность шумов на его выходе равнялась мощности шумов на выходе реального 4-полюсника.

Относительная шумовая температура tШ показывает, во сколько раз темп-ра нагрева сопротивления R д.б. больше нормальной темп-ры, чтобы генератор IШ ВХ создавал шумы эквивалентные шумам в цепи управляющего электрода. .

Шумовая температура 4-полюсника в отличие от коэффициента шума не зависит от шумовой температуры источника сигнала. В этом заключается ее преимущество как меры шумовых свойств.

10. Селективность РПУ. Односигнальная селективность.

Селективность [от лат. слова] - избирательность, способность производить отбор. Направление в радиотехнике - способность радиоприемного устройства выделить сигнал нужной радиостанции из большого числа сигналов, посылаемых другими радиостанциями. Количественной мерой селективности служит относительная интенсивность мешающих сигналов, при которой

их влияние на чувствительность и качество воспроизведения сообщения становится больше допустимого предела.

Селективность выражают в децибелах.
Различают односигнальную и многосигнальную селективность. Односигнальная (линейная) селективность определяется при

неодновременном действии полезного и мешающего сигналов, уровни которых недостаточны для того, чтобы вызвать

нелинейные явления. Ее характеризуют следующие параметры приемника:
а) односигнальная селективность по соседнему каналу (канал приема, имеющий наименьшую возможную для принятой

системы радиовещания или связи расстройку по отношению к основному каналу);
б) односигнальная селективность по зеркальному каналу (канал смещенный относительно основного на удвоенную

промежуточную частоту в сторону частоты гетеродина);
в) односигнальная селективность по промежуточной частоте;
г) односигнальная селективность по другим побочным каналам, которые могут образоваться.

11. Реальная селективность. Показатели качества радиоприемника.

В наши дни, когда коротковолновые диапазоны буквально забиты сигналами десятков тысяч мощных станций, одной из самых важных характеристик связных KB приемников стала так называемая реальная селективность. Особенно остро вопросы реальной селективности приемника возникают иногда на любительских радиостанциях: ведь источник помехи -- соседний радиолюбитель может находиться совсем рядом, даже в одном доме. Единой методики оценки реальной селективности пока не существует, поэтому в литературе ее нередко характеризуют самыми различными параметрами. Чтобы объективно сопоставлять характеристики различных аппаратов, важно понимать физический смысл этих параметров и их взаимосвязи. Попробуем разобраться в этом.

Рассмотрим сначала явления, происходящие в приемнике при наличии сильных помех на частотах, лежащих за пределами его полосы пропускания. Эти помехи могут воздействовать на все каскады, предшествующие фильтру основной селекции, например, на усилитель ВЧ, первый и второй смесители. Усиление этих каскадов при действии помех, как правило, уменьшается — возникает так называемое явление за-бития. Его характеризуют уровнем помехи, снижающей усиление на 1 или 3 дБ. Если система АРУ выключена, а напряжение сигнала значительно меньше напряжения помехи, то этот параметр не будет зависеть от уровня полезного сигнала. Не зависит он и от того, насколько помеха отстоит от частоты сигнала, если, конечно, частота помехи не выходит за пределы полосы пропускания высокочастотной части приемника.

Если помеха к тому же и промодулирована по амплитуде, то коэффициент усиления ВЧ каскадов непрерывно изменяется. Это приведет к тому, что и несущая полезного сигнала будет промодулирована сигналом помехи. Возникает явление перекрестной модуляции (кросс-модуляции). Ее характеризуют уровнем помехи с коэффициентом модуляции 30%, вызывающей 3-процентную перекрестную модуляцию сигнала. Он также не зависит от амплитуды полезного сигнала и расстройки но отношению к нему помехи. Поскольку изменение усиления ВЧ каскадов, вызывающее 30%-ную перекрестную модуляцию, составляет менее 0,3 дБ, то характеризующий ее уровень помехи будет всегда меньше, чем уровень помехи, характеризующий забитие.

При воздействии на приемник не менее двух помех возникает взаимная модуляция (интермодуляция). В ВЧ каскадах образуются комбинационные частоты (рис. 1) вида 2f1 — f2 и 2f2 — f1, (если действуют только две помехи с частотами f1 и f2).

При перестройке приемника по диапазону будут прослушиваться сигналы не только на их частотах , но и на указанных выше комбинационных частотах, хотя реально последних сигналов в эфире нет. Обилие на диапазоне сильных сигналов в сочетании с явлением взаимной модуляции создает впечатление, что эфир буквально "забит" станциями. Распознать взаимную модуляцию труднее, чем перекрестную или забитие. Возникает же она, как правило, при меньших уровнях помех, чем перекрестная модуляция и тем более забитие.

Четвертый вид помех, которому почему-то не уделяют должного внимания, представляет собой увеличение общего уровня шумов приемника при воздействии сильного внеполосного сигнала. Шумовая модуляция возникает в смесителе (или смесителях) приемника и связана с недостаточной спектральной чистотой сигнала гетеродина. Дело в том, что напряжение гетеродина, хотя и очень слабо, промодулировано тепловым шумом по амплитуде и фазе. Поэтому спектр сигнала гетеродина имеет вид, показанный на рис. 2.

Он содержит несущую на частоте гетеродина fг и шумовые боковые полосы. Уменьшение их интенсивности с расстройкой определяется добротностью контура гетеродина. Уровень шумовых боковых полос обычно лежит на 100...140 дБ ниже уровня "несущей". Когда гетеродинный сигнал поступает на смеситель одновременно с внеполосной помехой, часть шумовой боковой полосы преобразуется в промежуточную частоту. Это иллюстрирует рис. 3, где показаны частоты сигнала fc, гетеродина fг, помехи fп и промежуточная fпч.

Как видно на рисунке, часть спектра шума гетеродина, выделенная штриховыми линиями, преобразуется в частоты, попадающие в полосу пропускания тракта ПЧ.

При работе в эфире распознать шумовую модуляцию трудно. Подключение антенны увеличивает шум приемника, причем неясно, вызвано ли это естественным "шумом эфира" или шумовой модуляцией в приемнике. Однако, поскольку последняя зависит от уровня помех, а также их модуляции, ее характер несколько отличается от теплового и индустриального шума эфира. Кроме того, интенсивность шума уменьшается при удалении частоты настройки приемника от частоты помехи, что объясняется не только селективностью входных цепей, но и уменьшением спектральной плотности шума гетеродина (см. рис. 2).

Среди перечисленных выше явлений, характеризующих реальную селективность, шумовая модуляция стоит особняком, так как непосредственно не связана с нелинейностью ВЧ каскадов приемника. Тем не менее именно она нередко является главным фактором, препятствующим приему слабых сигналов в условиях сильных помех.

Эффективным средством борьбы с шумовой модуляцией является правильное проектирование гетеродина приемника. Его контур должен иметь максимально возможную добротность. Необходимо также "заземлять" электроды транзисторов гетеродина (например, в схеме с общей базой) по низкой частоте, чтобы на них не возникло заметных шумовых напряжений. Иногда шум гетеродина удается снизить на порядок и более, увеличив емкости всех блокировочных конденсаторов до 0,1...0,5 мкФ. Желательно также применять в гетеродине малошумящие полевые транзисторы.

Рассмотрев явления, ограничивающие реальную селективность, покажем теперь, каким именно образом они связаны с нелинейностью ВЧ каскадов приемника. Сделаем это на примере усилителя ВЧ, имея в виду, что для смесителя можно провести аналогичные рассуждения.

Выходное напряжение идеального линейного каскада прямо пропорционально входному, т. е. Uвых=к1Uвх, где к1 — коэффициент усиления каскада. Такой каскад не создает искажений (см. амплитудную характеристику на рис. 4), а спектры сигналов на его выходе и входе одинаковы.

Характеристика реального каскада сложнее. Математически ее можно представить в виде ряда

Uвых = к1Uвх + к1Uвх + к1Uвх ... (1)

Чем больше членов ряда , тем ближе же она к реальной. Первый член описывает не искаженный сигнал, последующие --- продукты искажений. На рис.5 показана характеристика, которая аппроксимируется только двумя членами --- первым (линейным) и вторым (квадратичным).

Если на вход ВЧ каскада с такой характеристикой поступают два сигнала с разными частотами , то среди продуктов искажений будет содержаться компонента постоянного тока (продетектированные сигналы), сигналы с суммарными и разностными частотами, а так же вторые гармоники. Частоты продуктов искажений лежат достаточно далеко от частот входных сигналов , поэтому даже при минимальной селективности входных цепей перекрестные и интермодуляционные помехи в каскаде с такой характеристикой возникать не должны. Вот отсюда и возникло широко распространенное мнение, что квадратичная характеристика хороша для высокочастотного усилителя. Однако это не так. Компонента постоянного тока изменяет режим (сдвигает рабочую точку) каскада, а это вызывает, в свою очередь, изменение коэффициента усиления и, следовательно, перекрестные помехи. Средством борьбы с этим явлением служит жесткая стабилизация режима каскада по постоянному току.

Так же, как и в гетеродине, электроды транзисторов должны быть "заземлены" и по низкой частоте. Квадратичный член характеристики очень опасен в приемниках прямого преобразования, где продетектированные сигналы попадают непосредственно в усилитель НЧ, и в приемниках с высокой ПЧ и широкополосной преселекцией, где сумма или разность двух частот помех может совпасть с частотой настройки приемника.

Для подавления помех, вызванных квадратичной нелинейностью, применяют двухтактные (балансные) усилители ВЧ и смесители. В точно сбалансированном каскаде квадратичный член ряда (1), также как и остальные члены с четными степенями, полностью компенсируется. Характеристика каскада при этом приобретает вид, показанный на рис. 6.

Математически ее можно выразить так:

Uвых = k1Uвых - k3Uвх3 (2)

Более высокими членами ряда (1) обычно пренебрегают. Такое приближение оправдано, если анализируемое устройство работает в условиях не очень сильных помех. Отметим, что характеристика симметричная и имеет протяженный линейный участок, а загибы при входных напряжениях, больших Um, соответствуют ограничению сигнала в каскаде. В отличие от квадратичных, кубические искажения полностью устранить нельзя принципиально, так как любой каскад неизбежно ограничивает достаточно большие входные сигналы. Расширить же протяженность линейного участка можно, применяя в усилителе ВЧ мощные транзисторы, а в смесителе — диоды, допускающие работу при больших мощностях гетеродина без существенного повышения уровня шума, например диоды с барьером Шоттки.

Механизм возникновения забития и перекрестных помех в каскаде с характеристикой (2) состоит в следующем. Если амплитуда помехи достигает значения Um, то сумма слабого полезного сигнала и помехи ограничивается, т. е. коэффициент усиления каскада для слабого сигнала уменьшается.

Интермодуляционные помехи связаны с кубическим членом ряда (2). Математический анализ этих явлений позволяет получить некоторые количественные соотношения:
- интенсивность перекрестных помех пропорциональна отношению коэффициентов k2/k1;
- коэффициент перекрестной модуляции пропорционален квадрату амплитуды помехи;
- амплитуда интермодуляционной помехи при воздействии на вход каскада двух мешающих сигналов одинаковой амплитуды пропорциональна кубу этой амплитуды, если же амплитуды помех (см. рис. 1) равны соответственно a1 и a2, то амплитуда низкочастотной интермодуляциониой компоненты на частоте 2f1—f2 пропорциональна a12a2, а амплитуда высокочастотной — a1a22.

Из сказанного можно сделать вывод, что очень полезно уменьшать уровень всех сигналов на входе приемника, например, с помощью аттенюатора. Введение затухания в 10 дБ ослабляет полезный сигнал на 10 дБ, но зато перекрестную модуляцию на 20, а взаимную модуляцию на 30 дБ. Однако введению большого затухания препятствует ограниченное значение чувствительности приемника.

Взаимную модуляцию часто оценивают количественно, как уровень двух помех равной амплитуды, создающих интермодуляционные компоненты с напряжением, приведенным ко входу, 1 мкВ. Выбор этого напряжения весьма условен, а сам метод дает представление о реальной селективности лишь при одном конкретном значении помехи. Более полная методика измерения комбинационных помех была предложена первоначально для широкополосных линейных усилителей (высокочастотных и выходных в передатчиках), а затем использована и для приемников.

Рассмотрим ее подробнее.

На рис. 7 показана зависимость выходной мощности усилителя от входной (линия 1). Эту характеристику снимают, подавая на вход один немодулироваиный сигнал.

Для двух сигналов разной частоты, но одинаковой амплитуды, можно построить зависимость искажений второго порядка, т. е. зависимость мощности компонент с суммарными и разностными частотами от мощности сигналов на входе (линия 2). График строят в логарифмическом масштабе (мощность измерена в децибелах относительно 1 мВт. сокращенно дБм), поэтому 1 и 2 в области небольших сигналов оказываются прямыми, но наклон второй линии вдвое больше, чем первой. Так получается потому, что амплитуда выходного полезного сигнала пропорциональна амплитуде входного, а амплитуда составляющих искажений второго порядка — ее квадрату. Это же самое справедливо и для мощности сигналов. Продолжим прямые 1 и 2 до их пересечения. Координаты точки пересечения (A2) однозначно определяют параметры всего усилителя. Например, отношение A2вых/А2вх, соответствует коэффициенту усиления. Относительную величину искажений d2 можно найти для каждого уровня входного сигнала из графика как расстояние между прямыми 1 и 2 по вертикали.

Аналогично строится зависимость мощности компонент искажений третьего порядка с частотами 2f1—f2 (линия 3). Она оказывается втрое круче прямой A поскольку амплитуда компонент третьего порядка пропорциональна кубу амплитуды входных сигналов. Искажения третьего порядка также полностью описываются координатами точки пересечения прямых 1 и 3 — A3. В качестве примера на рис. 7 приведены характеристики усилителя с коэффициентом усиления 10 дБ, уровнем искажений второго порядка —15 дБ и третьего порядка —20 дБ при входной мощности 1 мВт, Из характеристик легко найти уровень искажений для любой мощности входного сигнала. Можно воспользоваться и формулами, которые легко получаются из геометрии графика:

d2 = A2вх - Рвх , d3 = 2 ( A3вх - Pвх) (3)

Для данного усилителя координаты точек пересечения: A2вх= 15 дБм, A3вх = 10 дБм. Значения A2вх и A3вх соответственно на 10 дБ больше.

Любопытно, что переход к двухтактной схеме усилителя уменьшает искажения второго порядка (в зависимости от точности балансировки) на 10...40 дБ. На графике рис, 7 это выразится в сдвиге линии 2 На столько же децибел вправо (линия 2'). Соответственно изменятся координаты точки А2. Положение точки А3 при этом остается прежним.

В приемниках неудобно измерять выходной сигнал его высокочастотной части, к тому же часто путают между собой координаты точек пересечения. Поэтому для приемников предложена несколько иная методика построения графиков, подобных рис. 7. По оси абсцисс откладывают уровень входного сигнала, а по оси ординат — выходного сигнала ВЧ части приемника, приведенной ко входу, т. е. поделенный на коэффициент усиления ВЧ каскадов. В этом случае прямая, соответствующая полезному сигналу (рис. 8, линия 1), будет иметь единичный наклон.

Уровни сигналов могут выражаться в микровольтах (масштаб во всех случаях логарифмический) или в децибелах. При этом используются относительные единицы измерения: дВмкВ — отношение напряжения сигнала к 1 мкВ, выраженное в децибелах, и дБм — отношение мощности сигнала к 1 мВт, также в децибелах. На рис. 8 приведены три шкалы, что облегчает перевод одних единиц в другие. Нижняя шкала (дБм) соответствует верхним, только если входное сопротивление приемника равно 75 Ом. Рассмотрим входные каскады приемника с характеристикой, которая описывается выражением (2). Такие каскады, как было сказано ранее, не вносят квадратичных искажений). Составляющим взаимной модуляции с частотами 2f1—f2 и 2f2—f1 на рис. 8 соответствует линия 3. Их уровень пропорционален кубу напряжения сигналов на входе, поэтому прямая 3 идет втрое круче прямой 1 т. е. приращение ординаты составляет 3 дБ на каждый децибел приращения абсциссы. Точка пересечения прямых А имеет координаты, равные по обеим осям. Зная одну из них, легко построить весь график. Если же, например, из измерений известен уровень взаимной модуляции (предположим, 80 дБ по отношению к 1 мкВ), то график также легко построить, найдя точки 0 и 80 дБмкВ (на рисунке обе точки обозначены) и проведя через них прямые с наклоном 1:1 и 3:1. Затем по графику определяют одну из координат точки пересечения (в нашем случае A =120 дБмкВ, или +11 дБм). Ее можно найти и расчетным путем:

A = 0.5d3 + Uвх (4)

где d3 — уровень взаимной модуляции при напряжении помехи и Uвх (все величины измерены в децибелах),

Посмотрим теперь, как другие параметры, определяющие реальную селективность, связаны с координатой точки пересечения. Уровень забития Uзаб находится по ослаблению усиления ВЧ части приемника на 3 дБ. Его можно определить , сняв реальную амплитудную характеристику ВЧ тракта (кривая 2). Входное напряжение , при котором она отклоняется на 3 дБ от прямой 1 и есть уровень забития (см. рис. 8). Это напряжение обычно на 10...12 дБ меньше А. Перекрестная модуляция также однозначно определяется координатой точки пересечения.

Перейдем теперь к определению динамического диапазона приемника. Нижняя граница его, в принципе, должна соответствовать минимальному, еще различимому сигналу на входе приемника. Её удобно выбрать равной уровню собственных шумов приемника, поскольку при отношении сигнал/шум, равном единице, телеграфные, а в ряде случаев и однополосные сигналы еще принимаются. Естественной верхней границей динамического диапазона будет тогда уровень двух немодулированных помех, при котором продукты взаимной модуляции достигают уровня шумов. Практически это означает следующее: если уровни сигналов на входе приемника ниже верхней границы динамического диапазона, то слышны только эти сигналы на их собственных частотах, а продукты взаимной модуляции "тонут" в шумах приемника. В противном случае, когда уровень сигналов превышает верхнюю границу динамического диапазона, прослушиваются еще и интермодуляционные помехи на комбинационных частотах вида 2f1 - f2.

Динамический диапазон легко найти из рис. 8 (в первой части статьи). Нижняя и верхняя его границы определяются точками пересечения линий 1 и 3 со штриховой линией, соответствующей уровню шума. Динамический диапазон в децибелах можно определить графически, как расстояние между линиями 1 и 3, либо по горизонтали, либо по вертикали, как показано на рисунке. Для рассматриваемого приемника (а это, по современным понятиям, очень хороший приемник) уровень шума составляет 0,1 мкВ и динамический диапазон по взаимной модуляции d3 =93 дБ.

В технической литературе встречаются еще такие понятия, как динамический диапазон по перекрестной модуляции и забитию d2 и динамический диапазон по шумовой модуляции. Верхней границей этих диапазонов служат соответственно уровни помех, при которых коэффициент перекрестной модуляции достигает оговоренного значения, например 3%, или уровень шума возрастает вдвое. Как показывает практика, значения этих параметров получаются в правильно спроектированном приемнике значительно больше, чем d3. Поэтому динамический диапазон по взаимной модуляции D3, найденный выше, следует считать основным параметром, характеризующим реальную селективность.

Динамический диапазон зависит от двух исходных параметров: координаты точки пересечения А и уровня шума Uш. Напряжение шума приемника, в свою очередь, зависит от полосы пропускания, оно определяется известной формулой Найквиста:

Uш = (kT0(F-1)BRвх)1/2 (7)

где kT0 = 4х10-21 Вт/Гц — энергия хаотического теплового движения носителей тока;
В — полоса пропускания, Гц;
Rвх — входное сопротивление приемника, Ом;
F — коэффициент шума приемника.

