4029

Інтегральні вимірювальні підсилювачі для використання в ЦВП (принцип дії, основні параметри, схеми включення, провідні світові виробники)

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Вступ Курсова робота на тему Інтегральні вимірювальні підсилювачі для використання в ЦВП (принцип дії, основні параметри, схеми включення, провідні світові виробники) виконана згідно з навчальним планом по дисципліні Цифрові вимірювальні прилади...

Украинкский

2012-11-12

1 MB

39 чел.

Вступ

Курсова робота на тему «Інтегральні вимірювальні підсилювачі для використання в ЦВП (принцип дії, основні параметри, схеми включення, провідні світові виробники)» виконана згідно з навчальним планом по дисципліні Цифрові вимірювальні прилади, на кафедрі Метрології, стандартизації та сертифікації.

До цифрових вимірювальних приладів (ЦВП) відносяться засоби вимірювань, в яких вихідна вимірювальна інформація представляється в кодованій (цифровій) формі. Вони виникли і почали розвиватися в зв’язку з необхідністю підвищення точності і швидкодії засобів вимірювань.

Операційним підсилювачем (ОП) називається підсилювач електричних сигналів, призначений для виконання різних операцій над аналоговими величинами при роботі в схемі з негативним зворотним зв'язком (НЗЗ). Своєю назвою ОП зобов'язаний використанню його спочатку в приладах аналогової техніки. Надалі галузь застосування ОП значно розширилася. З появою інтегральних ОП вони почали широко використовуватися в приладах посилення, генерування, фільтрації, модулювання й демоделювання сигналів і багатьох інших приладах.

Операційний підсилювач спочатку був спроектований для виконання математичних операцій (звідси його назва), шляхом використання напруги як аналогової величини. Такий підхід лежить в основі аналогових комп'ютерів, в яких ОП використовувалися для моделювання базових математичних операцій (складання, віднімання, інтеграція, диференціювання і т.д.). Проте ідеальний ОП є багатофункціональним рішенням схемотехніки, він має безліч застосувань крім математичних операцій. Реальні ОП, засновані на транзисторах, електронних лампах або інших активних компонентах, виконані у вигляді дискретних або інтегральних схем, є наближенням до ідеальних.

Перший широко доступний ОП в інтегрального виконання, був випущений ще в далеких 1960-х роках. Це був легендарний μA709 - ОП фірми Fairchild, виконаний за біполярною технологією, розроблений Робертом Відларом (англ. Robert J. Widlar) в 1965 році. Майже відразу ж на заміну μA 709 з'явився μA 741, який мав кращі характеристики, був стабільніший і простіший у використанні. ОП μA 741 проводиться до цих пір, він став справді всюдисущим в електроніці - багато виробників випускають версії цього класичного чіпа (їх можна дізнатися по числу "741" в найменуванні). Пізніше були розроблені ОП і на іншій елементній базі: на польових транзисторах з p-n переходом (кінець 1970х) і з ізольованим каналом (почало 1980-х), що дозволило істотно поліпшити ряд характеристик. Багато з сучасніших ОП можуть бути встановлені в схеми, спроектовані для 741 без яких-небудь допрацювань, при цьому характеристики схеми тільки покращають.

Застосування ОП в електроніці надзвичайно широке - операційний підсилювач, елемент, що найчастіше зустрічається, в аналоговій схемотехніці. Додавання лише декілька зовнішніх компонентів робить з ОП конкретну схему аналогової обробки сигналів. Стандартні ОП коштують всього декілька центів в крупних партіях, але підсилювачі з нестандартними характеристиками (інтегрального або дискретного виконання) можуть коштувати $100 і вище.

Всі основні терміни, визначення й літерні позначення електричних параметрів, що відносяться до ОП, наведені в ДСТУ 2305-93.

Більшість сучасних ОП мають убудований захист виходу від короткого замикання й захист входу від небезпечних синфазних і диференціальних напруг. Деякі ОП випускають із убудованою частотною корекцією, що не вимагає додаткових елементів для забезпечення стійкості ОП у схемах із НЗЗ.

Робота написана на 57 сторінках, містить 1 таблицю, 36 рисунків.


1. Загальні відомості про ОПераційні підсилювачі

Статичні й динамічні властивості ОП характеризуються сукупністю електричних параметрів і характеристик[6]. У цій сукупності можна виділити декілька подібних по значеннєвому змісті груп параметрів. Перша група відбиває вихідну напругу спокою і його нестабільність, приведені до входу ОП, і включає напругу зсуву (Uсм), середній вхідний струм (Івх) і різницю вхідних струмів (івх), a також коефіцієнти впливу на ці параметри зміни температури, часу й нестабільності напруг джерел живлення. Друга група характеризує підсилювальні властивості ОП для диференціальних і синфазного вхідних напруг у режимі «малого сигналу» й імітаційні властивості й містить: коефіцієнт підсилення по напрузі (Ку), коефіцієнт ослаблення синфазних вхідних напруг (Kсф), вхідні опори для диференціальних і синфазного вхідних напруг (rвх, rсф), а також частотні й перехідні характеристики ОП. У третю групу можна об'єднати параметри, що відбивають поводження ОП у режимі «великого сигналу». До них ставляться швидкість наростання вихідної напруги (υ), гранична частота (fгр) і частота одиничного посилення (fед). Четверта група параметрів характеризує шумові властивості ОП і включає нормовані ЭДС і струми шуму.

1.1.Класифікація ОП

За типом елементної бази операційні підсилювачі бувають:

- на біполярних транзисторах

- на польових транзисторах.

Операційні підсилювачі, що випускаються промисловістю, постійно удосконалюються, параметри ОП наближаються до ідеальних. Проте покращити всі параметри одночасно технічно неможливо або недоцільно із-за подорожчання отриманого чіпа. Для того, щоб розширити область застосування ОП, випускаються різні їх типи, в кожному з яких один або декілька параметрів є видатними, а інші на звичайному рівні (або навіть трохи гірше). Це виправдано, оскільки залежно від сфери застосування від ОП потрібне високе значення того або іншого параметра, але не всіх відразу. Звідси витікає класифікація ОП по областях застосування:

- індустріальний стандарт. Так називають широко вживані, дуже дешеві ОП загального застосування з середніми характеристиками. Приклад: Lm324.

- прецизійні ОП мають дуже малу напругу зсуву, застосовуються в точних вимірювальних схемах. Зазвичай ОП на біполярних транзисторах по цьому показнику дещо краще, ніж на польових. Також від прецизійних ОП потрібна довготривала стабільність параметрів. Виключно малими зсувами володіють стабілізовані перериванням ОП. Приклад: Ad707 [2] з напругою зсуву 15 мкв.

- з малим вхідним струмом (електрометрії) ОП. Всі ОП, що мають польові транзистори на вході, володіють малим вхідним струмом. Але серед них існують спеціальні ОП з виключно малим вхідним струмом. Щоб повністю реалізувати їх переваги, при проектуванні пристроїв з їх використанням необхідно навіть враховувати витік струму по друкарській платі. Приклад: Ad549 з вхідним струмом 6·10-14 А.

- мікропотужні і програмовані ОП споживають малий струм на власне живлення. Такі ОП не можуть бути швидкодіючими, оскільки малий споживаний струм і висока швидкодія - взаїмовиключаючі вимоги. Програмованими називаються ОП, для яких всі внутрішні струми спокою можна задати за допомогою зовнішнього струму, що подається на спеціальне виведення ОП.

- Потужні ОП можуть віддавати великий струм в навантаження.

- високовольтні ОП. Вся напруга для них (живлення, синфазне вхідне, максимальне вихідне) значно більше, чим для ОП широкого застосування.

- швидкодіючі ОП мають високу швидкість наростання і частоту одиничного посилення. Такі ОП не можуть бути мікропотужні.

Можливі також комбінації даних категорій, наприклад, прецизійний швидкодіючий ОП

1.2. Ідеальний ОП

Для того, щоб розглядати функціонування ОП в режимі із зворотним зв'язком, необхідно спочатку ввести поняття ідеального операційного підсилювача[7]. Ідеальний ОП є фізичною абстракцією, тобто не може реально існувати, проте дозволяє істотно спростити розгляд роботи схем на ОП завдяки використанню простих математичних моделей.

Ідеальний ОП описується формулою (1.1) і володіє наступними характеристиками:

1. нескінченно великий коефіцієнт посилення з розімкненою петлею зворотнього зв'язку Kу.

2. нескінченний великий вхідний опір входів  і . Іншими словами, струм, що протікає через ці входи, рівний нулю.