Легко видеть, что динамический диапазон расширяется в сторону нижней границы при сужении полосы пропускания приемника. По этой причине характеризовать качество приемника его динамическим диапазоном можно, оговаривая полосу пропускания, при которой этот диапазон измерен (обычно 2,1...2,7 кГц). Полоса пропускания определяется трактом ПЧ, поэтому динамический диапазон не является характеристикой только ВЧ каскадов приемника.

В последнее время предложен новый критерий качества приемника, не зависящий от полосы пропускания. Заметим, что в формуле Найквиста (7) уже имеется не зависящая от полосы величина — коэффициент шума F, показывающий, во сколько раз мощность шума реального приемника больше мощности шума идеального, в котором источником шума является только активное входное сопротивление Rвх. Коэффициент шума можно выразить в децибелах: FдБ=10 IgF.

Теперь показателем качества приемника можно взять величину Q:

Q = A - FдБ

где А — координата точки пересечения в децибелах на графике рис. 8. В принципе, Q можно измерить в дБмкВ или дБм в зависимости от того, в каких единицах выражена координата А. Очевидно, что Q от полосы приемника не зависит. Чем больше Q, тем соответственно лучше и реальная селективность приемника.

К сказанному необходимо сделать лишь несколько полезных замечаний. Ни "точка пересечения", ни динамический диапазон, ни "показатель качества" не затрагивают шумовую модуляцию. Ее, видимо, следует учитывать при измерении коэффициента шума приемника, подав на вход кроме слабого измерительного сигнала на частоте настройки еще и сильный вне-полосный сигнал с амплитудой, соответствующей верхней границе динамического диапазона. Полученный таким образом коэффициент шума может оказаться выше, чем при обычных измерениях с одним сигналом, напряжение которого равно напряжению внутренних шумов приемника. Необходимо только позаботиться о спектральной чистоте сильного внеполосного сигнала, пропустив его через кварцевый фильтр, иначе шумовая модуляция измерительного генератора может оказаться больше шумовой модуляции приемника и результат измерений получится завышенным. Шумовую модуляцию полезно также измерить при различных расстройках сильного сигнала, получив таким образом спектр шума гетеродина, подобный изображенному на рис. 2.

Другое замечание касается необходимости все-таки указывать в параметрах приемника границы динамического диапазона. Они чаще всего и указываются, хотя и в неявном виде. Нижняя граница легко находится из чувствительности приемника. Например, если она равна 0,3 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ, то уровень шума (нижняя граница) составляет 0,1 мкВ, или —20 дБмкВ. Если же дано, что динамический диапазон равен 93 дБ, то верхняя граница динамического диапазона составит 73 дБмкВ, или 4.6 мВ. Знание границ динамического диапазона необходимо потому, что приемник подключается к реальной антенне, на зажимах которой имеется свой диапазон сигналов. Он простирается от уровня шума офира" до уровня сигнала, наводимого в антенне самой мощной станцией (или помехой). Диапазоны сигналов в антенне и динамический диапазон приемника необходимо согласовывать между собой. Никому ведь не придет в голову включить двенадцативольтную лампочку в сеть напряжением 220 В! А подобная ситуация получается при подключении приемника с чувствительностью 0,3 мкВ к полноразмерной антенне при работе в диапазонах 160 и 80 м. Напряжение только атмосферного шума (без учета индустриального) на зажимах такой антенны может лежать в пределах 2...15 мкВ, т. е. на 25...45 дБ превосходить напряжение собственных шумов приемника. Это иллюстрируется номограммой рис. 9, где слева показан диапазон сигналов антенны, развивающей напряжение шума 10 мкВ, а справа — динамический диапазон приемника с параметрами, как на рис. 8.

Динамический диапазон собственно приемника равен 93 дБ. Однако при подключении к антенне приемник все равно не сможет принимать сигналы слабее 10 мкВ, а верхняя граница по-прежнему остается равной 4,5 мВ. В результате динамический диапазон всей системы антенна — приемник Dобщ сужается до 53 дБ, что соответствует приемнику очень низкого класса.

Для расширения динамического диапазона всей системы между антенной и приемником необходимо ввести аттенюатор. Введение затухания 40 дБ уравнивает нижние границы диапазонов антенны и приемника, а общий расширяется до 90 дБ. Потери в 3 дБ вызваны в этом случае сложением равных по мощности шумов антенны и приемника. Аттенюатор должен быть регулируемым. Для приема слабых сигналов уровень шума антенны (с помощью аттенюатора) следует устанавливать на 10...15 дБ выше уровня шума приемника. Тогда чувствительность системы будет определяться почти исключительно шумом офира", а динамический диапазон сузится на те же 10...15 дБ. При наличии сильных помех аттенюатор вводится настолько, чтобы уровень помех лежал ниже верхней границы динамического диапазона приемника. На высокочастотных диапазонах (10, 15 м) шум "эфира" невелик и составляет (если нет индустриальных помех) доли микровольта. В этих условиях аттенюатор полезен лишь при наличии очень сильных помех.

Показатели качества радиоприемника.

Наиболее важные параметры, характеризующие качество работы радиоприемника, следующие: диапазон принимаемых радиоволн, чувствительность, избирательность, полоса воспроизводимых звуковых частот, коэффициент нелинейных искажений, выходная и потребляемая мощность.

ДИАПАЗОНЫ ПРИНИМАЕМЫХ РАДИОВОЛН

Радиовещательный диапазон частот (длин волн) разделяется на длинноволновый (ДВ), средневолновый (СВ), коротковолновый (KB) и ультракоротковолновый (УКВ). Государственным стандартом СССР (ГОСТ 5651-64) для радиовещательных приемников установлены следующие границы диапазонов:

ДВ 150-408 кгц (2000-735,3 м),

СВ 525-1605 кгц (571,4-4-186,9 м),

KB 3,95-12,1 Мгц (75 9-4-24,8 м),

УКВ 65,8-73,0 Мгц (4 56-4-4,11 м). Диапазон коротких волн (KB) в высококачественных радиовещательных приемниках обычно разделяется на несколько полурастянутых или растяиутых поддиапазонов, настройка в которых осуптествляется в узких участках шириной 100-300 кгц вблизи длин волн (частот):

25 м (11.7-4-11,975 Мгц),

31 м (9,5-4-9,775 Мгц),

41 м (7,1+7,3 Мгц),

49 м (5,95-4-6,2 Мгц),

52-75 м (3,95+5,8 Мгц).

ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ

Чувствительностью радиоприемника называется способность его обеспечивать нормальный прием слабых сигналов. Она характеризуется минимальной величиной электродвижущей силы в антенне, которая необходима для нормального приема. Чем меньше эта э.д.с, тем выше чувствительность радиоприемника. Однако следует иметь в виду, что высокая чувствительность может быть практически реализована юлько при условии, когда уровень собственных шумов па выходе приемника в несколько раз 1П1же уровня полезного сигнала. Поэтому современные нриемиики характеризуются ие только чувствительностью, но и так называемой реальной чувствительностью, при которой обеспечивается определенное превышение уровня сигнала над уровнем собственных шумов. Количественно величина чувствительности приемника с магнитной антенной оценивается в микровольтах (милливольтах) на метр {мкв/м, мв/м), а приемников с электрической (штыревой) аптепной - в микровольтах (мкв). При определении параметров транзисторного приемника измеряют две чувствительности: максимальную и реальную.

Максимальная чувствительность - это величина напряжения сигнала на входе приемника при выходной мош,пости 5 мет (или 50 мет) без учета отношения напряжения полезного сигнала к напряжению шумов на выходе радиоприемника.

Реальная чувствительность - это величина напряжения сигнала иа входе приемника при выходной мощности 5 мв! (или 50 мет) и отношении напряжения полезного сигнала к напряжению шумов на выходе приемника в диапазонах ДВ, СВ и КВ ие менее 20 (Эб и в диапазоне УКВ не менее 26 дб.

ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ

Избирательностью радиоприемника называется его способность выделить нужный сигнал из всей суммы напряжений различ}1ых частот, обусловленных как полезным сигналом, так и помехами естественного и искусственного происхождения. Об избирательности приетшка по соседнему каналу судят по тому, насколько он хорошо ослабляет сигналы так называемой соседней станции, частота которой отличается на 10 кгц от частоты принимаемой. Чем больше понижается чувствительность приемника при одной и той же расстройке, тем выше его избирательность.

Об избирательности приемника по зеркальному каналу судят по тому, насколько хорошо он ослабляет сигналы, частота которых выше или ниже частоты принимаемой станции на удвоенную величину промежуточной частоты.

Избирательность по соседнему каналу и ослабление сигнала зеркального канала выражаются в децибелах.

ПОЛОСА ВОСПРОИЗВОДИМЫХ ЗВУКОВЫХ ЧАСТОТ

Полоса воспроизводимых звуковых частот характеризует качество звучания приемника. Чем шире полоса звуковых частот, тем лучше и естественнее воспроизводится радиопередача. Полоса воспроизведения звуковых частот выражается в герцах с указанием начала и конца интервала.

НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ

Эти искажения вызываются нелинейностью характеристик элементов схемы радиоприемника и проявляются в том, что на выходе приемника возникают сигналы новых частот, соответствующих высшим гармоникам принимаемого сигнала. Эти дополнительные частоты влияют на качество принимаемой передачи и изменяют окраску звука. Кроме того, при больших нелинейных искажениях звук становится хриплым и дребезжащим. О величине нелинейных искажений судят по степени отклонения выходного напряжения от снпу-соидальной формы. Эта степень отклонения характеризуется коэффициентом нелинейных искажении и количественно оценивается в процентах.

ВЫХОДНАЯ МОЩНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА

Выходной мощностью радиоприемника называется мощность, подводимая к оконечному устройству (громкоговорителю). Величина выходной мощности транзисторного радиоприемника зависит от схемы включения и типа транзисторов, работающих в оконечном каскаде.

При определении параметров транзисторного приемника измеряют две выходные мощности: максимальную и номинальную.

Максимальная выходная мощность приемника - это мощность, которая подводится к громкоговорителю (нагрузке) при допустимых нелинейных искажениях.

Номинальная выходная мощность приемника - это гарантированная мощность, которая подводится к громкоговорителю (нагрузке) при заданном коэффициенте нелинейных искажений.

Все измерения высокочастотных параметров транзисторных радиоприемников, имеющих выходную номинальную мощность 150 мет и менее, принято производить при выходной мощности 5 мат, а приемников, имеющих выходную номинальную мощность более 150 мет,- при выходной мощности 50 м.

КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ РАДИОПРИЕМНИКА

Экономичность расхода энергии источника питащш характеризуется коэффициентом полезного действия (к. п. д.) радиоприемника. Коэффициент полезного действия рад1юприемника-это отношение максимальной выходной мощности к потребляемой мощности при том же условии. Величина потребляемой мощности приемника оценивается в ваттах или милливаттах. Она зависит от величины выходной мощности приемника, количества транзисторов и режима их работы.

12. Входные цепи РПУ. Назначение. Структурная схема и классификация входных цепей.

Входные цепи обеспечивают:

1) связь антенны и усилителя радиочастоты ( УРЧ);

2) защиту приемника от перегрузок;

3) настройку приемника на заданную частоту;

4) определенную избирательность.

EА=hд E, где hд - действующая длина антенны (зависит от частоты и размеров антенны).

LA<<1/CA ( индуктивное сопротивление гораздо меньше емкостнго)    

Входные цепи делятся, в зависимости от диапазона, на настроенные и ненастроенные антенны.

Ненастроенные антенны, как правило, ДВ и СВ. Настроенные антенны на короткой части КВ и на УКВ.

5.1. Входные цепи с ненастроенной антенной.

Два вида связи - емкостная и индуктивная.

емкостная:                                                  индуктивная:

второй вариант индуктивной:

Параметры входной цепи:

1. Коэффициент передачи входной цепи Кp=Pс.выхс.вх. , Ln1/Кр.

2. Для перестраиваемых приемников коэффициент перекрытия по диапазонам:

                                                                                     

3. Полоса входной цепи: f.

4. Избирательность реальная: .  Обе схемы (индуктивная и емкостная) могут быть представлены в виде эквивалентной схемы:

  

,  .                                                 

Для емкостной связи:

,  ;  ,  ,  ;

, где  - сопротивление потерь эквивалентного колебательного контура, rк - сопротивление потерь собственного колебательного контура.

- резонансная частота контура.  - коэффициент передачи.

Если Kд =2 

Главный недостаток такой связи - это неравномерность ( как видно из графика) коэффициент передачи в диапазоне.

Поэтому весь диапазон разбивается на поддиапазоны:

 

Входные цепи с индуктивной связью: 

;  ,  ,  ;      (1).

Из этого выражения также  , что K(j) не равномерен, но здесь мы имеем два колебательных контура.

Можно найти оптимальную связь: , если подставить это выражение в (1), то получим максимальный коэффициент передачи: .

Рассмотрим имеющиеся два контура:

- антенный контур

1) Компенсирующие друг друга два графика дают коэффициент передачи (сплошной линией).

Если 0A/0min = 0,7 ; Kд =3  K0max/K0min  1,8.

 работа на удлиненную антенну.

2) работа на укороченную антенну.

получаем еще большую неравномерность | k’(j)|.

Если Кд=3, K0max/K0min  17.

Главное достоинство индуктивной связи можно обеспечить индуктивной связи можно обеспечить равномерность коэффициента передачи в диапазоне (в случае работы на удлиненную антенну).

5.2. Входные цепи с настроенной антенной.

Существенным параметром здесь является чувствительность.

Должен быть обеспечен и минимум коэффициента шума.

Максимум коэффициента передачи и минимум коэффициента шума несовместимы.

Применяются два вида связи: индуктивная и автотрансформаторная.

индуктивная:                                             автотрансформаторная:

Рассмотрим индуктивную связь:

Эквивалентная схема:

волновое сопротивление фидера согласованно с омическим сопротивлением антенны, т.е. имеем ZA.

Выражение для K(j) также, как для индуктивной связи с расстроенной антенной.

Для обеспечения максимума K(j) должно выполняться:

1) входная цепь должна быть в резонансе, т.е.:

,  где  , где С11 - для следующего каскада,  , где Xац  реактивность фидера.

2) равенство активных сопротивлений ( резонансного сопротивления контура и активного сопротивления антенны), т.е.:  , где  .

Из этого условия можно найти:  

 , здесь LK>>M.

Рассмотрим автотрансформаторную связь:

Эквивалентная схема:

Z11 - водная проводимость усилителя.

;  , где gw=1/W, где W-волновое сопротивление фидера, gэкв=1/Rэкв;  в режиме согласования для второго условия:

   .  

13. Коэффициент усиления одноконтурного резонансного усилителя.

УРЧ в преселекторе может быть однокаскадным или реже двухкаскадным. Основные требования к УРЧ: 1) малый коэффициент шума; 2) достаточно широкий динамический диапазон; 3) решает проблему фильтрации побочных помех.




R
ф, Сф – ФНЧ для развязки выхода УРЧ от его входа (ликвидирует паразитную обратную связь через Ek между выходом и входом)

Т.к. катушка L
k через Cф подключена по переменному к общей шине, то здесь имеет место параллельный колебательный контур. Внешние цепи в колебательном контуре включены автотрансформаторно. ; Определим коэффициент усиления, используя малосигнальную модель транзистора в виде линейного четырехполюсника:



-вх. проводимость; -обратная проводимость. Характеризует внутреннюю обратную связь транзистора. - прямая проводимость (крутизна). Характеризует усилительные свойства транзистора. - вых. проводимость. K
УРЧ=Uн/U1

Умножим числитель и знаменатель на U
к

(найдем это отношение)

Выразим напряжение U
2 через ток I2 и параметры контура:

; ; ;

Найдем U
2:



При резонансе ():

Y
210 – прямая проводимость транзистора на резонансной частоте, можно считать, что частотная зависимость прямой проводимости аппроксимируется частотной характеристикой ФНЧ. Определим оптимальное значение коэффициентов включения m1 и m2 при которых обеспечивается максимальный коэффициент усиления, и также наложим ограничения на допустимую степень снижения фильтрующих способностей контура. D=П/Пк

Контур в данном случае работает в тех же условиях, что и контур в случае входных цепей. Отличие заключается лишь в проводимости источника сигнала. В случае входных цепей это проводимость = G
1, в данном случае активная проводимость источника сигнала = активной выходной проводимости транзистора.



Максимальный резонансный коэффициент усиления:



Если m
1 и m2 определены по приведенным формулам, то говорят о режиме максимального усиления с ограничением на полосу пропускания. Если УРЧ соединяется с нагрузкой достаточно длинным фидером и имеется рассогласование фидера с нагрузкой, то за счет переотражения в фидере возникают искажения сигнала. Поэтому как и в случае со вх. цепями необходимо обеспечить согласование УРЧ с нагрузкой (В случае вх. цепей согласование обеспечивается между источником сигнала и вх. цепью).

1)

2)D=Gэкв/Gк

.


Если m
1 и m2 определены по данным формулам то говорят о режиме согласования с ограничением на полосу пропускания. Также как и в случае со вх. цепями при D>>1 режим максимального усиления и режим согласования практически совпадают.

14. Эквивалентные схемы приемных антенн.

 На зажимах приемной антенны, находящейся в сфере действия электромагнитных волн, возникает некоторая ЭДС. Если к зажимам антенны подключить приемник, в цепи антенны появится ток, который создаст напряжение на входе приемника.

На рис. 3.11 показана эквивалентная схема приемной антенны. Из этой схемы видно, что ЭДС приемной антенны действует в цепи, состоящей из сопротивления антенны (Ra и Ха), которое можно рассматривать как внутреннее сопротивление источника ЭДС, и приемника.

Рис. 3.11. Эквивалентная схема приемной антенны

Значение ЭДС в приемной антенне зависит от напряженности электрического поля в пункте приема, от длины волны, а также от формы и геометрических размеров приемной антенны. В случае проволочных антенн множитель, связывающий ЭДС в приемной антенне а с напряженностью электрического поля Е, называется действующей высотой приемной антенны, так что

а = hд Е. (3.15)

Здесь предполагается, что приемная антенна ориентирована в пространстве в соответствии с поляризацией электромагнитного поля и прием осуществляется с направления максимального приема.

Под характеристикой направленности приемной антенны понимают зависимость ее ЭДС от угла падения приходящей волны.

Как говорилось выше, большинство параметров передающих антенн будут характеризовать ту же антенну, если она используется как приемная (принцип, взаимности).

Действующая высота одной и той же антенны, используемой как для приема, так и для передачи, имеет одинаковое численное значение. Входное сопротивление приемной антенны равно сопротивлению той же антенны, используемой для передачи.

Относительно направленного действия приемных антенн следует отметить, что характеристика направленности антенн при приеме, т. е. зависимость ЭДС приемной антены от направления приема, будет той же, что и при передаче, при условии, что приемник и передатчик подключаются к одним и тем же зажимам.

Применение приемных антенн направленного действия позволяет уменьшить помехи от посторонних источников (например, от других передатчиков) в том случае, когда направление принимаемой станции отличается от направления, с которого приходят помехи. Направленные приемные антенны применяются для пеленгования (определения направления на передающую радиостанцию), для приема слабых сигналов, в радиолокации и т. д.