3. нульовий вихідний опір виходу ОП.

4. нескінченно велика швидкість наростання напруги на виході ОП.

5. смуга пропускання: від постійного струму до безкінечності.

6. коефіцієнт підсилення синфазного сигналу рівний нулю.

7. вихідна напруга рівна нулю, коли напруга на двох входах однакова (напруга зсуву рівна нулю).

Перераховані характеристики не залежать від температури і зміни напруги живлення.

Ідеальний ОП описується формулою

    (1.1)

де  ─ напруга на неінвертуючому вході;

─ напруга на інвертуючому вході;

Ку ─ коефіцієнт підсилення з розімкненою петлею зворотнього зв’язку.

Пункти 4 і 5 насправді виходять з формули (1.1), оскільки в неї не входять тимчасові затримки і фазові зрушення. З перерахованих умов виходить властивість ОП, що спрощує розгляд схем з його використанням:

Ідеальний ОП, охоплений негативним зворотним зв’язком, підтримує однакову напругу на своїх входах (пункти 3,4).

Тобто виконується рівність:

    (1.2)

Легко переконатися в справедливості рівності (1.2). Допустимо, (1.2) порушено ─ має місце невелика різниця напруги. Тоді вхідна диференціальна напруга, посилена в ОП, викликала б (внаслідок нескінченного коефіцієнта посилення) нескінченно велику вихідну напругу, яка ще зменшила б різницю вхідної напруги. І так до тих пір, поки рівність (1.2) не буде виконана. Відмітимо, що вихідна напруга може бути будь-якою – воно визначається видом зворотного зв’язку і вхідною напругою.

1.2.1 Простий неінвертуючий підсилювач на ОП

З розгляду принципу роботи ідеального ОП виходить дуже проста методика проектування схем[7]:

Хай, необхідно побудувати ланцюг на ОП з необхідними властивостями. Необхідні властивості полягають перш за все в заданому стані виходу (вихідна напруга, вихідний струм і т.д.), який, можливо, залежить від якої-небудь вхідної дії. Для створення схеми потрібно підключити до ОП такий зворотний зв’язок, щоб при необхідному вихідному стані досягалася рівність напруги на входах ОП (що інвертує і не інвертує), а зворотний зв’язок був би негативним.

Таким чином, необхідний стан системи буде стійким станом рівноваги, і система в нім знаходитиметься необмежено довго. Користуючись цим спрощеним підходом, нескладно отримати просту схему підсилювача.

Від підсилювача потрібна наявність на виході напруги, що перевищує вхідне в Kу разів. Відповідно до приведеної вище методики подамо на неінвертуючий вхід ОП сам вхідний сигнал, а на інвертуючий – вихідний сигнал, поділений в K разів резистивним дільником напруги.

Коефіцієнт передачі підсилювача, побудованого на ОП з чималим посиленням, практично залежить тільки від параметрів зворотного зв’язку. Це корисна властивість дозволяє проектувати системи з дуже стабільним коефіцієнтом передачі, необхідні, наприклад, при вимірюваннях і обробці сигналів.

1.2.2 Відмінність характеристик ідеального ОП від реального

Відмінність характеристик реальних операційних підсилювачів від ідеальних полягає в наступному:

- вхідний струм. Невеликий струм, який називається вхідним струмом зсуву Ісм , входить в вхідні зажими (або витікає, в залежності від типу ОП). Цей струм рівний половині суми вхідних струмів, виміряних при зєднанні входів між собою (два вхідних струми приблизно рівні між собою і представляють собою просто базові струми вхідних транзисторів). Роль вхідного струму зсуву полягає в тому, що він утворює падіння напруги на резисторах кола зворотнього звязку і зміщення, а також на опорі джерела живлення. Від того на скільки малі опори цих резисторів, залежить вплив цього струму на параметри схеми по постійному струму і відхилення вихідної напруги.

Промисловість випускає ОП з вхідними струмами порядку нонаампер і нижче для схеми з входами на біполярних транзисторах і порядку декілька пікоампер (10-6 мкА) для схем з входами на польових транзисторах. Самі малі струми зміщення має схема з транзисторами Дарлінгтона з дуже великим значенням коефіцієнта β і схема з польовим МОП-транзисторами. Як правило, транзисторні ОП, призначені для використання в системах з високою швидкодією, мають великі струми зміщення.

- вхідний струм зсуву. Вхідним струмом зсуву називають різницю двох вхідних струмів. На відміну від вхідного струму зміщення струм зсуву Ізсв зумовлений відхиленнями в технологічному процесі виготовлення ОП, так як в відсутності таких відхилень струми зміщення на двох симетричних колах були б однаковими. В результаті, навіть, при наявності на входах джерел з однаковими опорами падіння напруги на входах ОП будуть різними, і, відповідно, між входами буде існувати різниця напруг. Звичайно струм зсуву становить приблизно одну десяту частину струму зміщення.

- вхідний опір. Визначається вхідним опором для диференціального сигналу (опір з сторони одного з входів при заземленні другого), який звичайно значно менший, ніж опір для синфазного сигналу (типовий вхідний каскад виглядає як диференційний підсилювач з джерелом струму). В зв’язку з тим, що для від’ємного зворотнього зв’язку існує ефект самостійної установки входів (від’ємна зворотній зв’язок прагне підтримувати на двох входах однакову напругу і значно зменшує диференціальний вхідний сигнал).

- вхідний діапазон синфазного сигналу. Для того, щоб ОП працював правильно, напруга на його входах повинна знаходитися в межах певного діапазону значень, який, звичайно, не перевищує повного діапазону напруг живлення. Якщо напруга на входах виходить за межі цього діапазону, то коефіцієнт підсилення ОП може різко змінитися і навіть поміняти знак. Існують такі ОП, у яких вхідний діапазон синфазного сигналу обмежений знизу від’ємною напругою або обмежений зверху позитивною напругою. Крім того, визначаються максимально допустимі вхідні напруження при яких проходить розрушення схеми.

- вхідний діапазон диференціального сигналу. Для деяких ОП допустиму напругу між входами обмежено такими малими значеннями, як наприлад, ±0,5В, але для більшості схем допустимі диференціальні вхідні сигнали можуть досягати значення напруги живлення. Перевищення заданого максимуму може викликати погіршення характеристик або розрушення схеми ОП.

- вхідний опір; залежність розмаху вихідної напруги від опору загрузки. Вихідний опір Rвих – це власне вихідний опір ОП без зворотнього зв’язку. Зворотній зв’язок робить вихідний опір дуже малим (або дуже збільшує його в випадку зворотнього зв’язку по струму); тому велике значення має максимально допустимий вихідний струм, рівний, як правило, приблизно 20мА. Часто залежність розмаху вихідної напруги від опору загрузки зображають в виді графіка, а інколи просто приводять декілька значень для типових опорів загрузки. Для деяких ОП розмах вихідної напруги обмежений джерелом від’ємної напруги, а це дуже зручно при використання в схемі єдиного джерела живлення позитивної напруги, так в даному випадку напруга на виході може змінюватися до потенціалу землі.

- коефіцієнт підсилення по напрузі і фазовий зсув. Звичайно коефіцієнт підсилення по напрузі для постійного струму знаходиться в межах від 100000 до 1000000, зменшується з ростом частоти, і на частоті, що лежить в межах від 1 до 10 МГц, коефіцієнт підсилення зменшується до одиниці. Звичайно будують графік залежності коефіцієнта підсилення по напрузі при розімкненому колі зворотнього зв’язку від частоті.

- вхідна напруга зсуву. Відхилення, яке виникає в процесі виготовлення ОП, приводять до того, що вхідні каскади ОП мають деяке розбалансування. Якщо при нульовому вхідному сигналі входи ОП з’єднати між собою. То вихід схеми буде насичений, і вихідна напруга буде рівна або Uкк або Uєє. Різниця вхідних напруг необхідна для того щоб вихідна напруга стала рівна нулю. Звичайно в ОП буває передбачена можливість зменшення вхідної напруги зсуву до нуля (настройка нуля).

Для точних систем не менше значення, ніж сам зсув, має дрейф вхідної напруги зсуву під впливом температури і часу, так як початковий зсув можна зробити рівним нулю.