Эффективная площадь антенны (А) определяется как отношение максимальной мощности Рпр, которая может быть отдана приемной антенной (без потерь) в согласованную нагрузку, к мощности П, приходящей на единицу площади в падающей (неискаженной антенной) плоской волне:

А = Рпр / П. (3.16)

Между эффективной площадью А и коэффициентом направленного действия антенны D существует зависимость

D = (4  A) / 2. (3.17)

Так как параметр D применяется как к передающим, так и к приемным антеннам, то и параметр А может быть использован для характеристики свойств любых антенн —приемных или передающих. Для рупорных, линзовых и зеркальных антенных устройств эффективная площадь антенны А  равняется лишь части геометрической площади раскрыва S. Отношение А к S называется коэффициентом использования площади раскрыва, который для перечисленных антенн, как правило, меньше единицы:

kи = А / S < 1. (3.18)

Эквивалентную схему приемной антенны можно представить в виде

генератора с ЭДС EA (или с током IА) и внутренним сопротивлением ZA.

7

Внутреннее сопротивление генератора ЭДС в общем случае содержит активную

и реактивную составляющие, т.е. ZA = RA + jXA. Если антенна обеспечивает

прием сигнала в диапазоне частот, то такая антенна содержит реактивную

составляющую сопротивления и в теории радиоприема называется

ненастроенной. При работе приемника на фиксированной частоте применяют

настроенные антенны с чисто активным внутренним сопротивлением.

Внутреннее сопротивление ненастроенных антенн сложным образом

зависит от частоты. Однако если размеры антенны невелики по сравнению с

длиной волны, то для диапазонов длинных, средних и коротких волн (ДВ, СВ,

КВ) можно подобрать относительно простые эквиваленты антенн. Так, для диа-

пазонов ДВ и СВ эквивалентные сопротивления антенны можно в первом при-

ближении представить в виде емкости CA, а величина EA может быть найдена из

выражения:

EА = ElА ,

где E – модуль напряженности электрической составляющей поля сигнала в

месте приема;

lA – действующая высота антенны.

15. Коэффициент передачи по напряжению входной цепи.

Про входные цепи (В.Ц.): одноконтурная В.Ц. является простейшей, однако в данном случае все вопросы согласования полосового фильтра В.Ц. с источником сигнала и с нагрузкой решается также как и в случае с более сложным полосовым фильтром.

1) автотрансформаторная связь (неполное включение индуктивности)

- коэффициент включения в контур внешней цепи.

Достоинство: частотная независимость характеристик связи

Недостаток: эта связь нерегулируемая

2) трансформаторная связь






,
КСВ – коэффициент связи.

В теории
КСВ ≤ 1 На практике КСВ ≤ 0,5 – 0,6

КСВ – характеризует конструктивное исполнение трансформаторной связи.

Достоинство: регулировка коэффициента включения

Недостаток: частотная зависимость характеристик внешней цепи. Внешняя цепь своему выходному сопротивлению подключает еще и индуктивность L
СВ и сопротивление потерь.

Передача сигнала от контура к внешней цепи определяется внутренним сопротивлением источника сигнала (или сопротивлением нагрузки) и индуктивностью катушки связи.



3) внешне емкостная связь – необходима для ослабления влияния реактивности на настройку контура. Подключение контура через малую ёмкость. Она обеспечивает снижение влияния реактивности антенны на настройку контура.

Достоинство: низкая стоимость

Недостаток: частотная зависимость

коэффициента передачи

4) внутри емкостная связь

В данном случае внешняя цепь подключена к контуру через внутри емкостную связь.



Обычно m <<1 => ,т.к.
ССВ >>CK

Достоинство: реализуется проще чем автотрансформаторная связь

Недостаток: частотная зависимость коэффициента передачи.

5) комбинированная связь




Достоинство: более стабильный коэффициент передачи при перестройке входной цепи в диапазоне частот.

Недостаток: сложность настройки
Коэффициент передачи входной цепи
Рассмотрим коэффициент передачи входной цепи, когда источник сигнала и нагрузка имеют автотрансформаторную связь с контуром. Полученные результаты потом распространим на все остальные варианты связи.

Z
1 = ZA + ZСВ

GK – собственная проводимость контура

; ;
КВЦ = = ?

Заменим неполное включение внешних цепей некоторым эквивалентом цепей.

I’
С ЭК = IС ЭК ∙ m1 Y’1 = Y1∙ (m1)2

I
С ЭК = Y1 = Y’Н = YН∙ (m1)2

Y = G + jB Суммируем отдельно активные компоненты комплексных проводимостей получая в итоге эквивалентную активную проводимость контура и отдельную реактивность. Результат суммирования учитываем путём изменения параметров контура С
К и LK.




GЭК = GК +G’Н + G’1 = GК +(m2)2GН + (m1)2G1

Найдём напряжение на контуре:

YЭК = C + +GЭК

Преобразуем
YЭК чтобы выявить её зависимость от обобщённой расстройки контура.

YЭК = GЭК [1+ ] учтём, что, где ω – резонансная частота контура

YЭК = GЭК [1+ ] учтём, что =QЭК–эквивалентная добротность контура

YЭК = GЭК [1+ ] = GЭК (1+jξ)
UH =m2UK КВЦ = UH / EA =

Резонансное значение коэффициента передачи:
К0 ВЦ =

Используя выражения
m1 и m2, а так же Z1 для конкретной схемы включения контура можно из данного выражения коэффициента передачи получить коэффициент передачи для любой из схем подключения контура во входную цепь.

Для обеспечения максимальной чувствительности приёмника необходимо обеспечить максимум коэффициента передачи входной цепи. Рассмотрим возможность получения максимума при изменении коэффициентов включения
m1 и m2. Необходимо найти оптимальное значение m1 и m2, при котором достигается максимум коэффициента передачи. Чтобы при оптимизации учесть изменение фильтрующей способности контура необходимо при поиске оптимальных значений m1 и m2 наложить ограничения на допустимую степень снижения добротности контура.

D = , где QК – собственная добротность контура QЭК - добротность контура с подключенными цепями.

D = ПЭК – полоса пропускания D = ; К0 =; GЭК = GК +(m2)2GН + (m1)2G1 m1 =

;

Найдём максимум функции y:

у =







Определим значения коэффициента передачи при оптимальных значениях коэффициента включения:
К0 ВЦ =

Рассмотрим случай когда сопротивление антенны является чисто активным и отсутствует элемент связи между антенной и полосовым фильтром

Z10 = RA + ZСВ при ZСВ =0 Z10 = RA = ,где G1 - проводимость источника сигнала

Если собственные потери в контуре отсутствуют, то имеет место верхняя граница коэффициента передачи входной цепи. Выше данного значения получить коэффициент передачи нельзя.

17. Максимальный коэффициент передачи входной цепи.

Для получения максимального коэффициента передачи входной цепи на резонансной частоте необходимо добиться оптимальной связи фильтра с антенной и активным каскадом и минимальных потерь в фильтре. Оптимальная связь фильтра с антенной и активным каскадом обеспечивается при равенстве вносимых в фильтр затуханий из антенной цепи и от активного каскада.

В диапазонном приемнике очень важно обеспечить постоянство коэффициента передачи в диапазоне рабочих частот. Коэффициенты Кг и /Сз слабо зависят от изменения частоты. При перестрой-174

ке приемника в основном изменяется Ко коэффициент К\. Характер изменения Ло» К\ сильно зависит от вида цепи связи.

Для входной цепи с емкостной связью с антенной (см. рис. 6.6,6) на- блюдается сильная зависимость коэф-фициента передачи К\ от частоты принимаемого сигнала. Сопротивление fm.f.f конденсатора не постоянно, а зависит

от частоты принимаемых сигналов. На Р"- Зависимость от ча-

стоты сигнала при емкостной

более высоких частотах сопротивление вч с антенной

конденсатора уменьшается, что приводит к увеличению напряжения в контуре. Емкостная связь антенны с фильтром применяется в приемниках, работающих на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот.

Примерный характер зависимости коэффициента К\ и, следовательно, /Совц от частоты принимаемых сигналов приведен на рис. 6.10.

При трансформаторной связи антенны с фильтром (см. рис. 6.6, й) антенная цепь представляет собой контур, собственная частота которого соо.г1= 1/уСд-Ь (1л-ЬЬсв), а фильтр - контур, настроенный на частоту принимаемого сигнала. Оба контура образуют систему связанных контуров. В зависимости от соотношения UaIUq изменение резонансного коэффициента передачи входной цепи будет различным.

•; Возможны три случая: fA>fmax, fA<fmax; fmin<fA<fmax.

При fA>fmax (укорочснная антенна) с увеличением собственной частоты фильтра (настройка на более высокие частоты рабочего диапазона) Ко возрастает, так как чстоты fo и fk сближаются, расстройка уменьшается.

При fA<fmin (удлиненная антенна) с увеличением собственной частоты фильтра (настройка на более низкие частоты рабочего диапазона) Ко уменьшается, так как частоты fo и /л расходятся,, расстройка увеличивается.

Примерный вид зависимости резонансного коэффициента передачи Ко при трансформаторной связи от частоты приведен на




\у ,

I антенна

Л max i/om\n Joi»

Рис. 6.11. Зависимость 7<овц от частоты сигнала при трансформаторной связи с антенной

рис. 6.11, где штриховой линией показан характер резонансной кривой антенной цепи. Как видно из рисунка, при работе на удлиненную антенну /Со изменяется менее резко, чем при работе на укороченную антенну, поэтому на практике обычно применяют режим работы на удлиненную антенну, выбирая коэффициент удлинения /Суд = /отг« оА« 1,5.

При fmin<fA<fmax зависимость Ко ОТ частоты в диапазоне рабочих частот довольно резкая и немонотонная, поэтому такой режим работы практически не применяют.

20. Коэффициент шума входной цепи.

При расчете коэффициента шума учитываются шумы антенны как источника сигнала, шумы собственно входного устройства и шумы первого каскада, пересчитанные на его вход.

Предположим, что пересчитанная ко входу первого каскада проводимость источника сигнала составляет

,

а ее собственные шумы характеризуются шумовым током

.

Проводимость резонансного контура

,

персчитанная ко входу первого каскада, обуславливает появление шумового тока

.

Шумы электронного прибора, стоящего на входе, пересчитываются к его входу и характеризуется источником шума

,

где - сопротивление шума.

Очевидно, надо учесть еще шумы, влзникающие во входной проводимости электронного прибора, причем эти шумы представляются шумовым током

,

где - относительная шумовая температура шума, показывающая во сколько раз шумы реальной входной проводимости больше шумов соотвнтствующего омического сопротивления.

Величины и приводится в справочной литературе или рассчитываются по известным из курса электронных приборов формулам. Величина П представлчет собой эффективную шумовую полосу пропускания приемника. С учетом вышесказанного об источниках шумов, эквивалентная шумовая схема может быть представлена следующим образом.

Pисунок 6.6.

Как видно из рисунка проводимости , , являются соответственно источниками шумов , , а усилительный прибор - источником шумов

Коэффициент шума системы в соответствии с определением можно представить в виде отношения мощностей сигнала и шума в антенне и на выходе схемы, т.е.

.

Соотношение сигнал/шум в антенне как источнике обуславливается ее данными. В частности, номинальные мощности антенны как источника сигналов и источника шумов

; .

Их отношение составляет

.

Найдем теперь отношение сигнал/шум на выходе.

Номинальные мощности сигнала и шума на выходе соответственно равны

; ,

где

.

- результирующая проводимость шумящих источников.

Найдем напряжение шумов на зажимах 4-4'

,

где

или

.

Учитывая значения , , , общее напряжение шумов на выходе схемы

.

Выражение, стоящее в квадратных скобках, является результирующим сопротивлением шума входного устройства и первого каскада:

.

Три члена этой суммы характеризуют шумовые свойства следующих источников:

а) собственно входного устройства, шумовые свойства которого определяются сопротивлением, пересчитанным ко входу первого каскада, т.е. величиной

.

б) входа первого каскада, шумовые свойства которого определяются дополнительными шумами во входном сопротивлении электронного прибора

;

в) усилительного прибора, шумовые свойства которого определяются сопротивлением шума .

Определим теперь отношение сигнал/шум на выходе схемы

.

Тогда коэффициент шума

.

23. Резонансные усилители. Назначение.


Резонансный усилитель (РУ) содержит резонансную селективную цепь и потому усиливает сигнал в некоторой полосе частот, в которой АЧХ усилителя имеет подъём. В РПрУ РУ используются в качестве УРЧ и УПЧ. УРЧ могут работать как на фиксированной частоте, так и на частотах, перестраиваемых в рабочем диапазоне; УПЧ работают обычно на фиксированных частотах.

РУ содержит три основных элемента: усилительный элемент (УЭ), источник питания и резонансную цепь (фильтр) с цепями связи с УЭ и с последующим каскадом.

РУ можно классифицировать в зависимости от:

типа УЭ (транзисторные, ламповые, на интегральных микросхемах, диодах с отрицательным сопротивлением);

вида резонансной цепи (одноконтурные, двухконтурные, многоконтурные, с пьезоэлектрическими и электромеханическими фильтрами, с резонансными линиями, объёмными резонаторами и т. д.)

вида цепей связи фильтра с УЭ и с последующим каскадом (усилители с непосредственным, автотрансформаторным, трансформаторным, ёмкостным и комбинированным включением фильтра.

РУ работают в режиме усиления малых сигналов, т.е. в линейном по сигналу режиме. На рис. 5.1 приведена схема одноконтурного транзисторного РУ с автотрансформаторной связью контура с УЭ и с последующим каскадом. Транзистор VТ включен по схеме с ОЭ, резисторы R
1, R2 (базовый делитель) используются для подачи постоянного смещения на базу относительно эмиттера Uбэо. Цепочка RэCэ используется для стабилизации точки покоя за счёт введения последовательной отрицательной обратной связи по постоянному току.

31. Резонансные усилители с ФСС.

Еще большего улучшения избирательных свойств можно добиться, если в нагрузке использовать так называемый фильтр сосредоточенной селекции (ФСС). В качестве ФСС может служить система из нескольких связанных LC-контуров, пьезокерамический, электромеханический или пьезомеханический фильтр. Высокая избирательность достигается за счет резонанса в многоконтурной системе. При большом числе звеньев благодаря высокой добротности характеристика усилителя получается достаточно близкой к прямоугольной.

На рис.7а представлена принципиальная схема усилителя с ФСС из простых LC-контуров с емкостной связью между звеньями.

Избирательность и усиление определяются количеством звеньев, их добротностью и способом соединения.

,

где  и  - характеристическое сопротивление и коэффициент передачи фильтра соответственно.

Активные сопротивления на входе и выходе фильтра должны быть согласованы с характеристическим  сопротивлением фильтра для того, чтобы не происходило искажения АЧХ. В усилителях на полевых транзисторах для этого обычно приходится ставить шунтирующее сопротивление , в усилителях на биполярных транзисторах – применять неполное включение. Коэффициенты  и ,  обеспечивающие согласование, соответствуют выражениям:

,            .

Тогда

Коэффициент передачи   существенно уменьшается с увеличением числа звеньев, поэтому усилители с ФСС обычно обладают невысоким усилением (они определяют избирательность, а усиление обеспечивается последующими слабоизбирательными каскадами).

Типичный вид АЧХ усилителя с ФСС из LC-элементов показан на рис.7б.

Такие усилители отличаются большой равномерностью усиления спектра частот в полосе пропускания и высокой избирательностью.

Коэффициент прямоугольности , при большом числе звеньев может быть достаточно близок к единице.

25. Коэффициент усиления одноконтурного резонансного усилителя


Любой РУ может быть представлен в виде активного линейного четырёхполюсника, нагрузкой которого является фильтр с цепями связи (рис. 5.2).

Свойства активного четырёхполюсника описываются системой уравнений с Y – параметрами:

I1 = Y 11 U 1 + Y 12 U 2 

I 2 = Y 21U 1 + Y 22 U 2 (5.1)

Для определения коэффициента усиления воспользуемся вторым уравнением системы (5.1).

I 2 ‌‌‌‌‌

Здесь
Y 21 = — - крутизна УЭ S;

U1 U2 = 0

U 2

Y 22 = ‌ ― - yi – внутренняя проводимость УЭ

I 1 U1 = 0


Видно, что выходной ток I
2 состоит из двух составляющих I 2 = SU 1 + yi U 2 и учитывая, что yi содержит активную и емкостную составляющие yi=qi C+ jвых, эквивалентную схему выходной цепи каскада РУ (рис. 5.1) можно представить в виде рис. 5.3.

Последующий каскад, являющийся нагрузкой для данного каскада, учтён его активным входным сопротивлением и его входной емкостью. Пересчитывая элементы схемы к контуру (на основе закона сохранении энергии) в соответствии с выражениями (4.3), переходим к схеме рис. 5.4.

Получим эквивалентный колебательный контур с параметрами: С
кэквк+m12Cвых+m22Cвх сл (эквивалентная емкость контура с учётом внесённых ёмкостей);  - коэффициент шунтирования (4.11).- эквивалентная проводимость контура при резонансе с учётом внесённых сопротивлений;

П
о закону Ома напряжение на контуре
U ф= m1 S U 1 Z экв где Zэкв – полное эквивалентное сопротивление контура. Знак минус в выражении для Uф указывает, что ток m1S U1 создаёт на контуре напряжение полярности, противоположной принятой за положительную (см. рис. 5.2).

Выходное напряжение


U вых = m2 U ф = - m1 m 2S U 1Z экв


и коэффициент усиления по напряжению


K = U вых / U 1 = - m1 m2 S Z экв. (5.2)


Учитывая, что для параллельного колебательного контура
Z экв = R экв /( 1 + - обобщенная расстройка, из (5.2) получим) , где

m 1 m2 S R экв

K = - ――――― (5.3)

(1 +
j α )

Модуль коэффициента усиления (5.3)

. (5.4)

=0
Резонансный коэфициент усиления из (5.4) при


. (5.5)

АЧХ усилителя

(5.6)

соответствует АЧХ эквивалентного колебательного контура. Отметим, что то же выражение согласно (4.9) было получено для АЧХ одноконтурной ВЦ.

Задача оптимизации резонансного коэффициента усиления (5.5) по параметрам m
1 и m2  (т.е. заданной полосе пропускания или gрешается так же как для ВУ. Максимум резонансного коэффициента усиления при заданном коэффициенте шунтирования э) реализуется при выполнении условия оптимального рассогласования, т.е. при

При этом

. (5.7)

При высокодобротном контуре (>>1) теоретически достигается наибольшее значение К0. Из (5.7) при >>1 имеем

.

Именно в этом случае реализуется одновременное согласование контура как по выходу УЭ так и по входу последующего каскада.

29. 5.2. Коэффициент усиления и АЧХ одноконтурного

резонансного усилителя


Любой РУ может быть представлен в виде активного линейного четырёхполюсника, нагрузкой которого является фильтр с цепями связи (рис. 5.2).

Свойства активного четырёхполюсника описываются системой уравнений с Y – параметрами:

I1 = Y 11 U 1 + Y 12 U 2 

I 2 = Y 21U 1 + Y 22 U 2 (5.1)

Для определения коэффициента усиления воспользуемся вторым уравнением системы (5.1).

I 2 ‌‌‌‌‌

Здесь
Y 21 = — - крутизна УЭ S;

U1 U2 = 0

U 2

Y 22 = ‌ ― - yi – внутренняя проводимость УЭ

I 1 U1 = 0


Видно, что выходной ток I
2 состоит из двух составляющих I 2 = SU 1 + yi U 2 и учитывая, что yi содержит активную и емкостную составляющие yi=qi C+ jвых, эквивалентную схему выходной цепи каскада РУ (рис. 5.1) можно представить в виде рис. 5.3.