- швидкість наростання. «Компенсаційна» ємність ОП і невеликі внутрішні струми обмежують швидкість зміни вихідної напруги навіть при умові великого розбалансування входів. Максимальну швидкість вихідної напруги звичайно називають швидкість наростання. Швидкість наростання обмежує амплітуду синусоїдального вихідного сигналу при перевищенні деякої критичної частоти (частоти при якій для отримання повного розмаху вихідної напруги швидкість наростання ОП повинна бути максимальною), цим пояснюється введення в специфікації «графіка залежності розмаху вихідної напруги від частоти». Для ОП з зовнішньою корекцією швидкість наростання залежить від використаної схеми корекції.

- вплив температури. Всі розглянуті вище параметри залежать від температури. Однак, звичайно це не впливає на роботу схеми, так, наприклад, найбільша зміна коефіцієнта підсилення майже повність компенсує зворотній зв’язок. Винятки складають вхідна напруга зсуву і вхідний струм зсуву. Їх залежність від температури проявляється в появі дрейфу вихідної напруги після того, як з допомогою регулювання вхідні сигнали були зведені практично до нуля.

Також потрібно згадати, що на характеристики ОП ставляться такі обмеження, як коефіцієнт послаблення синфазних сигналів, коефіцієнт послаблення впливу джерела напруги живлення, шумова вхідна напруга і шумовий струм і перехідні викривлення на виході.

1.3. Еквівалентна схема ОП

ОП, незважаючи на свою складну внутрішню структуру, може розглядатися як єдиний елемент із гарантованими вхідними й вихідними параметрами[4]. У багатьох випадках ОП можна замінити ідеалізованою моделлю, яка має нескінченно великий коефіцієнт підсилення по напрузі в необмеженій смузі частот і нескінченно малі вхідні струми й напруга зсуву. На рис. 1.1 показана еквівалентна схема реального ОП для низьких частот .Що не інвертує й інвертує входи ОП і відповідні їм параметри на схемі позначені знаками (+) і (-). Колами, розділеними на сектори, на схемі позначені ідеальні суматори (чорний сектор позначає інверсію вхідного сигналу). Тракт передачі синфазного сигналу показаний у вигляді суматора Σ1 и безінерційної ланки з коефіцієнтом передачі 1/2/Ксф. Еквівалентні опори зовнішніх ланцюгів, наведені до входів ОП, на схемі позначені R1, R2. Інші елементи еквівалентної схеми позначені відповідно до прийнятого вище позначеннями параметрів ОП.

Рис.1.1. Еквівалентна схема ОП для низьких частот

1.4. Параметри ОП

Параметри ОП, що характеризують його якість, досить численні. Основні з них наступні:

Коефіцієнт підсилення (Ку) відношення приросту значення вихідної напруги до його зміни, що викликала, диференціальної вхідної напруги.

Напруга зсуву (U) напруга, який необхідно прикласти між входами ОП для одержання нуля на виході ОП.

Середній вхідний струм (iвх) — середнє арифметичне значення вхідних струмів, виміряних при такій вхідній напрузі, при якому вихідна напруга ОП дорівнює нулю. Вхідні струми забезпечують лінійний режим роботи ОП і не залежать від опорів R1 і R2. Вхідні струми викликають дві складові похибки ОП:

- складову, викликану нерівністю опорів R1 і R2,

    (1.1)

де iвх=( і + і)/2;  ∆R=R1- R2 ;

-складову, яка викликана нерівністю вхідних струмів і, і

    (1.2)

де R=R1=R2;  ∆iвх=( і + і) ─ різниця струмів.

Різниця вхідних струмів (iвх) — абсолютне значення різниці струмів двох входів підсилювача, обмірюваних тоді, коли напруга на виході ОП дорівнює нулю.

Температурний дрейф вхідного струму — коефіцієнт, який дорівнює відношенню максимальної зміни вхідного струму ОП до його зміни навколишньої температури.

Температурний дрейф вхідних струмів приводить до додаткової похибки

    (1.3)

Uiвх=RTdiвх/dT ,      (1.4)

де ∆T  діапазон зміни температури.

Значення температурних коефіцієнтів вхідного струму й різниці вхідних струмів приводяться в довідкових даних усередненими в певному температурному діапазоні. Для ОП, виконаних на біполярних кремнієвих транзисторах, температурний дрейф вхідного струму в області підвищених температур звичайно трохи менше й становить приблизно diвх/dT=N*iвх, де T>25С, N = -0,005 %/C, при T<25С, N=-0,015 %/C.