Последующий каскад, являющийся нагрузкой для данного каскада, учтён его активным входным сопротивлением и его входной емкостью. Пересчитывая элементы схемы к контуру (на основе закона сохранении энергии) в соответствии с выражениями (4.3), переходим к схеме рис. 5.4.

Получим эквивалентный колебательный контур с параметрами: С
кэквк+m12Cвых+m22Cвх сл (эквивалентная емкость контура с учётом внесённых ёмкостей);  - коэффициент шунтирования (4.11).- эквивалентная проводимость контура при резонансе с учётом внесённых сопротивлений;

П
о закону Ома напряжение на контуре
U ф= m1 S U 1 Z экв где Zэкв – полное эквивалентное сопротивление контура. Знак минус в выражении для Uф указывает, что ток m1S U1 создаёт на контуре напряжение полярности, противоположной принятой за положительную (см. рис. 5.2).

Выходное напряжение


U вых = m2 U ф = - m1 m 2S U 1Z экв


и коэффициент усиления по напряжению


K = U вых / U 1 = - m1 m2 S Z экв. (5.2)


Учитывая, что для параллельного колебательного контура
Z экв = R экв /( 1 + - обобщенная расстройка, из (5.2) получим) , где

m 1 m2 S R экв

K = - ――――― (5.3)

(1 +
j α )

Модуль коэффициента усиления (5.3)

. (5.4)

=0
Резонансный коэфициент усиления из (5.4) при


. (5.5)

АЧХ усилителя

(5.6)

соответствует АЧХ эквивалентного колебательного контура. Отметим, что то же выражение согласно (4.9) было получено для АЧХ одноконтурной ВЦ.

Задача оптимизации резонансного коэффициента усиления (5.5) по параметрам m
1 и m2  (т.е. заданной полосе пропускания или gрешается так же как для ВУ. Максимум резонансного коэффициента усиления при заданном коэффициенте шунтирования э) реализуется при выполнении условия оптимального рассогласования, т.е. при

При этом

. (5.7)

При высокодобротном контуре (>>1) теоретически достигается наибольшее значение К0. Из (5.7) при >>1 имеем

.

Именно в этом случае реализуется одновременное согласование контура как по выходу УЭ так и по входу последующего каскада.

29. Устойчивость резонансных усилителей.

Анализ устойчивости РУ связан с определением его входной проводимости, которая является нагрузкой для предыдущего каскада и шунтирует его резонансную систему. Из первого уравнения системы (5.1)

Y вх = I 1 / U 1 = Y 11 + Y 12U 2 / U 1 (5.8)


Здесь
Y 11 = I 1 / U 1 статическая составляющая входной проводимости,

U 2 = 0

которая всегда имеет место, определяется параметрами транзистора, не зависит от выходного напряжения (от нагрузки) и не меняется в процессе работы. Влияние этой составляющей на предыдущий каскад легко учесть.
Y 12 = I 1 / U 2 - внутренняя

U 1 = 0

проводимость обратной связи между выходом и входом УЭ. (например, для биполярных транзисторов определяется в основном паразитной ёмкостью между коллектором и эмиттером С
к).

Следовательно, вторая составляющая входной проводимости (5.8)

Y вхос = Y 12 U 2 / U 1 (5.9)

обусловлена действием внутренней обратной связи и зависит от напряжения
U 2, которая определяется напряжением на контуре и, следовательно, зависит от частоты. Поэтому Y вхос иногда называют динамической составляющей входной проводимости. Учитывая, что U 2 = m 1U вых /m 2 = - m21 S Z эквU 1 из (5.9) получим:

Y вхос = - m21 S Y 12 Z экв , (5.10)


где
S Y 12= S Y12 e (5.11)

= const.
, создаваемый крутизной и проводимостью ОС, зависит в основном от параметров УЭ и слабо зависит от частоты. В пределах полосы пропускания Причём суммарный фазовый сдвиг

Из (5.10) с учётом (5.11)

cos φ + j sin φ

Y вхос = - m12 S Y12 R экв ―――――― (5.12)

1 + j α

Выделяя в выражении (5.12) вещественную и мнимую части определим активную и реактивную (ёмкостную) составляющие входной проводимости

Y вхос = gвхос + j bвхос ,

где , (5.13)

, (5.14)

Здесь






В общем случае зависимость g
вхос) (5.13) показана на рис. 5.5, а зависимость b(вхос) (5.14) – на рис. 5.6(

Максимальное отклонение значений g
вхос и bвхос от средних значений

. (5.15)

Как видно из рис. 5.5, с изменением частоты проводимость g
вхос меняет знак. Если gвхос положительна, то усилитель отбирает энергию от источника сигнала, т. е. внутренняя ОС отрицательная. Если же gвхос отрицательна, то это означает, что во входную цепь вносится энергия, следовательно, ОС положительная. Таким образом, в резонансных усилителях характер ОС с частотой меняется, поскольку с изменением частоты относительно резонансной меняется знак напряжения U2 на контуре. Пояснить возникновение отрицательной входной проводимости за счёт действия обратной связи можно следующим образом. На частотах ниже резонансной выходной контур имеет индуктивное сопротивление. Поэтому напряжение U2опережает ток I2 на угол, близкий к 900(рис. 5.7). Из-за этого напряжения возникает ток Ioc через Ск, опережающий напряжение ещё на 900. Так как ток I 2 синфазен с входным напряжением U1, сдвиг фаз между U1 и Ioc равен 1800, что эквивалентно отрицательной входной проводимости.

Очевидно, отрицательная входная проводимость вызывает подъём усиления предыдущего каскада, компенсируя потери в его контуре (входном контуре рассматриваемого усилителя). На частотах выше резонансной проводимость g
вхос положительна и вносит во входной контур дополнительные потери, приводя к уменьшению усиления предыдущего каскада. На рис. 5.8 показан пунктиром характер изменения АЧХ входного контура из-за действия gвхос . Сплошная линия соответствует неискаженной АЧХ, которая может быть получена, например, при замыкании нагрузки рассматриваемого РУ, т.е. при m1=0.

Р
ис. 5.9 аналогично отражает влияние С
вхос ( bвхосC= вхос ) на форму АЧХ входного контура. Увеличение Свхос на частотах ниже резонансной приводит к увеличению эквивалентной ёмкости входного контура, а следовательно понижению его резонансной частоты. При этом фактическая расстройка уменьшается и усиление входного контура становится больше. При увеличении частоты выше резонансной Свхос уменьшается, вносимая во входной контур ёмкость уменьшается, резонансная частота, а следовательно, и усиление увеличиваются. В результате АЧХ входного контура становиться более прямоугольной. Очевидно, более серьёзными искажениями являются искажения АЧХ, вызванные активной составляющей gвхос. А их уровень может быть оценен по относительному изменению эквивалентной проводимости входного контура за счёт шунтирующего действия gвхос. Для этого вводится коэффициент устойчивости:

,

где m
2 – коэффициент включения входной проводимости РУ во входной контур (контур предыдущего РУ, который полагаем идентичным рассматриваемому),

g
оэ – эквивалентная проводимость входного контура, учитывающая среднее значение вносимой входной проводимости. При kуст=1 искажения входного контура (и ОС в резонансном усилителе) отсутствуют. Обычно полагают . Таким образом, под устойчивостью РУ понимают допустимую деформацию АЧХ входного контура.

Учитывая (5.15) и производя некоторые преобразования, выразим коэффициент устойчивости через параметры усилителя:

.

При этом для любого РУ можно найти такое значение резонансного коэффициента усиления К
0, при котором он будет работать устойчиво, т.е. с заданным коэффициентом устойчивости kуст:

.

Устойчивый коэффициент усиления K
0уст очевидно тем выше, чем больше отношение.

При перестройке РУ по диапазону проверку на устойчивость следует проводить на верхней частоте диапазона, так как с повышением частоты устойчивость падает (из-за частотной зависимости проводимости ОС ).

32. Параметрические усилители.

Сущность получения усиления в ПУ заключается в преобразовании энергии генератора накачки в энергию сигнала. Преобразование осуществляется на реактивных элементах.

В схемах высокочувствительных усилителей большое применение получили управляемые емкости.

Используются ПУ: ферритовые, полупроводниковые, электронно-лучевые.

Рассмотрим полупроводниковые усилители.

- средняя мощность накачки.

,  где P`П - мощность потерь, а P - мощность потерь колебательного контура.

; , где r_ - внешнее, вносимое сопротивление.

Используются ПУ одноконтурные и двухконтурные.

Основные характеристики: коэффициент передачи и полоса пропускания.

( Баланс мощностей и режимы работы ПУ . ( см ). )

Эквивалентная схема любого усилителя:

- отражает характер регенеративной нагрузки

Параметрический усилитель:

7.1. Двухконтурный полупроводниковый параметрический

усилитель.

контур x - ослабляет влияние генератора накачки и источника сигнала.

x = н - с ,  x c ,  2н c .     

Здесь добиваются большего коэффициента усиления и меньшего коэффициента шума.

, где R0 = Rн = Rс , где Rс  вносимое сопротивление в контур УРЧ, Rн - сопротивление нагрузки, Rс - сопротивление источника.   

Z - комплексное сопротивление всей цепи

На резонансной частоте: Z0 = R0 + rx - R.      

33. Квантовый усилитель, устройство для усиления электромагнитных волн за счёт вынужденного излучения возбуждённых атомов, молекул или ионов. Эффект усиления в К. у. связан с изменением энергии внутриатомных (связанных) электронов, движение которых описывается квантовой механикой. Поэтому, в отличие, например, от ламповых усилителей, в которых используются потоки свободных электронов, движение которых хорошо описывается классической механикой, эти усилители получили название квантовых (см. Квантовая электроника).

Т. к. кроме вынужденных квантовых переходов возбуждённых атомов в состояние с меньшей энергией возможны их самопроизвольные (спонтанные) переходы, в результате которых излучаются волны, имеющие случайные амплитуду, фазу и поляризацию, то они добавляются к усиливаемой волне в виде шумов. Спонтанное излучение является единственным, принципиально неустранимым источником шумов К. у. Мощность спонтанного излучения очень мала в радиодиапазоне и резко растет при переходе к оптическому диапазону. В связи с этим К. у. радиодиапазона (мазеры) отличаются исключительно низким уровнем собственных шумов [в них отсутствуют шумы, связанные с неравномерностью электронного потока, неизбежные в радиолампах (см. Дробовой шум); кроме того, К. у. радиодиапазона работают при температурах, близких к абсолютному нулю, и шумы, связанные с тепловым движением электронов в цепях усилителя, очень малы]. Благодаря чрезвычайно низкому уровню шумов чувствительность К. у., т. е. способность усиливать очень слабые сигналы, велика. К. у. применяются в качестве входных ступеней в самых высокочувствительных радиоприёмных устройствах в диапазоне длин волн от 4 мм до 50 см. К. у. радиодиапазона значительно увеличили дальность действия космических линий связи с межпланетными станциями, планетных радиолокаторов и радиотелескопов.

В оптическом диапазоне К. у. широко используются как усилители мощности лазерного излучения. К. у. света имеют много общего по принципу действия и конструкции с квантовыми генераторами света (см. Лазер).

Вынужденный переход атома из состояния с энергией E2 в состояние с меньшей энергией E1 сопровождающийся испусканием кванта электромагнитной энергии E2 - E1 = hn (n— частота вынуждающей и испускаемой волн, h — Планка постоянная), приводит к усилению колебаний. Усиление, создаваемое одним атомом, очень мало. Но если колебание частоты n распространяется в веществе, содержащем большое число одинаковых возбуждённых атомов, находящихся на уровне E2, то усиление может стать достаточно большим. Атомы же, находящиеся на нижнем уровне E1, в результате вынужденного поглощения, наоборот, ослабляют волну. В результате вещество будет ослаблять или усиливать волну в зависимости от того, каких атомов в ней больше, невозбуждённых или возбуждённых, или, как говорят, какой из уровней энергии более населён атомами.

Если вещество находится в состоянии равновесия термодинамического, то распределение частиц по уровням энергии определяется его температурой, причём уровень с меньшей энергией более населён, чем уровень с большей энергией (рис. 1; см. также Больцмана статистика). Такое вещество всегда поглощает электромагнитные волны. Вещество начинает усиливать — становится активным, лишь тогда, когда равновесие нарушается и возбуждённых атомов становится больше, чем невозбуждённых (инверсия населённостей). Чем больше число атомов на верхнем уровне превышает число атомов, находящихся на нижнем уровне, т. е. чем больше инверсная разность населённости DNи = N2 — N1, тем эффективней усиление.

Однако инверсное состояние вещества не может существовать сколь угодно долго. После прекращения внешнего воздействия в результате теплового движения частиц и взаимодействия между ними через некоторое время снова устанавливается равновесное распределение населённостей уровней (рис. 1). Этот процесс (релаксация) происходит и во время действия внешнего возмущения, стремясь восстановить тепловое равновесие в веществе. Поэтому внешнее воздействие должно быть достаточно сильным, чтобы привести вещество в состояние с инверсией населённостей и не должно быть однократным.

Существуют различные методы создания активной среды. Для К. у. наиболее удобным оказался метод, основанный на использовании 3 уровней энергии, предложенный Н. Г. Басовым и А. М. Прохоровым. Частицы (атомы молекулы или ионы), в энергетическом спектре которых есть 3 уровня энергии E1, E2, E3 (рис. 2), подвергаются воздействию сильного электромагнитного излучения (накачки). Частота этого излучения n соответствует частоте перехода между нижним E1 и верхним E3 уровнями (hn = E3 - E1).

Интенсивность накачки должна быть достаточно велика, чтобы переходы E1 ® E3 происходили гораздо чаще, чем обратные релаксационные переходы. В этом случае населённости уровней E1 и E3 выравниваются. При этом для одной из пар уровней E1 и E2 или E2 и E3 будет иметь место инверсия населённости. Инверсия населённостей образуется для пары уровней с более медленной релаксацией и с меньшей разностью энергии.

С понижением температуры Т увеличивается как равновесная разность населённостей DN уровней (рис. 1), так и инверсная разность населённостей DNи (рис. 2). Кроме того, понижение температуры сильно замедляет релаксацию и тем самым снижает требуемую мощность накачки. Поэтому инверсию населённостей, достаточную для создания эффективных К. у. радиодиапазона, удаётся получить при охлаждении вещества до температуры кипения гелия (4,2 К). Существуют конструкции К. у., которые могут работать при температурах до 77 К (точка кипения азота) и даже 190 К, но они менее эффективны.

Наиболее подходящим материалом для К. у. радиодиапазона оказались диамагнитные кристаллы с небольшой примесью парамагнитных ионов. Обычно применяются рубин (Al2O3 с примесью ионов хрома Cr3+), рутил (TiO2 с примесью ионов Cr3+ и Fe3+), изумруд [Be3Al2(SiO3) 6 с примесью окиси хрома Cr2O3]. Для К. у. необходимы кристаллы объёмом в несколько см3, выращенные искусственно из очень чистых материалов со строго дозированной примесью парамагнитных ионов.

В отсутствии внешних магнитных полей магнитные моменты ионов ориентированы хаотически. В постоянном магнитном поле магнитный момент может располагаться только под несколькими определёнными углами к магнитному полю H, энергия иона в этих положениях различна (см. Зеемана эффект).

Образуется ряд уровней энергии (магнитные подуровни), расстояние между которыми зависит от величины постоянного магнитного поля H. Число магнитных подуровней определяется спином иона (рис. 3). Разность энергии между ними при обычных магнитных полях соответствует радиодиапазону и может быть легко изменена изменением магнитного поля. Такое вещество может усиливать радиоволны нужной частоты.

Основная характеристика всякого усилителя электрических колебаний — его коэффициент усиления К, показывающий, во сколько раз амплитуда колебаний на выходе усилителя больше амплитуды на входе. Чем больше путь, который волна проходит в активном веществе, тем больше коэффициент усиления К. у. В кристалле рубина волна, распространяясь на расстояние, равное её длине l, увеличивает свою амплитуду незначительно. Т. о., для получения достаточного усиления необходимы монокристаллы больших размеров, выращивание которых связано с серьёзными трудностями. Для К. у. с коэффициентом усиления 10 потребовались бы кристаллы (а, следовательно, и магниты) длиной в несколько м. Такой усилитель был бы очень громоздким и дорогим.

Усиление можно увеличить, заставив волну многократно проходить через активное вещество. Для этого активное вещество помещают в объёмный резонатор (полость, ограниченную металлическими стенками). Волна, попавшая из антенны в резонатор через отверстие в его стенке (отверстие связи), многократно отражается от стенок резонатора и длительно взаимодействует с активным веществом (рис. 4). Усиление будет эффективным, если при каждом отражении от стенки фаза отражённой волны совпадает с фазой падающей волны. Это условие выполняется при определённых размерах резонатора, т. е. резонатор гак же, как и само вещество, должен быть настроен на частоту усиливаемой волны. При каждом отражении от стенки с отверстием часть электромагнитной энергии излучается наружу в виде усиленного сигнала. Для разделения входа и выхода резонаторного К. у. применяется циркулятор (рис. 5). Такой К. у. называется отражательным.

Для получения оптимальных характеристик К. у. необходимо подобрать размер отверстия связи, так как, кроме требуемого коэффициента усиления, К. у. должен иметь нужную полосу пропускания, которая определяет его способность усиливать сигналы, быстро меняющиеся во времени. Чем быстрее во времени меняется сигнал, тем больший частотный интервал он занимает (см., например, Модуляция колебаний). Если полоса пропускания усилителя Dn меньше полосы частот, занимаемой сигналом, то произойдёт сглаживание быстрых изменений сигнала в усилителе.

Т. о., введение резонатора в конструкцию К. у. с одной стороны увеличивает его коэффициент усиления, а с другой — во столько же раз уменьшает его полосу пропускания. Последнее значительно сужает область применения усилителя. Однорезонаторные К. у. не получили широкого распространения из-за невозможности обеспечить одновременно большой коэффициент усиления и широкую полосу пропускания. Оказалось, что можно сохранить широкую полосу пропускания при большом коэффициенте усиления, применив несколько резонаторов. Существует два типа многорезонаторных К. у. — усилители отражательного типа с циркулятором (рис. 6) и усилители проходного типа (рис. 7). В проходных К. у. волна распространяется вдоль цепочки резонаторов, заполненных активным веществом. В каждом резонаторе при значительной полосе пропускания усиление невелико, но полное усиление всей цепочки может быть достаточно большим. Резонаторы проходного К. у. соединены друг с другом ферритовыми невзаимными элементами. Под действием постоянного магнитного поля ферриты приобретают свойство пропускать волну, распространяющуюся в одном направлении, поглощая встречную волну. Основным недостатком многорезонаторных К. у. является сложность перестройки частоты усилителя, так как при этом необходимо одновременно с изменением магнитного поля Н менять собственную частоту большого числа резонаторов, что технически трудно.

Время взаимодействия волны с веществом можно увеличить, применяя вместо системы резонаторов замедляющие системы. Скорость распространения волны вдоль такой структуры во много раз меньше скорости распространения волны в радиоволноводе или в свободном пространстве. Соответственно увеличивается и усиление при прохождении волной единицы длины кристалла. Существенно, что замедляющие структуры широкополосны. Это даёт возможность перестраивать частоту К. у. изменением только магнитного поля. Полоса пропускания таких усилителей, а также многорезонаторных К. у. определяется шириной спектральной линии. К. у. с замедляющей структурой получили название К. у. бегущей волны. В них также применяются ферриты. Они пропускают волну, распространяющуюся вдоль замедляющей структуры в нужном направлении, и поглощают встречные, отражённые волны.

Мощность шумов К. у. удобно измерять, сравнивая её с мощностью теплового излучения абсолютно чёрного тела. Спектр теплового излучения включает оптический и радиодиапазоны. Т. о., мощность шумов можно выражать через абсолютную температуру (см. Шумовая температура). Предельная низкая температура шума К. у., обусловленная спонтанным излучением для l =3 см, составляет 0,5 К. Для большинства активных веществ, используемых в К. у., мощность шума колеблется в пределах от 1 К до 5 К. В реальных К. у. к этим ничтожно малым шумам добавляется гораздо более мощное тепловое излучение подводящих радиоволноводов и др. конструктивных деталей. Мощность шумов, излучаемую волноводом, можно характеризовать величиной bТ, где b — коэффициент поглощения волны, а Т — его абсолютная температура. Для уменьшения шумов необходимо охладить возможно большую часть входных деталей. Но охладить весь входной тракт до температуры жидкого гелия невозможно. Поэтому не удаётся снизить шумы К. у. с антенной до величины ниже 15—30 К. Это приблизительно в 100 раз меньше уровня шумов лучших усилителей, имевшихся до появления К. у.

Охлаждение К. у. производится жидким гелием в криостатах. Трудности, связанные со сжижением, транспортировкой и переливкой жидкого гелия из транспортных сосудов в криостаты, ограничивают возможность применения К. у., осложняют и удорожают их эксплуатацию. Разработаны небольшие холодильные машины с замкнутым циклом движения охлаждающего вещества. Масса такой машины, рассчитанной на охлаждение К. у. до 40 К, составляет 10—20 кг. Машина, рассчитанная на получение 4 К, весит более чем 200 кг и потребляет мощность в несколько квт.

34. Усилители на туннельном диоде.

 Наиболее просто с применением туннельных диодов строятся схемы автогенераторов. Так как туннельный диод представляет собой двухполюсник с отрицательным сопротивлением, устойчивым по напряжению, то при подключении к нему параллельного колебательного контура он может генерировать. При этом отрицательное сопротивление диода будет компенсировать потери, и в контуре могут возникнуть и поддерживаться незатухающие колебания. Обычные низкочастотные туннельные диоды хорошо работают на частотах, равных единицам мегагерц. Более высокочастотные диоды, в которых уменьшена емкость перехода и индуктивность выводов, генерируют на частотах тысячи мегагерц. Однако из-за небольших величин участка вольтамперной характеристики диода с отрицательным сопротивлением мощность, отдаваемая им на любых частотах, составляет доли мВт. Чтобы форма генерируемых колебаний не искажалась, как правило, применяют частичное подключение диода к контуру генератора. В этом случае сопротивление потерь, приведенное к выводам диода, должно быть равно его отрицательному сопротивлению. В реальных схемах приведенное сопротивление потерь выбирают больше отрицательного. сопротивления туннельного диода с тем, чтобы гарантировать надежное возбуждение генератора при изменении температуры, питающего напряжения и частоты. Учитывая, что параллельное сопротивление потерь в реальных колебательных контурах значительно превышает сопротивление туннельного диода, отвод приходится делать от незначительной части витков контура (рис. 1). На внутреннем сопротивлении источника смещения будет выделяться часть колебательной мощности, поэтому оно должно быть как можно меньше.


рис. 1

Обычно туннельные диоды питаются от делителя напряжения, что приводит к неэкономному расходованию мощности питания. Действительно, для германиевых диодов напряжение смещения в режиме генерации равно 0,1-0,15 в, а минимальное напряжение подавляющего большинства химических источников тока составляет 1,2-2 в, поэтому и необходимо применять в цепи питания делители напряжения. При этом примерно 80-90% всей потребляемой мощности рассеивается на делителе. Исходя из соображений экономичности, для питания туннельных диодов целесообразно применять источники с возможно более низким напряжением. Выходное сопротивление делителя напряжения выбирают в пределах 5-10 ом, и только в устройствах, где требуется наибольшая экономичность его повышают до 20-30 ом. Отрицательное сопротивление туннельного диода должно превышать сопротивление делителя в 5-10 раз. Шунтировать столь малые сопротивления конденсаторами для уменьшения потерь высокочастотной энергии нецелесообразно, так как в ряде случаев это может привести к неустойчивой работе генератора, особенно, если режим его подбирался по максимуму отдаваемой мощности.

Отрицательное сопротивление туннельного диода сильно зависит от положения рабочей точки, так что при изменении питающего напряжения на 10% нормальная работа генератора может полностью нарушиться. Поэтому при питании диодов от химических источников тока - батарей, аккумуляторов, обеспечить их стабильную работу весьма трудно. Наиболее целесообразно питать их от окисно-ртутных элементов, напряжение которых незначительно меняется в процессе работы, а в ряде случаев приходится использовать предварительно стабилизированное напряжение или применять в делителе нелинейные сопротивления -в верхнем плече, стабилизирующие ток, а в нижнем - напряжение. Так, если в схеме автогенератора (рис. 2, а) вместо сопротивления R2 применить германиевый диод Д11 в прямом включении, как это показано на рис. 2, б, стабильность работы генератора улучшится и при изменении напряжения питания от 1,5 до 1 в никаких регулировок не потребуется.


рис. 2

В приведенных схемах автогенераторов на частоту 465 кгц катушка L1 намотана на 4-секционном полистироловом каркасе диаметром 4 мм с сердечником из феррита Ф-1000 диаметром 2,8 и длиной 12 мм. Обмотка катушки содержит 220 витков провода ПЭВ 0,13 с отводом от 18 витка. Напряжение высокой частоты на контуре составляет 1 в эфф.

Все упомянутые выше способы стабилизации несколько усложняют схемы, а в ряде случаев и увеличивают потребляемую мощность, поэтому широкого применения они не нашли. В аппаратуре туннельные диоды чаще всего применяются совместно с транзисторами. Известно, что у транзистора ток эмиттера сравнительно мало зависит от напряжения питания коллектора, особенно если смещение транзистора стабилизировано каким-либо способом. Поэтому, при питании диодов эмиттерным током транзистора, можно получить выигрыш не только в стабильности, но и в экономичности. Последняя повышается здесь из-за того, что потери на верхнем плече делителя устраняются, а дополнительная мощность, потребляемая туннельным диодом, невелика.

Помимо генераторов, настроенных на фиксированную частоту, туннельные диоды можно применить и в диапазонных генераторах. Правда, при этом приходится более тщательно подбирать связь диода с контуром, чтобы во всем перекрываемом диапазоне поддержать амплитуду колебании и мощность в нагрузке на заданном уровне. Примером такого использования туннельного диода может служить схема гетеродина для супергетеродинного приемника, описанного в журнале "Радио" № 5 за 1962 г. Схема гетеродина получается при этом даже проще, чем на транзисторе (рис. 3).


рис. 3

Общее число витков в катушке L1 сохраняется, а для связи с туннельным" диодом поверх L1 со стороны ее заземленного конца наматывается обмотка L2, содержащая 10 витков провода ПЭЛШО 0,15. Обмотка связи с преобразователем L3 остается примерно прежней, но для наибольшей чувствительности число витков нужно заново подобрать. Емкости конденсаторов C1 и С2 остаются без изменения, Питается туннельный диод от общего источника. В этом случае сопротивление R2 должно быть равно 1,2 ком. Туннельный диод нужно выбрать с током максимума не более 1,5 ма. Более рационально для питания диода применить упомянутую выше схему стабилизации с помощью транзистора. Для этого усилитель НЧ переделывают по схеме, приведенной на рис. 4. Между транзистор рами усилителя НЧ вводится связь по постоянному току. Смещение на базу транзистора Т1 снимается с эмиттера транзистора Т2 через цепочку R4Д1, и сопротивления R2, R3. Возникающая при этом отрицательная обратная связь по току поддерживает ток эмиттера, а значит, и напряжение на сопротивлениях R2 и R3, почти постоянным при снижении питающего напряжения на 25-30% от номинальной величины (величину питающего напряжения лучше повысить до 9 в).


рис. 4

Для питания туннельного диода используется напряжение 2 в, подаваемое на делитель через сопротивление R2 (рис. 3), которое в этом случае берется равным 430 ом. Налаживание начинают с проверки того, как изменяется напряжение на эмиттере транзистора Т2 при уменьшении питающего напряжения с 6 до 4,5 в или с 9 до 6 в. Если при этом напряжение изменится не более, чем на 5-10%, то установив напряжение питания равным 5,2 в (или 7,5 в при 9 в), переходят к настройке генератора. Для этого ротор переменного конденсатора С2 ставят в среднее положение и, регулируя величины сопротивлений R1 или R2 (рис. 3), добиваются максимальной амплитуды колебаний. Затем проверяют равномерность генерации по всему диапазону. Если в каких-либо его участках колебания срываются, следует на несколько витков увеличить обмотку катушки L2 и вновь проверить равномерность генерации при перестройке. Закончив настройку гетеродина, подбирают число витков обмотки связи гетеродина с преобразователем L3 до получения оптимальной чувствительности.

При проектировании генераторов на туннельных диодах следует стремиться получить максимальную добротность колебательного контура, с тем, чтобы увеличить мощность, отдаваемую в нагрузку. Для увеличения мощности можно также включить два или большее число диодов в схему генератора. При этом, как следует из рассмотрения энергетических соотношений, диоды выгодно соединять по постоянному току последовательно.. Тогда напряжение на нижнем сопротивлении делителя будет вдвое больше, чем для одного туннельного диода, и потери на верхнем плече уменьшаются. Нужно иметь ввиду, что сопротивление нижнего плеча должно обязательно состоять из двух одинаковых сопротивлений, а их средняя точка должна быть соединена по постоянному току со средней точкой двух диодов(рис.5). В противном случае, устойчивая работа двух последовательно соединенных диодов невозможна. По переменному току можно соединить диоды параллельно или последовательно. В схеме, приведенной на рис. 5 каждый диод подключен к отдельной обмотке. Чтобы получить наибольшую мощность, связь каждого туннельного диода с контуром следует регулировать индивидуально.


рис. 5

Можно использовать туннельные диоды и в схемах апериодических усилителей. Однако, как указывается в литературе, такие апериодические усилители в диапазонах длинных и средних волн оказываются мало практичными из-за трудности в разделении нагрузки и источника сигнала. Нужно учесть и то, что транзисторы при сравнимом потреблении мощности питания обладают большим усилением в реальных схемах по сравнению с туннельными диодами.

Резонансные усилители на туннельных диодах строить сравнительно несложно. Они могут быть выполнены, например, по схеме автогенератора, в котором коэффициент обратной связи недостаточен для возбуждения колебаний. Таким схемам присущи все недостатки регенеративных усилителей: нестабильность порога регенерации, возможность возбуждения при изменении нагрузки, сужение полосы пропускания при повышении усиления. Однако такие усилители могут работать достаточно устойчиво, если не стремиться получить от них максимальное усиление. Схема с таким применением туннельного диода приведена на рис. 6. На рисунке показана схема входной части приемника прямого усиления с ферритовой антенной. Известно, что для согласования сопротивления контура антенны с входным сопротивлением транзистора, коэффициент трансформации трансформатора, образованного обмотками катушек L1 и L2 делается много меньше единицы.


Рис. 6. Верхняя обкладка конденсатора C1 должна быть заземлена.

Это приводит к тому, что напряжение сигнала на базе транзистора оказывается в 15- 20 раз меньше, чем напряжение на контуре L1C1. В схеме, показанной рис. 6 коэффициент связи выбран значительно больше обычного и отвод к базе транзистора Т1 сделан от 1/5 общего числа витков катушки L1. В этом случае контур L1C1 оказывается сильно шунтированным, полоса его расширяется и чувствительность приемника падает. Однако при подключении туннельного диода к дополнительной обмотке L3 контур частично "разгружается", его затухание и полоса пропускания возвращаются к нормальной величине. Таким способом удается получить выигрыш в чувствительности приемника в 4-5 раз. Число витков обмотки L3 выбирается с таким расчетом, чтобы затухание контура компенсировалось не полностью, и усилитель не возбуждался. Однако, чтобы получить максимальную чувствительность, нужно подойти к порогу возбуждения как можно ближе, поэтому смещение туннельного диода сделано регулируемым. Обмотка катушки L1 содержит 200 витков провода ПЭЛШО 0,15, намотанных в один слой виток к витку на ферритовом стержне длиной 110 мм, диаметром 8,4 мм с отводом от 44 витка. Обмотка катушки L3 содержит 8-10 витков провода ПЭЛШО 0,15, она намотана вблизи заземленного конца катушки L1. Недостатком предложенной схемы является то, что коэффициент перекрытия входной цепи уменьшается, так как из-за увеличенного коэффициента связи сильней будет сказываться входная емкость транзистора T1. Кроме того, к емкости контура добавится пересчитанная емкость туннельного диода. Поэтому, если требуется достаточно большое перекрытие, целесообразно туннельный диод применять с минимальной емкостью.

Более выгодно применять регенеративные усилители на фиксированную частоту, например в усилителе ПЧ супергетеродина (рис. 7). Для этого на один из контуров ПЧ наматывают дополнительную обмотку для туннельного диода. Смещение диода лучше сделать стабилизированным. Это позволит подойти достаточно близко к порогу регенерации и получить выигрыш в усилении в 8-10 раз. Нужно учитывать, что полоса пропускания усилителя ПЧ резко сужается, если включение туннельного диода не было заранее предусмотрено. В ряде случаев при подключении диода усилитель может возбудиться, хотя коэффициент связи недостаточен для генерации. Это происходит потому, что коэффициент усиления каскада с подключенным туннельным диодом становится больше максимальной устойчивой величины.


рис. 7

При монтаже нужно учитывать, что туннельные диоды склонны к возбуждению на паразитных реактивных сопротивлениях. Поэтому выводы диода и связанных с ним деталей делают минимальной длины, а монтаж осуществляет так, как если бы схема предназначалась для работы на очень высоких частотах. Не следует в низкочастотных схемах применять туннельные диоды с высокой граничной частотой.

Экспериментируя с туннельными диодами, нужно избегать бросков тока и напряжения, иначе диод может выйти из строя. Подключать и отключать диод следует только при выключенном питании.

35. Преобразователи частоты. Назначение, структурная схема и принцип работы.

Предназначены для линейного переноса спектра сигнала по оси частот без искажения его спектрального состава.

                                x

                                   

После фильтра на выходе будет только один сигнал.

- преобразование частоты может быть как вверх, так и вниз.

X    - преобразующий элемент, который смешивает два сигнала.

преобразовательный элемент с фильтром.

ПУ должен обеспечивать минимальное искажение сигнала, алый коэффициент шума, максимальное подавление паразитных сигналов, необходимым коэффициентом усиления.

К гетеродину (Г) предъявляются требования к минимальному уходу о частоте, должен обладать стабильной амплитудой и мощностью. Uг >>Uc.

Фильтр или УПЧ должен иметь резонансную частоту, соответствующую промежуточной частоте контура, т.е.  , а полоса должна быть шире полосы полезного сигнала, т.е. >c.

Типы ПЧ:

1. ПЧ с линейным элементом с параметрическим изменением.

2. Использование нелинейного элемента.

Линейные обычно строятся на базе транзисторов, а нелинейные на базе диодов.

8.1. Линейные ПЧ.

(1)   ,  - коэффициент передачи. (2)  .

Подставим во (2)-ую - (1), а  выбирая n можно получить то или иное значение промежуточной частоты.

8.1.1. Структурная схема ПЧ.

Zc - внутреннее сопротивление.

ВАХ ПЭ - нелинейной

S - крутизна (tg угла наклона); Ф - прямоугольный.

{

 

  ,    

                      ,  

1) Uп0  =  , где Snn - крутизна n-ой гармоники.

2) Uc = 0=   - выходная проводимость преобразователя (внутренняя).

3) Uп = 0=   - входная проводимость преобразователя.

4) Uc = 0=   - обратная проводимость.

8.1.2. Параметры преобразователя.

1)  - коэффициент преобразования , где Zнэ=Zн||Zin, Zin=1/Gi .

2)  - коэффициент обратного преобразования, где Zсэ=Zс||Zвх, Zвх=1/Gвх.

3)   ,

8.1.3. Помехи ПЧ.

8.1.4. Типы помех.

1) зеркальный канал;

2) канал прямого прохождения;

3) соседний канал.

2) На промежуточной частоте возникает помеха.

Второй метод борьбы - законом закрепить частоты для приемников, на которых проходят эти помехи.

3) с2 находится не далеко от с

Добиваются большей избирательности УПЧ или запрещают вещать станции на этой частоте.

8.2. Транзисторный ПЧ.

Два типа ( биполярные и полевые).

Биполярные транзисторы позволяют строить ПЧ до единиц МГц, а полевые до десятков МГц.  

- ВАХ ПЧ на полевых транзисторах.

Существуют два варианта схем: с отдельным гетеродином и с совмещенным.

С отдельным у ПЧ характеристики лучше, т.к. есть развязка с источником сигнала.

Во втором варианте схема более экономична, но ухудшаются характеристики).

Два способа реализации схемы транзисторного ПЧ:

Достоинства: малая мощность гетеродина.

Недостатки: сильное взаимовлияние источника сигнала и гетеродина.

Достоинства: улучшена развязка между источником сигнала и гетеродином.

Недостатки: требуется более мощный гетеродин, т.к. управление осуществляется током истока; стабильность работы гетеродина меньше за счет меньшего входного сопротивления ( сток-исток); отсутствие Сбл  в цепи истока приводит к созданию отрицательной обратной связи по промежуточной частоте п.

Обе схемы предполагают работу в приемниках с переменной настройкой    .

Рассмотрим ПЧ на биполярных транзисторах.

Схемы также имеют два варианта.

От Есм зависит крутизна и коэффициент преобразования.

Достоинства и недостатки аналогичны первой схеме для полевого транзистора.

Достоинства и недостатки как у второй схемы для полевого транзистора.

коэффициента преобразования:

К.п.=Uп/Uс=-SпZнэ ,где Zнэ равно сумме резонансного сопротивления контура, выходного сопротивления транзистора и входного сопротивления следующего каскада (УПЧ).

Входная проводимость:

Gвх.п. (0,7-0,8)|Y11с|, где Y11c - входная проводимость на частоте сигнала. Свх.п.Cвх.у..

Выходная проводимость:

Gвых.п. (0,6-0,8)|Y22с|, где Y22c - выходная проводимость транзистора на промежуточной частоте.

Выходная емкость: Свых.п. Cвых.у, где Cвых.у - емкость усилителя.

У транзисторных ПЧ практически отсутствует эффект обратного преобразования частоты.

8.3. Диодные ПЧ.

Имеют обязательно отдельный гетеродин.

Диоды обладают малыми собственными емкостями, алыми сопротивлениями потерь, меньшим сопротивлением шума по сравнению с транзисторным ПЧ. Таким образом эти ПЧ являются основными ПЧ на любом диапазоне.

Эквивалентная схема диодного ПЧ:

, где Ri- внутреннее сопротивление.

Для диодных ПЧ является характерным эффект обратного преобразования частоты. Sп=Sобр.п.

Параметры диодного ПЧ:

1)  , где G0 - выходная проводимость диодного ПЧ.

2)    ,  где  Zсэ=(1/S0)||Zc

3) Входная и выходная проводимость: , где Gх - характеристическая проводимость для режима согласования:  , где Sп  - крутизна преобразования: .

Для обеспечения режима согласования должно выполняться: 1/Rc=Gх ( на входе); Gх=1/Ry ( на выходе).

Два способа включения источника и нагрузки ( индуктивная и емкостная связь):

Индуктивная связь

  .   

Если обеспечить это согласование, то получаем максимальный коэффициент преобразования.

Это справедливо для расчета диодных ПЧ, построенных как на полупроводниковых диодах, так и на кристаллических.

В зависимости от величины эффекта обратного преобразования частоты диодные ПЧ делятся на узкополосные и широкополосные.

В узкополосных на входе ПЧ ставится колебательный контур, который обеспечивает хорошую избирательность по зеркальному каналу.

В широкополосных недостаточная избирательность по зеркальному каналу во входном контуре.

В таких ПЧ возникает двойное обратное преобразование частоты.

                           

8.3.1. Основные разновидности диодных ПЧ.

1. Полупроводниковые (туннельные диоды) имеют малый уровень шумов, большую энергетическую прочность, высокую стабильность.

Недостатки: малый динамический диапазон.

2. Полупроводниковые диоды с барьером Шотки.

Достоинства: Большая прочность, большой динамический диапазон.

Недостатки: Более мощный гетеродин.

3. ДПЧ на варикапах.

Достоинства: Высокая стабильность характеристик.

Недостатки: Гораздо больший уровень собственных шумов.

Все диодные ПЧ как правило строятся по балансной или двубалансной схеме.

- Балансная схема.

Uг - подается синфазно, а Uc - парофазно. Отсюда следует, что можно уменьшить амплитуду входного сигнала т.к. работают два диода.

Также здесь хорошая развязка источника от гетеродина, поэтому уменьшается излучение гетеродина через входные цепи приемника, повышается стабильность работы гетеродина и можно обеспечить более сильную связь между гетеродином и саим преобразователем, а следвательно , увеличить требуемую мощность гетеродина.

В этой схеме также компенсируются шумы гетеродина, т.к. шумы синфазны и в нагрузке они компенсируют друг друга.

8.4. Детекторы РПУ.

Назначение: выделение полезного сигнала из радиосигнала. От вида модуляции делятся на амплитудные, частотные и фазовые.

43. Амплитудные детекторы (АД). Принцип работы.

Они составляют основу также частотных и фазовых детекторов. АД выделяют отгибающую радиосигнала с одновременной фильтрацией несущего колебания.

В качестве несущего могут быть использованы гармонические сигналы, последовательность радио и видеоимпульсов.

Детектор состоит из нелинейного элемента и фильтра. В качестве нелинейного элемента обычно используют полупроводниковые или вакуумные диоды, а также полевые и биполярные транзисторы.

В качестве фильтра обычно используют НЧ RC-фильтр.

Для улучшения фильтрации при гармоническом несущем сигнале может быть использован дроссель:

- Фильтр АД .

 Дроссель играет роль режекторного фильтра.

Принцип работы АД можно пояснить с помощью спектральных диаграмм:

Временные диаграммы этого сигала:

9.1. Основные параметры АД.

1. Коэффициент передачи немодулированных сигналов:  К  =U   /U0;  

U  =U  -Un ,где U   - приращение постоянной составляющей на выходе детектора. Un - напряжение покоя при условии Uвх=0. U0 - амплитуда входного сигнала. U   - постоянная составляющая.

2. Коэффициент передачи детектора для модулированных сигналов: , где U - амплитуда огибающей на выходе; m - коэффициент глубины амплитудной модуляции.

3. Входное сопротивление:  .

4. Выходное сопротивление:  .

5. Коэффициент линейных искажений (частотных и фазовых). Определяется как для любых усилителей; т.е.- это коэффициент передачи на нижней и верхней граничной частоте: Kв , в.

6. Коэффициент нелинейных искажений: . В числителе мощность паразитных составляющих, в знаменателе мощность основной составляющей на выходе.

Все параметры зависят от режима работы детектора. Режимы работы определяются амплитудой входного сигнала.

Рассмотрим режимы работы детектора в случае слабого сигнала.

 I = f ( U  =Uп + Uвх ), где f - функция, которая описывает нелинейность ВАХ диода.   

Функция раскладывается в ряд  I   = I - Iп =

= f’(Uп)Uвх + 1/4 f’’(Uп)Uвх2 + 1/8 f’’’(Uп)Uвх3 +...

Слагаемыми больше второго по счету пренебрегаем 

 I   f’’’(Uп)Uвх2 )/4 ;

U  =I   R = (f’’’(Uп)RUвх3 )/4 ,

             где  (f’’’(Uп)RUвх3 )/4 = A = const,

т.е. приращение постоянной составляющей U  пропорциональна Uвх2, т.е. в случае слабого сигнала детектор явл. квадратичным.

Режимы квадратного детектирования имеет особенность: подавление полезного сигнала шумом.

   

Т.к.шум - случайный процесс, а сигнал и шум статистически не зависимы, то после фильтрации     .

Рассмотрим отношение сигнал/шум на входе и выходе детектора:   ,  

                                                         .

Т.к. сигнал слабый, то для квадратичного детектора выполняется: Uc<Uш, Uc<<Uм, то вх=0,5 ,а вых  0,25, т.е. возникает эффект подавления сигнала шумом.

 График помехоустойчивости АД.

 - коэффициент помехоустойчивости.

9.2. Детектирование сильных сигналов.

ВАХ может быть апроксимирована кусочно-линейными функциями:

Предположим, что Есм=0, тогда U  =U  ;  U  =U0 cos  , где - угол отсечки.

Разложим импульсный сигнал в ряд Фурье, т.е.по гармоникам частоты .

Тогда: I   =  ,  где S- крутизна ВАХ (S=tg).

С другой стороны: I  =U   /R.  Приравниваем два полученных выражения и получаем: .

Если сопротивление нагрузки велико и крутизна велика, т.е. SR стремится к бесконечности, то   -угол отсечки.

Предположим, что в качестве схемы используется схема последовательного АД:

Особенность схемы в выборе параметров RC-фильтра.

Два случая сигнала на выходе (немодулированный и модулированный).

во втором случае зар=RiC , разр=RC.

При выборе R и C должно выполняться: 1/jC<<R, 1/jC>>R, т.е.  для несущего колебания емкость короткозамыкающая.

Тогда параметры для случая сильного сигнала:

1.К  =U   /U0= cos - коэффициент передачи немодулированных сигналов.

2. Коэффициент передачи для модулированных сигналов:

  - для случая тональной модуляции  - амплитуда полезного сигнала   .

Отсюда следует, что коэффициент передачи максимальный будет равен единице.

Если SR стремится к бесконечности, то имеем малый угол отсечки.

3. Входное сопротивление: оно влияет прежде всего на режим работы выходного каскада УПЧ:  .

Первый случай R стремится к 0 таким образом  /2 Rвх  2Ri

Второй случай R стремится к бесконечности 0  Rвх  R/2 .

 

Ri - внутреннее сопротивление диода.

Чем больше сопротивление нагрузки, тем больше коэффициент передачи детектора и больше входное сопротивление.

Однако, с ростом сопротивления нагрузки возрастает инерционность детектора и увеличиваются частотные искажения.

4. Детекторные характеристики: U  =f(U0), где Rн=const; K  =f(U0).

              R1<R2<R3

Чем больше Rн, тем больше U  .

Если R стремится к бесконечности, то  стремится к 0, К   стремится к 1,  стремится к 45о

tg( = K   .

5. Частотные характеристики: К = f() - модуль коэффициента передачи от модулирующей функции.

- без учета параметров нагрузки.

                               

Верхняя граничная частота без учета нагрузки зависит:

        1/в=в=С(Ri||R).

С точи зрения частотной характеристики сопротивления нагрузки R надо уменьшать. в>max - определяет безинерционный режим работы детектора.

- условие безинерционной работы, где m - глубина модуляции.

U - безинерционный детектор.  

                                                    U - инерционный детектор.

9.3. Особенности построения АД.

Схема АД реализуется двумя способами - последовательная и параллельная.

Ранее мы рассматривали последовательные диодные детекторы.

Один из ее недостатков - непосредственно к диоду прикладываются большие значения постоянного тока и напряжения.

Рассмотрим параллельный детектор.

Главное назначение - защита диода от больших токов и потенциалов со входа          ( эту роль выполняет емкость С ).

Недостаток: включение дополнительного RC-фильтра. Наличие этого фильтра влияет на параметры детектора.

Различие последовательного и параллельного детектора в параметрах в основном только во входном сопротивлении: Rвх||=Rвх  ||R||Rф , т.е. наличие Rф уменьшает входное сопротивление параллельного детектора.

Еще одной разновидностью детектора является следующая схема:

Здесь улучшена фильтрация ВЧ - колебания за счет С.  С - шунтирующая блокировочная емкость.

Недостатки: меньшее входное сопротивление , остальные параметры также хуже.

Возможный вариант - двухтактовая схема детектора:

Достоинства: в 2 раза больше входное сопротивление, выше Кд, улучшена фильтрация несущего колебания.

Все рассмотренное относится к кристаллическим и вакуумным диодами.

К особенностям детекторов на полупроводниковых диодах относится: обратное сопротивление диода.

- различная для разных полупроводниковых диодов.

Наличие Rобр. приводит к изменению сопротивления нагрузки: Rн =R||Rобр. Таким образом уменьшается коэффициент передачи детектора. Rвх=R||Rобр. - уменьшается также входное сопротивление.

Увеличивается верхняя граничная частота и уменьшается условие безинерционности работ детектора.

Вторая особенность - влияние емкости p-n-перехода, которая влияет на выходной каскад УПЧ.

Должно быть: Ск>>Cд , где Ск - емкость контура, Сд - собственная емкость диода.

Все рассмотренные схемы (их работа) зависит от амплитуды входного сигнала.

Режим квадратичный: Uвх>0,05-0,01В.

Экономичный режим: Uвх>0,1-0,5 В.

Квадратичный режим: Uвх>0,7-0,8 В.

9.3.1 Транзисторные детекторные.

Используются когда надо совместить две операции - детектирование и усиление.

Используемые здесь нелинейности обоих переходов - база-эмиттер, база-коллектор.

Рассмотрим эмиттерный детектор:

( транзистор включен по схеме с общим эмиттером).

9.3.2. Коллекторный  детектор.

( транзистор включен по схеме с общим коллектором).

Эмиттерная схема используется чаще. Сопротивление базового делителя выбирается меньше, чем у усилителя.

Это нужно, чтобы лучше развязать базу-эмиттер (базу-коллектор) и чтобы транзистор был в режиме отсечки.

Условие для выбора блокировочной емкости: 1/Cбл<<Rб1||Rб2 , где  и для несущего и для модулирующего колебания.

Т.к. Сбл. параллельна входу транзистора, то Сбл.>>Cвх транзистора в первом случае и Сбл.<<Cвх транзистора (эмиттера) во втором случае

В таких схемах Rвх в два-три раза выше, чем входное сопротивление усилителя на этих транзисторах.

Свх здесь в два-три раза меньше, чем входная емкость усилителя на таких же транзисторах.

42. Классификация детекторов.

Детектором называют устройство, служащее для создания напряжения, изменяющегося в соответствии с законом модуляции одного из параметров входного сигнала. Детекторы можно классифицировать по характеру входного сигнала и виду параметра, который подвергался модуляции; по способу выполнения и т.д.

Радиосигналы можно подразделить на три основные группы:

1. Непрерывные гармонические (рис. 2.1), в которых передаваемое сообщение заложено в модуляции одного из следующих параметров гармонического колебания: амплитуды Uвх , частоты fвх , фазы jвх. В зависимости от вида модуляции детектируемого сигнала различают амплитудные (АД), частотные (ЧД) и фазовые (ФД) детекторы;

2. Радиоимпульсные сигналы (рис. 2.2), в которых сообщение передается с помощью модуляции одного из следующих одного из следующих параметров сигнала: пикового напряжения Uпик, частоты fвх, длительности импульса tи, (широтно-импульсная модуляция – ШИМ), времени начала импульса tни, (временная импульсная модуляция –ВИМ). Для детектирования подобных сигналов используют детекторы импульсов;

3. Видеоимпульсные сигналы (рис. 2.3); модуляция в видеоимпульсах может осуществляется изменением пикового значения импульса Uпик, (амплитудно-импульсная модуляция – АИМ), длительности импульса tни, (ВИМ или ФИМ); возможно изменение комбинации импульсов в группе – импульсно-кодовая модуляции (ИКМ). Детектирование подобных сигналов осуществляется детекторами видеоимпульсов. Детектор, реагирующий на пиковое значение видеоимпульса, называют пиковым.

39. Диодные ПрЧ.

Имеют обязательно отдельный гетеродин.

Диоды обладают малыми собственными емкостями, алыми сопротивлениями потерь, меньшим сопротивлением шума по сравнению с транзисторным ПЧ. Таким образом эти ПЧ являются основными ПЧ на любом диапазоне.

Эквивалентная схема диодного ПЧ:

, где Ri- внутреннее сопротивление.

Для диодных ПЧ является характерным эффект обратного преобразования частоты. Sп=Sобр.п.

Параметры диодного ПЧ:

1)  , где G0 - выходная проводимость диодного ПЧ.

2)    ,  где  Zсэ=(1/S0)||Zc

3) Входная и выходная проводимость: , где Gх - характеристическая проводимость для режима согласования:  , где Sп  - крутизна преобразования: .

Для обеспечения режима согласования должно выполняться: 1/Rc=Gх ( на входе); Gх=1/Ry ( на выходе).

Два способа включения источника и нагрузки ( индуктивная и емкостная связь):

Индуктивная связь

  .   

Если обеспечить это согласование, то получаем максимальный коэффициент преобразования.

Это справедливо для расчета диодных ПЧ, построенных как на полупроводниковых диодах, так и на кристаллических.

В зависимости от величины эффекта обратного преобразования частоты диодные ПЧ делятся на узкополосные и широкополосные.

В узкополосных на входе ПЧ ставится колебательный контур, который обеспечивает хорошую избирательность по зеркальному каналу.

В широкополосных недостаточная избирательность по зеркальному каналу во входном контуре.

В таких ПЧ возникает двойное обратное преобразование частоты.

                           

Основные разновидности диодных ПрЧ.

1. Полупроводниковые (туннельные диоды) имеют малый уровень шумов, большую энергетическую прочность, высокую стабильность.

Недостатки: малый динамический диапазон.

2. Полупроводниковые диоды с барьером Шотки.

Достоинства: Большая прочность, большой динамический диапазон.

Недостатки: Более мощный гетеродин.

3. ДПЧ на варикапах.

Достоинства: Высокая стабильность характеристик.

Недостатки: Гораздо больший уровень собственных шумов.

Все диодные ПЧ как правило строятся по балансной или двубалансной схеме.

- Балансная схема.

Uг - подается синфазно, а Uc - парофазно. Отсюда следует, что можно уменьшить амплитуду входного сигнала т.к. работают два диода.

Также здесь хорошая развязка источника от гетеродина, поэтому уменьшается излучение гетеродина через входные цепи приемника, повышается стабильность работы гетеродина и можно обеспечить более сильную связь между гетеродином и саим преобразователем, а следвательно , увеличить требуемую мощность гетеродина.

В этой схеме также компенсируются шумы гетеродина, т.к. шумы синфазны и в нагрузке они компенсируют друг друга.

Транзисторный ПрЧ.

Два типа ( биполярные и полевые).

Биполярные транзисторы позволяют строить ПЧ до единиц МГц, а полевые до десятков МГц.  

- ВАХ ПЧ на полевых транзисторах.

Существуют два варианта схем: с отдельным гетеродином и с совмещенным.

С отдельным у ПрЧ характеристики лучше, т.к. есть развязка с источником сигнала.

Во втором варианте схема более экономична, но ухудшаются характеристики).

Два способа реализации схемы транзисторного ПЧ:

Достоинства: малая мощность гетеродина.

Недостатки: сильное взаимовлияние источника сигнала и гетеродина.

Достоинства: улучшена развязка между источником сигнала и гетеродином.

Недостатки: требуется более мощный гетеродин, т.к. управление осуществляется током истока; стабильность работы гетеродина меньше за счет меньшего входного сопротивления ( сток-исток); отсутствие Сбл  в цепи истока приводит к созданию отрицательной обратной связи по промежуточной частоте п.

Обе схемы предполагают работу в приемниках с переменной настройкой    .

Рассмотрим ПрЧ на биполярных транзисторах.

Схемы также имеют два варианта.

От Есм зависит крутизна и коэффициент преобразования.

Достоинства и недостатки аналогичны первой схеме для полевого транзистора.

Достоинства и недостатки как у второй схемы для полевого транзистора.

коэффициента преобразования:

К.п.=Uп/Uс=-SпZнэ ,где Zнэ равно сумме резонансного сопротивления контура, выходного сопротивления транзистора и входного сопротивления следующего каскада (УПЧ).

Входная проводимость:

Gвх.п. (0,7-0,8)|Y11с|, где Y11c - входная проводимость на частоте сигнала. Свх.п.Cвх.у..

Выходная проводимость:

Gвых.п. (0,6-0,8)|Y22с|, где Y22c - выходная проводимость транзистора на промежуточной частоте.

Выходная емкость: Свых.п. Cвых.у, где Cвых.у - емкость усилителя.

У транзисторных ПЧ практически отсутствует эффект обратного преобразования частоты.

41. Балансные ПрЧ.

Балансные ПРЧ - представляют собой соединение двух небалансных преобразователей.

Рис. 1 Балансный ПЧ.

В зависимости от подачи напряжения и на ПЭ (преобразовательный элемент) возможно два варианта построения балансных ПРЧ.

При первом варианте напряжение сигнала на ПЭ равны по значению, но противоположны по фазе (противофазные сигналы). Напряжение гетеродина на обоих ПЭ (на обоих диодах) равны по значению и синфазны.

При втором варианте напряжение сигнала - синфазное, а напряжение гетеродина – противофазное.

Общим для обоих вариантов построения балансных ПРЧ является то, что из двух подводимых напряжений и одно действует на оба диода синфазно, а другое - противофазно. Напряжение на выходе балансного ПРЧ как правило определяется разностью выходных токов ПЭ (преобразовательного элемента, или диодов). Балансный ПРЧ имеет свойства, аналогичные свойствам двухтактного усилителя, такие как:

- компенсация всех помех от любых источников на выходе каскада при их синфазном воздействии на ПЭ. При этом на выходе ПРЧ нет напряжения шумов гетеродина, а во входную цепь приемника не просачивается напряжение с частотой гетеродина.

- компенсация четных гармоник токов ПЭ в нагрузке, что приводит к уменьшению в балансном преобразователе числа побочных каналов.

51. Аттенюаторная регулировка.

Для нелинейных искажения сигнала между каскадами включают аттенюаторы с переменным коэффициентом передачи. Они могут быть однозвенные, двухзвенные и мостовые, с регулируемыми продольными или поперечными ветвями, а также с одновременным регулированием в обеих ветвях во взаимно противоположных направлениях. Элементом с регулируемым сопротивлением может быть диод или транзистор.На рисунке 6.13 приведена схема двузвенного аттенюатора.

АРУ изменением шунтирования нагрузки показана на рисунке 6.15 в усилителе с симметричным входом и выходом, характерным для современных ИМС. Здесь управляемое шунтирование нагрузки осуществляется диодами VД1… VД3 через транзистор VT3.

АРУ изменением величины ООС усилителей. На рисунке 6.16 приведена схема с регулируемой ООС в цепи эмиттера транзистора при помощи диода VД. У открытого диода сопротивление перехода мало и резистор R3 зашунтирован большой емкостью СБЛ. При этом ООС нет, коэффициент усиления максимален. При запирании диода регулирующим напряжением сопротивление перехода увеличивается и влияние блокировочной емкости уменьшается, а действие ООС увеличивается и усиление падает.

АРУ по помехам. Для ослабления таких явления как блокирование сигнала, то есть уменьшение его уровня под действием помех; перекрестная модуляция сигнала помехой, то есть перенос модуляции помехи на сигнал; взаимная модуляция нескольких помех между собой с образованием новых комбинационных частотных составляющих, оказывающих мешающее действие на сигнал в приемнике помимо АРУ по сигналу вводится АРУ по помехам (АРУП), то есть уменьшение усиления в первых каскадах приемника при действии помех.Схема тракта приемника с АРУ по помехам приведена на рисунке 6.17

Автоматическая подстройка частоты

Автоматическая подстройка частоты (АПЧ) применяется для обеспечения высокой стабильности частоты гетеродинов и как дополнение к системам автоматической настройки приемников. Основными элементами цепей АПЧ являются датчик рассогласования, который вырабатывает сигнал ошибки, и управляющий элемент. В зависимости от вида датчика рассогласования различают частотную автоподстройку частоты (ЧАПЧ) и фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ). Структурная схема приемника с ЧАПЧ приведена на рисунке 6.18.


Статическая характеристика частотного детектора UУ = η(∆f) представлена на рисунке 6.19. Характеристика управляющего элемента ∆fУ = ψ(UУ) (рисунок 6.20).В частности ЧАПЧ – статическая по частоте.

Точность (эффективность) ЧАПЧ характеризуют коэффициентом автоподстройки, равным отношению начальной расстройки к остаточной, то есть КАПЧ = ∆fН / ∆fОСТ.

КАПЧ== = 1+= 1+tgαtgγ, КАПЧ= 1 - tgαtgβ = 1 - SSУ 

Здесь S = dUУ / d(∆f) = tgα – крутизна характеристики ЧД; SУ = d(∆f) / d UУ = tgβ – крутизна характеристики управляющего элемента.

Фазовая автоподстройка частоты

Структурная схема цепи ФАПЧ приведена на рисунке 6.24. От ЧАПЧ она отличается наличием эталонного генератора ЭГ и датчиком рассогласования, которым является ФД, состоящий из перемножителя и ФНЧ. На ФД подаются напряжения промежуточной частоты и эталонного генератора

uПР = UПРcos ωПРt; uЭ = UЭcos ωЭt . (6.6)

Будем полагать, что коэффициент передачи ФНЧ равен единице для разностных частот (ωПР - ωЭ) и нулю для суммарных частот (ωПР + ωЭ). Тогда на выходе ФД выделится управляющее напряжение

uУ = uПРuЭ = 0,5UПРUЭcos(ωПР - ωЭ)t = UУcosφ.

Здесь волнистая черта означает усреднение по времени; φ = (ωПР - ωЭ)t – текущее значение разности фаз сравниваемых напряжений.

Управляющее напряжение, воздействуя на управляющий элемент УЭ, изменяет частоту гетеродина. При линейном рабочем участке управляющего элемента с крутизной SУ изменение частоты гетеродина под действием управляющего напряжения будет:

ωГ = 2πSУuУ = 2πSУUУcosφ = ∆ωГmaxcosφ,  

где ∆ωГmax = 2π∆fУ∂ - амплитуда изменения частоты гетеродина; ∆fУ∂ = SУUУ – полоса удержания ФАПЧ.

Если частота гетеродина отличается от номинального значения на величину начальной расстройки ∆ωГН, то ∆ωГ = ∆ωГН + ∆ωГmaxcosφ. (6.9)

Начальную расстройку должна скомпенсировать цепь ФАПЧ, в этом ее назначение.

Зависимость (6.9) приведена на рисунке 6.25. Из нее видно, что в разомкнутом кольце ФАПЧ (например, между гетеродином и смесителем), частота гетеродина под действием управляющего напряжения периодически изменяется относительно ∆ωГН в пределах + ∆ωГmax, проходя через номинальное значение на пересечении с осью абсцисс. Покажем, что в замкнутой цепи ФАПЧ устойчивый синхронизм будет при нулевой расстройке по частоте.

Применение ФАПЧ в синтезаторах частот

Синтезаторы частот (СЧ) делятся на активные (косвенные) и пассивные (прямые). Первые широко используют цепи ФАПЧ. Схема формирования сетки высокостабильных частот с применением ФАПЧ рисунке 6.30

Описанная схема может служить также типовым узлом более сложных синтезаторов, в частности декадных.

Рассмотрим схему СЧ с импульсной частотно-фазовой АПЧ (рисунок 6.31). К импульсной ЧАПЧ относится импульсный частотный детектор ИЧД, реверсивный счетчик импульсов РСИ, ЦАП, делители частоты с переменным (N) и фиксированным (М) коэффициентами деления (ДПКД и ДФКД), формирователи импульсных последовательностей ФИП и управляемый генератор ГУН. Импульсная ФАПЧ включает в себя импульсный фазовый детектор ИФД с ФНЧ и общие с ЧАПЧ звенья: делители с фиксированным и переменными коэффициентами деления (ДФКД и ДПКД), управляемый генератор ГУН и формирователи импульсных последовательностей ФИП.

Делители ДПКД и ДФКД представляют собой счетчики импульсов.

Конец формы

Яндекс.Словари

52. Регулировка с помощью ООС.

 Регулировка тембра осуществляется с помощью частотно-зависимой ООС, благодаря которой частотная характеристика усилителя имеет на средних частотах 400...2000 Гц, завал -16 дБ (кривая 1-1 на рис.4). Частотная характеристика усилителя при положении регуляторов тембра, соответствующем максимальному усилению на НЧ и ВЧ, показана на рис.4 (кривая 2-2).

Рис.4

Напряжение ООС подается со вторичной обмотки выходного трансформатора через цепочку C10, R14, R13, C9 в цепь катода лампы Л1б (6Н2П). Параметры цепочки выбраны так, что ООС максимальна на средних частотах и незначительна на низших и высших.

Регулировка тембра ВЧ осуществляется потенциометром R4, в верхнем по схеме положении движка которого цепочка C2R4 не влияет на частотную характеристику усилителя, так как ее сопротивление велико по сравнению с сопротивлением R3. В нижнем положении движка, конденсатор С2 оказывается включенным параллельно потенциометру R3, что снижает усиление на ВЧ.

Регулировка тембра НЧ осуществляется потенциометром R2. В левом по схеме положении его движка цепочка R1-R2 образует с потенциометром R3 делитель, который дает ослабление, не зависящее от частоты. При этом усилитель имеет в области низших частот подъем, величина которого определяется цепочкой частотно-зависимой ООС.

В правом положении движка потенциометра R2, параллельно верхнему (по схеме) плечу делителя, оказыватся включенным конденсатор С1. Сопротивление этого конденсатора на НЧ незначительно и коэффициент деления делителя R2-R3 определяется соотношением сопротивлений R2 и R3. При указанных на схеме величинах напряжение сигнала, поступающее на сетку левого по схеме триода Л1, ослабляется делителем приблизительно в 8 раз.

На высших и средних частотах благодаря шунтирующему действию конденсатора С1, сопротивление верхнего плеча делителя уменьшается и напряжение сигнала на выходе делителя - возростает. Первый каскад усилителя не охвачен ООС, однако при входном напряжении 100 мВ вносимые им нелинейные искажения не превышают 0,1%. Регулировка громкости осуществляется потенциометром R3.

56. Регуляторы тембра.

где уровень сигналов не меняется, и область высоких частот f > f 3.

и частоты излома f 1, f 2, f 3, f 4. при этом можно руководствоваться приблизительными соотношениями:

= 10...20 дБ;

б) частоты f 2 и f 3 необходимо дальше разносить друг от друга (на 0,5...1,0 дек), чтобы избежать взаимного влияния низкочастотного и высокочастотного регуляторов.

Различают пассивные и активные регуляторы тембра. Схема пассивного регулятора тембра выполнена на RC элементах и приведена на рис. 6. Резисторы Rl, R2, R3 и конденсаторы C1, C2 реализуют регулятор низкого тона, резисторы R5, R6, R7 и конденсаторы СЗ, С4 -регулятор высокого тона, R4 - развязывающий резистор.

Рис. 5. АЧХ регулятора тембра

Рис. 6. Схема пассивного регулятора тембра

(в децибелах). Исходные соотношения для выбора элементов схемы:

частот;

- величина подъема (спада) в области высоких частот;

(так же, как и при среднем положении движков во всем диапазоне частот), поэтому после него должен стоять усилитель с коэффициентом Ku = 10

Рис. 7. Схема активного регулятора тембра

Схема активного регулятора тембра приведена на рис. 7. Резисторы Rl, R2, R3 и конденсаторы C1, C2 — регулятор низкого тона, R5, R6, R7 и СЗ — регулятор высокого тона, R4 — развязка. Подобная схема требует переменных резисторов (R2, R6) с линейным законом изменения сопротивления при перемещении движка.

Исходные соотношения для выбора элементов схемы:

Пример. Спроектировать активный, симметричный регулятор тембра с величиной подъема (спада) частотной характеристики ± 20 дБ, то есть изменение коэффициента передачи в 10 раз.

Выбираем электрическую схему рис. 7.

Выбираем сопротивление резистора R2 == 100 кОм.

Определяем сопротивление резисторов Rl (R3):

принимаем Rl = R3 = 11 кОм.

= 200 Гц.

Определяем емкость конденсатора C1 (C2):

Выбираем R4 = 11 кОм.

Определяем резистор R5 (R7):

= 10 000 Гц.

Определяем емкость конденсатора СЗ:

10. Определяем сопротивление резистора R6:

Как видно из приведенного примера, величины выбранных элементов R и С могут отличаться от расчетных в довольно широких пределах.

57. Принцип действия и виды АРУ.

Автоматическая регулировка усиления — процесс, при котором выходной сигнал некоторого устройства, как правило электрического усилителя, самостоятельно поддерживается постоянным по некоторому параметру (например, амплитуде простого сигнала или мощности сложного сигнала), независимо от амплитуды (мощности) входного сигнала. АРУ применяется для исключения перегрузки выходных каскадов приемников при больших входных сигналах.

Таким образом, Автоматическая регулировка усиления (АРУ), система, автоматически изменяющая усиление приёмника электрических колебаний при изменении напряжения сигнала на его входе.

Схемы АРУ бывают двух типов:

• Для импульсного сигнала;
• Для непрерывного сигнала.
Также, если искажения сигнала не важны, применяют схему ограничителя.Основные параметры систем АРУ:
• Динамический диапазон (дБ) — это глубина изменения входного сигнала (разница между минимальным и максимальным сигналом), при котором ещё выходной сигнал находится в допустимых пределах;
• Время срабатывания АРУ (дБ/с) — отражает скорость реакции АРУ на скачок входного сигнала. Данный параметр равен бесконечности (нулевое время срабатывания) для ограничителя сигнала.
Важным свойством системы АРУ является наличие выхода, показывающего уровень входного сигнала (невозможно сделать для ограничителя).

Виды АРУ:

По своим характеристикам цепи АРУ
подразделяются:

  •  простые;
  •  усиленные;
  •  задержанные;
  •  комбинированные;

Одиночные устройства АРУ удобно рассматривать, пользуясь теорией автоматического регулирования, как устройства автоматической стабилизации. Структурная схема такого устройства показана на рис. 1.
Сигнал Хвх, например сигнал КЧ, поступает на вход регулируемого объекта РО, роль которого в аппаратуре АСП играет переменный корректор. К выходу РО подключен чувствительный элемент ЧЭ, например ПКК, через который часть выходного сигнала Хвых поступает на схему сравнения СС. Одновременно с сигналом Х, пропорциональным Хвых, на СС от эталонного источника Э поступает эталонный сигнал Хэ. Разность Х – Хэ воздействует на регулирующий элемент РЭ, на выходе которого возникает сигнал Хр, определяющий изменение параметра РО, в частности изменение коэффициента передачи регулируемого сигнала по напряжению. Коэффициент передачи изменяется таким образом, чтобы величина сигнала Хвых приближалась к заданному значению, при котором разность Х – Хэ стремится к нулю. Во многих устройствах АРУ РЭ и СС представляют собой одно целое и носят название регулятора (Р).

Более упрощенная схема АРУ, но наиболее приближенная по схемотехническому решению к схемам применяемым в аппаратуре Б529 представлена на рисунке 1.1.Схема АРУ состоит из следующих каскадов: (рис. 1.1)

• тракт усиления радиочастоты (РЧ) – 1
• детектор или компаратор - 2
• фильтр, который препятствует попаданию высоких частот на регулируемые каскады - 3
• усилитель – 4
• источник опорного напряжения – 5
Рассмотренное устройство АРУ содержит замкнутый контур регулирования (петлю ОС), что является характерной особенностью всех устройств автоматической стабилизации. Классификация систем АРУ часто производится в соответствии с типами звеньев, составляющих контур регулирования, либо по типу регулятора.Поскольку регулировка усиления производится на основе изменения уровня входного (выходного) сигнала по информации, извлекаемой из самого сигнала, то такие устройства называют устройствами АРУ прямого (непосредственного) регулирования. Следует отметить, что подобные АРУ обеспечивают наибольшую точность регулирования по сравнению с остальными.

Раскрывая структуру ПКК и Р, схема одиночного устройства П-АРУ может быть представлена следующим образом (рис.2) .

Сигнал КЧ (от ГКЧ) объединяется с линейным сигналом в ЛУСпер и поступает в линейный тракт. Изменения затухания участков линии связи и усиления в НУПах вызывает изменение уровня КЧ на входе и выходе ЛУС. Сигнал КЧ на выходе ЛУС выделяется с помощью ПКК, состоящего из узкополосного полосового фильтра (ПФ), усилителя КЧ (УКЧ) и преобразователя (ПР). В ПР сигнал КЧ преобразуется в форму, удобную для подачи на вход СС. На другой вход СС поступает эталонный сигнал от эталонного источника. Эталонный сигнал может иметь различную природу: это может быть стабилизированное напряжение, фиксированный ток срабатывания реле, упругая сила натяжения пружины и т.п. Наиболее часто используются СС на постоянном токе. В этом случае в качестве эталонного источника используется стабилизированный источник опорного напряжения, а в качестве преобразователя – пиковый или линейный детектор. В СС сравниваются эталонный ток (напряжение) Iэт и выпрямленный ток КЧ Iкч . На выходе СС возникает сигнал ошибки, пропорциональный разности (Iэт - Iкч), который от преобразователя ошибки ПО поступает на регулирующий элемент РЭ. Регулирующий элемент является частью переменного амплитудного корректора. ПАК, включенный в цепь ОС ЛУС, изменяет усиление последнего таким образом, чтобы уровень КЧ на выходе ЛУС оставался практически неизменным.В случае, если точность регулировки линейного сигнала по одной контрольной частоте оказывается недостаточной, ГКЧ формирует несколько сигналов разных КЧ, а усилительный пункт содержит несколько ПАК, каждый из которых управляется по схеме рис.2 сигналом соответствующей КЧ (многочастотная АРУ). Структурная схема многочастотной АРУ показана на рис.3.

Для улучшения процесса регулирования в таких устройствах между ПКК и Р часто включают блок логики БЛ.
Помимо устройств АРУ, работающих по принципу автоматической стабилизации, в АСП достаточно широко применяются устройства, представляющие собой следящие системы. Примером таких АРУ может служить температурная АРУ (Т-АРУ). Задачей следящей системы СлС является изменение РЭ ПАК в соответствии с изменениями параметра термодатчика. Поскольку изменение температуры происходит медленно, емкость соединительного кабеля на работу СлС не влияет. Устройства АРУ, построенные по принципу следящих систем, осуществляют косвенное регулирование (в данном случае затухание кабеля контролируется косвенно по температуре грунта), поэтому подобные устройства получили название АРУ косвенного регулирования.

Классификация устройств АРУ прямого регулирования производится по характерным признакам [5]:

- место съема сигнала контроля (регулирования);
- количество контрольных частот;
- вид регулирующего элемента;
- вид преобразователя ощибки;
- вид амплитудной характеристики системы АРУ;
- вид частотной характеристики системы;
- характер протекания процесса регулирования.

Часто классификацию производят не по видам РЭ и преобразователя ошибки, а по типу регулятора.

По месту съема сигнала регулирования различают системы АРУ прямого и обратного действия. В первом случае сигнал регулирования (сигнал КЧ) снимается с входа ЛУС, во втором – с выхода. Примером АРУ обратного действия (“АРУ назад”) могут служить схемы на рис.2. Подобные системы обладают более высокой стабильностью характеристик и применяются чаще других.

По количеству контрольных частот различают одночастотные, двухчастотные, трехчастотные и многочастотные системы АРУ.

В качестве регулирующих элементов могут использоваться резистивные, емкостные или индуктивные потенциометры либо бесконтактные переменные резисторы (полупроводниковые диоды, транзисторы, термисторы и мемисторы). Резистивные потенциометры требуют специальных устройств для механического перемещения движка потенциометра, например электродвигателя, что усложняет построение устройства АРУ и увеличивает потребляемую мощность. Кроме того, при неплотном контакте движка могут возникать дополнительные помехи в каналах связи. Емкостные потенциометры на основе воздушных переменных конденсаторов являются бесконтактными, но также требуют механической перестройки. Индуктивные потенциометры, выполненные на основе ферромагнитных сердечников, являются бесконтактными и электрически управляемыми. Однако, как и емкостные потенциометры на основе варикапов, они являются существенно нелинейными элементами, что заметно сужает возможности их применения.

Полупроводниковые диоды и транзисторы при изменении режима работы по постоянному току заметно изменяют свое динамическое сопротивление. Поэтому они нашли определенное применение в малоканальных системах передачи. Однако в АСП большой емкости они практически не используются из-за недостаточной линейности динамического сопротивления, вследствие чего происходит существенное возрастание мощности нелинейных помех.

Основными регулирующими элементами в современных АСП являются термисторы и мемисторы. Термисторы имеют ряд разновидностей. Наибольшее распространение в АРУ АСП нашли термисторы с косвенным подогревом (ТКП).
ТКП (рис.4) состоит из терморезистора, включенного между точками а-а, и обмотки подогрева, подключенной к точкам б-б.

Рис.4 Термистор с косвенным подогревом

При пропускании постоянного или переменного тока подогрева через обмотку в последней выделяется тепловая мощность, которая изменяет температуру,а следовательно, и сопротивление терморезистора. Следует отметить, что со стороны зажимов а-а ТКП ведет себя как чисто активное сопротивление, т.е. R = ?(t°), но R не зависит от Uсс.Мемистор (от англ. memory resistor) – электрохимический регулирующий элемент (рис. 5).

Он состоит из герметизированного баллона 3, заполненного электролитом, и двух электродов 1 и 2. Электрод 1 (управляющий) выполнен из металла, соль которого растворена в электролите. Электрод 2 (резистивный или считывающий) выполнен из химически инертного металла. Между электродами включен источник управляющего напряжения Uу. В зависимости от полярности и величины Uу сечение электрода 2 увеличивается или уменьшается за счет отложения на нем или снятия с него слоя металла в процессе электролиза. Сопротивление считывающего электрода используется в качестве управляющего сопротивления R~ в переменном корректоре.
Достоинство мемистора – простота конструкции, экономичность, малые габариты, высокая чувствительность к изменению управляющего напряжения. При отсутствии управляющего напряжения (Uу = 0) сопротивление считывающего электрода остается неизменным. Основным недостатком мемистора на сегодняшний день остается большая температурная зависимость его параметров.

Разнообразие вариантов построения систем АРУ во многом обусловлено различием в реализации преобразователя ошибки. Изменение, например, тока подогрева термистора возможно с помощью делителей напряжения, в которых используются регулируемый (переменный) резистор, регулируемая индуктивность или емкость. Классификация систем АРУ производится также по характеру зависимости между изменением уровня сигнала на входе ?рвх и выходе ?рвых линейного усилителя. Эта зависимость может быть условно названа амплитудной характеристикой системы АРУ. При этом различают статические и астатические системы АРУ.

Рассмотрим принцип работы АРУ на основе приемника ПМ1, блок ТУ514.



Автоматическая регулировка усиления (АРУ) допускает изменение сигнала на выходе не более чем на 30% при изменении входного сигнала на 60 дб в режимах ВИМ и КИМ.Динамический диапазон АРУ составляет не менее 60 дб, причем усиление каналов вертикальной и горизонтальной поляризации поддерживается с разницей не превышающей 2 дб.В блоке предусмотрен режим как автоматической регулировки усиления «АРУ», так и ручной регулировки «РРУ». Выбор режима осуществляется переключением тумблера «Вид работы:АРУ-РРУ».

В режиме РРУ через замкнутые контакты тумблера (В10) подается постоянное напряжение +15В для включения реле (Р9), которое своими контактами подключает потенциометр (R24) «РРУ» ко входам аттенюаторов в блоках УПЧ1 иУПЧ2, БВС1 и БВС2.
Формирование сигналов

Виды и назначение регулировок. Любой, даже начинающий оператор СКТ знает, что без регулировок ни одну сеть не построить. Максимальное число регулировок приходится на период инсталляции СКТ, а максимальное число разновидностей регулировок – на головное оборудование. При этом из всех разновидностей регулировок (частота, полоса канала, наклон АЧХ, уровень сигнала, скорость цифрового потока и др.) наиболее часто встречаемой является регулировка уровней сигналов.
Подавляющее большинство регулировок уровней сигналов, не вдаваясь в технические аспекты принципа регулирования, жаргонно именуют регулировками усиления, что вполне оправданно, т.к. любую СКТ в первом приближении можно рассматривать как радиоприемное устройство специального назначения с большим числом усилительных каскадов. Именно рассмотрению данного вида регулировок (регулировка усиления) и посвящена настоящая статья.
Регулировки усиления можно разделить на два класса: ручная регулировка усиления (РРУ) и автоматическая регулировка усиления (АРУ).
Ручная регулировка усиления может быть выполнена на пассивных (в подавляющем большинстве – резистивных) или активных (электронных) компонентах. В простейшем случае РРУ выполняется в виде П-образного или Т-образного согласованного аттенюатора с характеристическим сопротивлением
Ro. Параметры элементов схем находятся через требуемый коэффициент ослабления по мощности ( по формулам:



В регулируемых аттенюаторах все три сопротивления (см. рис. 1) регулируются одновременно, по законам, описываемым в (1) и (2). Регулируемые аттенюаторы, выполненные по такому принципу, часто именуются резистивными столбиками (см. рис. 2). Очевидно, что использование переменных аттенюаторов значительно более удобно в эксплуатации. Тем не менее им присущ целый ряд недостатков:

• Возможность броска ослабления (до 1 dB) при механических воздействиях. Это связано со сложностью механического контакта, скользящего одновременно по трем пластинам, на которых методом толстопленочной технологии нанесен неоднородный по толщине резистивный слой разного удельного сопротивления.
• Низкая надежность и повышенная чувствительность к влаге, в связи с чем регулируемые аттенюаторы допустимо использовать только в условно герметичных корпусах (с классом защиты не ниже IP54).
• При регулировании изменяется неравномерность АЧХ и коэффициент возвратных потерь. Данный факт также обусловлен особенностями конструктивного исполнения аттенюаторов. Даже подгонка изготавливаемых резистивных пластин (осуществляется лазерным прожигом) не позволяет добиться равномерности ослабления по частоте и стабильности коэффициента отражения.

Напомним читателям, что коэффициент возвратных потерь1 R связан с коэффициентом отражения [Г], коэффициентом стоячей волны по напряжению Кст.U и коэффициентом бегущей волны Rбв зависимостями:

(3)

Значения различных коэффициентов согласования в зависимости от величины коэффициента возвратных потерь представлены в таблице 1. Там же представлена и величина вносимых потерь (an, обязанная рассогласованию только на одних (например, на входе) зажимах четырехполюсника (к которому можно отнести и аттенюатор).
Таблица 1.

R, dB

6

10

14

18

22

26

[Г], ед.

0,50

0,32

0,20

0,13

0,08

0,05

Кст.U ед.

3,01

1,93

1,50

1,29

1,17

1,11

Кбв, ед.

0,33

0,52

0,67

0,78

0,85

0,91

an, dB

1,26

0,46

0,18

0,07

0,03

0,01

Фиксированные аттенюаторы выполняются с использованием высокоточных ЧИП резисторов по SMD технологии (технология поверхностного монтажа), в связи с чем достигается высокая точность ослабления при малой неравномерности АЧХ и отличном согласовании в очень широком диапазоне частот.РРУ на активных электронных компонентах максимально приближена к АРУ. Принцип работы основан на изменении коэффициента передачи под воздействием управляющего напряжения Uупр. Наиболее широкое применение нашли диодные и транзисторные регуляторы. Диодные регуляторы (см. рис. 3), в сравнении с транзисторными, обладают более широким диапазоном рабочих частот2, хорошим согласованием во всем диапазоне регулирования, высокой температурной стабильностью, большой глубиной регулирования (до 40...60 dB), малыми начальными потерями и малой неравномерностью АЧХ. Главным минусом диодных РРУ является отсутствие положительного коэффициента передачи (усиления). Тем не менее, благодаря своим достоинствам, они находят широкое применение в самых разнообразных схемотехнических решениях.

Другими, не менее распространенными, являются РРУ, выполненные на биполярных (рис. 4а) или двухзатворных полевых транзисторах (рис. 4б). Основным достоинством транзисторных РРУ является их способность усиливать сигнал, т.к. по своей структуре они представляют собой традиционный усилительный каскад, в котором изменение коэффициента передачи достигается за счет изменения положения рабочей точки. Этим обусловлены и недостатки таких РРУ: искажения АЧХ при регулировании, ограниченный частотный диапазон, пониженный динамический диапазон и изменение входного/выходного иммитансов3, из-за чего нарушается режим согласования. За счет отмеченных недостатков транзисторные регуляторы большей частью находят применение в канальных усилительных устройствах, например, в составе канальных модулей головных станций (ГС). Для устранения отмеченных недостатков транзисторных регуляторов (обобщенный термин, к которому можно отнести как РРУ, так и АРУ) используются специальные схемотехнические ухищрения, например, в виде использования каскодных или дифференциальных каскадов (рис.5).

Основные положения по АРУ. На входе практически любого усилительного устройства (домовой или магистральный усилитель, оптический узел, приемный модуль ГС и т.п.) присутствуют сигналы с изменяющейся амплитудой. Для устройств СКТ большей частью характерно медленное изменение входного уровня (в основном, это погодные, суточные и сезонные изменения). Пожалуй, единственным исключением является головная станция кабельных модемов (CMTS – Cable Modem Termination System), на входе приемников которой уровни сигналов временами могут изменяться на десятки децибел. В составе таких систем используются специальные импульсные быстродействующие АРУ. Всякое изменение уровня входного (а следовательно, и выходного) сигнала вызывает его искажение. Так, снижение уровня входного сигнала приводит к снижению отношения сигнал/шум (S/N), а его увеличение – к увеличению интермодуляционных составляющих второго и третьего порядков (CSO и СТВ соответственно). Более того, конечное устройство потребления (например, абонентский телевизионный приемник или кабельный модем – СМ) имеет вполне конечный ограниченный диапазон входных сигналов.
Все это вызывает необходимость использования встроенных систем автоматической регулировки усиления, позволяющих поддерживать относительно стабильный выходной уровень в заданном диапазоне входных сигналов. Важным моментом является тот факт, что при использовании АРУ номинальный коэффициент передачи усилительного устройства будет понижен как минимум на половинную величину диапазона регулирования АРУ (см. рис. 6). Например, если максимальный коэффициент передачи магистрального усилителя без АРУ составляет 35 dB, то его номинальный коэффициент усиления (в нормальных климатических условиях) при установке АРУ с начальными потерями в 1 dB и глубиной регулирования в ±5 dB составит 29 dB (35-1-5=29).

Управляющее напряжение Uупр снимается с части тракта передачи за счет включения направленного ответвителя, детектируется, усиливается и подается на регулируемое устройство (РУ). Поскольку действие АРУ зависит от напряжения сигнала (Uупр), то наиболее простой способ формирования управляющего напряжения состоит в использовании выпрямленного напряжения принимаемого сигнала. Как правило, амплитуды изменяющегося выпрямленного напряжения недостаточно, и в цепь регулирования вводят усилитель постоянного тока (УПТ). Требования к детектору, служащему для формирования управляющего напряжения, отличаются от требований, предъявляемых при приеме амплитудно-модулированных (АМ) сигналов, когда детектор воспроизводит огибающую колебаний. Если бы напряжение от детектора с такими свойствами было подано на РУ, то при возрастании амплитуды сигнала в такт с модуляцией коэффициент усиления уменьшался бы, а при убывании возрастал; в результате выходное напряжение имело бы практически постоянную амплитуду, т.е. цепь АРУ подавляла бы модуляцию принимаемого сигнала, что недопустимо, т.к. именно в ней заключена полезная информация.
Чтобы не было подавления модуляции, регулирующее напряжение не должно содержать переменной составляющей, соответствующей модуляции. Это можно обеспечить несколькими путями. Наибольшее распространение нашел следующий.

Постоянная времени RнСн на выходе детектора (см. рис. 7) увеличивается так, чтобы напряжение на конденсаторе Сн оставалось примерно равным максимальным амплитудам детектируемого напряжения. Этот процесс характеризуется очень медленным разрядом конденсатора. Выходное напряжение соответствует максимумам (пикам) амплитуды сигнала, не воспроизводя огибающей амплитуд. Такой детектор называется пиковым. Физически это означает, что время реакции АРУ много больше периода сигнала, несущего полезную информацию.

Существует несколько схем АРУ, отличающихся по своему структурному построению. Основные из них рассмотрены ниже.
Схема обратной АРУ. В этой схеме (рис. 8) управляющее напряжение (Uупр) подается со стороны выхода в направлении входа РУ, что и обусловило название этого вида АРУ. Детектор АРУ (ДЕТ) с учетом его коэффициента передачи КД обеспечивает управляющее напряжение, пропорциональное уровню выходного сигнала: Uупр = КД. Купр.Uвых. Фильтр АРУ (ФНЧ) отфильтровывает составляющие частот модуляции и пропускает медленно меняющиеся составляющие напряжения Uупр.
Цепь АРУ, состоящую только из детектора и фильтра, называют простой АРУ. В цепь АРУ может включаться усилитель, устанавливаемый после детектора (УПТ). В высококачественных АРУ (например, приемных модулях профессиональных ГС) усилитель иногда включают и до, и после детектора. В широкополосных усилителях СКТ из-за низких требований, предъявляемых к стабильности уровня выходного сигнала (обычно 0,3...0,5 dB) и малого диапазона изменения уровня входного сигнала (обычно не более ±5 dB), с целью минимизации стоимости усилителя в целом, усилитель до детектора практически никогда не устанавливают, а используют только УПТ.

Характеристики различных видов АРУ представлены на рис. 9. Если используется простая АРУ (т.е. без усилителя), то при увеличении Uвх уровень выходного сигнала изменяется в меньшее число раз, чем входное напряжение. С повышением Uвых увеличивается Uупр и соответственно уменьшается коэффициент передачи Ко. Недостаток простой АРУ состоит в том, что коэффициент передачи РУ уменьшается и при усилении слабых сигналов, когда этого не требуется. Выход из положения состоит в отключении АРУ при входном напряжении, меньшим Uвх. min (точка А на рис. 6). Включение АРУ “задерживается” до достижения входным напряжением значения Uвх. min. Такая регулировка называется АРУ с задержкой или задержанной АРУ. В случае задержанной регулировки детектор срабатывает только при превышении некоторого порогового значения, устанавливаемого на заводе-изготовителе или самим оператором СКТ. С этой целью используется диодный или транзисторный (обладает большей чувствительностью и коэффициентом передачи) детектор, “подзапертый” постоянным напряжением (рис. 10а). Детектор не будет действовать, пока U < Uз, т.е. управляющее напряжение Uупр, подаваемое на РУ, будет отсутствовать (рис. 10б).

При идеальной работе цепи АРУ с задержкой для Uвх >Uпор (рис. 9) напряжение на выходе РУ постоянно (пунктирная линия рис. 9). По мере увеличения коэффициента усиления УПТ характеристика АРУ все в большей степени приближается к идеальной. Особенностью обратной регулировки является тот факт, что она принципиально не позволяет реализовать идеальную характеристику АРУ. Для обратной АРУ необходимо приращение выходного напряжения DUвых. Если допустить, что АРУ идеальна, то DUвых = 0, при этом Uупр = const, Ko = const, регулировка отсутствует, а, следовательно, Uвых. должно возрастать.

Схема прямой АРУ представлена на рис. 11. Управляющее напряжение Uупр формируется за счет детектирования входного напряжения Uвх. Выходное напряжение Uвых = KoUвх. При увеличении Uвх уменьшается Ko; при этом их произведение может оставаться постоянным, что в принципе позволяет реализовать идеальную характеристику АРУ (рис. 12), но практически добиться этого не удается.Прямой АРУ свойствен ряд недостатков, основной из которых состоит в необходимости включать перед детектором в цепи АРУ дополнительный высокочастотный (ВЧ) усилитель с большим коэффициентом усиления. Применительно к широкополосным усилителям СКТ такой вариант вообще является неприемлемым. Более того, прямая АРУ также нестабильна, т.е. подвержена воздействию различных дестабилизирующих факторов. В связи с этим она нашла ограниченное применение.

62. Настройка резонансных цепей преселектора.

В современных ПРПУ используется в основном два вида настройки резонансных цепей преселектора; фильтровая и перестраиваемая (иногда комбинация этих видов настройки). В первом случае процесс настрой-



ки преселектора ПРПУ практически сводится к коммутации фильтра, в полосе пропускания которого находится принимаемая частота сигнала. При перестраиваемой настройке декаметровый диапазон, как правило, разбивается на ряд поддиапазонов и процесс настройки начинается с включения трубуемого поддиапазона с последующей перестройкой в пределах этого поддиапазона избирательных цепей преселектора на частоту сигнала. При этом возможна плавная или дискретная перестройка избирательных цепей. Переключение фильтров входного устройства и поддиапазонов включает две операции. Первая состоит в выработке сигнала управления для цепи переключения. Этот сигнал вырабатывается в блоке управления после набора на передней панели приемника значения требуемой частоты принимаемого сигнала. Набор значений требуемой частоты может осуществляться либо с помощью клавишного поля (клавиатуры), либо с помощью декадных переключателей. Вторая операция - коммутация селективных цепей или их реактивных элементов. Разбивка декаметрового диапазона на поддиапазоны. Диапазону 3...30 МГц соответствует коэффициент перекрытия Кл = Ю. Отсутствие настроечных элементов, позволяющих реализовать такой Кц, а также невозможность обеспечения постоянства основных параметров РПУ в таком широком диапазоне рабочих частот, заставляет делить диапазон на ряд поддиапазонов. При уменьшении числа поддиапазонов трудно обеспечить высокие и малозависящие от частоты настройки параметры приемника, увеличение же числа поддиапазонов усложняет схему настройки. В РПУ обычно используется два принципа разбивки на поддиапазоны. При первом все поддиапазоны имеют равный частотный интервал, при втором - равные Кп.

В первом случае ширина поддиапазона постоянна и нижний ноддиапазон имеет наибольший коэффициент перекрытия Кв., который обычно определяется исходя из максимального Ко. настроечного элемента. При реализации второго принципа ширина увеличивается для поддиапазона более высоких частот. В РПУ очень часто указанные два принципа разбивки на поддиапазоны объединяются. Так, в низкочастотной части декаметрового диапазона применяется принцип постоянного Кп, а ъ высокочастотной части - принцип равных частотных интервалов. Число поддиапазонов обычно составляет 4...6, однако имеются ПРПУ с большим числом поддиапазонов (например, в отечественном ПРПУ «Призма» число поддиапазонов 10).

Остальные ответы на вопросы Вы найдёте в учебнике: Головин О.В. Г61 Радиоприемные устройства: Учеб. Для техникумов. – М.: Высш. шк., 1997. – 384с.: ил.

 

Рис.7а.  Принципиальная схема усилителя  с ФСС

1

Рис.7б. АЧХ усилителя с ФСС


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

15356. Влияние современной игрушки на развитие личности ребенка 224 KB
  Влияние современной игрушки на развитие личности ребёнка Содержание Введение 1. Возникновение и историческое развитие игрушки Игрушка элемент культуры Народная игрушка Современ...
15357. Изучение возникновения, развития и разрешения конфликта Галактика-Плюс 186.5 KB
  Целью данной работы является изучение возникновения, развития и разрешения конфликта при помощи системного подхода и анализа на примере частного предприятия «Галактика-Пресс».
15358. Исследование системы управления на предприятии ООО Весна 198.5 KB
  В работе сделана попытка анализа системы управление организацией, рассмотрен алгоритм её построения. На основе теоретических знаний проведён анализ структуры управления ООО «ВЕСНА-К», сделаны предложения по совершенствованию системы менеджмента.
15359. История бух учета 155 KB
  Развитие учета - это развитие бухгалтерской мысли. Суть эволюции бухгалтерской мысли можно представить как последовательное восхождение от конкретного ко все более абстрактному пониманию хозяйства...
15360. Конституционно-правовой статус Конституционного Суда Российской Федерации 130 KB
  Конституционноправовой статус Конституционного Суда Российской Федерации Введение Конституционный суд России является одним из ведущих элементов механизма правовой охраны Конституции Российской Федерации и важным звеном системы сдержек и противовесов. Конст...
15361. Психологическая адаптация приемных детей 273.5 KB
  Введение России принадлежит печальное первенство: треть всех сирот мира живет здесь. В то же время только 1 россиян заявляет о своем желании усыновить или взять на патронатное воспитание ребенка из детского дома ссылка. По официальным данным 62 всех усыновлений в Росс
15362. Методика проведения социометрического исследования 301 KB
  ВВЕДЕНИЕ Создание и развитие социометрической методики связано с именем известного в практической психологии человека Якобом Леви Морено. Еще в ЗОе годы он создал социометрию как удобную в практике методику для изучения эмоциональных связей в группе. Связи тако
15363. Нормирование труда как функция организации труда 170 KB
  Научно обоснованные нормы труда позволяют оценить результаты трудовой деятельности каждого работника, каждой бригады и сравнить их результаты. Только при сравнении выявляются передовики и отстающие.
15364. Нормирование труда. Принципы, методы, формы 91.5 KB
  Введение За последние годы произошли радикальные сдвиги в общественнополитической и экономической жизни страны. Курс проводимых реформ радикально преобразил социальнотрудовую сферу. В условиях растущих экономических и социальных трудностей проблемы отношен...