Тому що вхідні струми ОП є базовими струмами вхідних транзисторів, то їхнє значення і дрейф залежать також від коефіцієнта підсилення транзистора по струму βт. З огляду на те, що часовий дрейф βт транзистора порівняно великий, то і значення тимчасового дрейфу вхідних струмів ОП порівняно велике.

Вхідний опір (rвх) — опір одного із входів ОП, у той час як інший вхід закорочений. Це опір також називають вхідним опором для диференціального сигналу.

Вхідний опір для синфазного сигналу (rсф) величина, рівна відношенню збільшення синфазної вхідної напруги до приросту середнього вхідного струму ОП (rсф звичайно на 1—2 порядки більше rвх).

Коефіцієнт ослаблення синфазного сигналу (Kсф) — відношення коефіцієнта підсилення диференціального сигналу Ку до коефіцієнта підсилення синфазного сигналу Kу.сф (Kу.сф визначається, як відношення зміни вихідної напруги до викликаної її зміною синфазного вихідного сигналу). Ксф звичайно виражається в децибелах, Ксф = 20 lg(Kу/ Kу.сф).

Коефіцієнт впливу нестабільності джерела живлення (KП) відношення зміни напруги зсуву до викликаного його зміною одної з живлячих напруг ∆Еп.

Вихідний опір (rвих) відношення приросту вихідної напруги ОП до викликаною його активною складовою вихідного постійного або змінного струму.

Частота одиничного посилення (fед) — частота, на якій модуль коефіцієнта підсилення ОП дорівнює одиниці. Частота одиничного посилення при 100%-ному НЗЗ із колами корекції частотної характеристики ОП називається частотою зрізу (fзр).

Гранична частота (fгр) — максимальна частота синусоїдального сигналу, при якій зберігається гарантований ефективний діапазон синусоїдальної вихідної напруги ОП.

Максимальна швидкість наростання вихідної напруги (v) — найбільша швидкість зміни вихідної напруги ОП при подачі на його вхід імпульсу прямокутної форми максимально припустимої амплітуди.

Час відновлення вихідної напруги — час із моменту зняття вхідної напруги до моменту, при якому Uвих=0,1*Uнас, де Uнас ─ напруга насичення ОП.

Час установлення вихідної напруги — час, протягом якого вихідна напруга ОП змінюється від рівня 0,1 до рівня 0,9 від сталого значення при аперіодичному процесі й при впливі на вхід імпульсу напруги прямокутної форми.

Шумові характеристики ОП. Еквівалентна схема ОП з шумовими джерелами напруги й струму показана на рис.1.4.1.а. Напруга шуму містить у собі три некорельовані складові: Uш1 ─ складову, обумовлену тепловим шумом (білий шум), Uш2 — складову, обумовлену дифузією неосновних носіїв, Uш3 — складову, викликану поверхневими явищами в напівпровіднику (фліккер-шум або рожевий шум):

 (1.5)

Значення шумового струму залежить від вхідного струму й смуги пропущення ОП:

   (1.6)

де q – заряд електрона.

Рис.1.2. Еквівалентна схема ОП з джерелами шуму (а) і спектральні характеристики мікросхеми 140УДІБ(б, в)

У практичних розрахунках шумові складові Uш й іш з достатнім ступенем точності можна вважати некорельованими. Крім того, шумові складові по окремих входах ОП також можна вважати некорельованими і приблизно однаковими. Таким чином, якщо іш1= іш2, R1= R2= R, то сумарна шумова напруга, подана на вхід ОП

=  (1.7)

де              (1.8)

,     (1.9)

,    (1.10)

(1.11)

де, k=1,38*10-28 Дж/К.

Спектральна щільність білого шуму Sб(f) = S0 приблизно однакова у всій смузі пропущення ОП. Спектральна щільність рожевого шуму зростає в області низьких частот пропорційно 1/f, тобто Sp (f) = So*fo/f , де fo — частота, на якій Sб(f)= So(f). Сумарну спектральну щільність шуму можна записати в наступному виді:

  (1.12)

Нормовані характеристики шуму ОП типу 140УД7 наведені в таблиці 1. На рис.1.2, б, в показані спектральні характеристики ОП 140УДІБ.

Таблиця 1. Нормовані характеристики шуму ОП типу 140УД7

Частота, Гц

Напруга шуму Uш, нВ/Гц

Струм шуму іш, нА/Гц

10

30

2

100

20

0,4

1000

17

0,2

10000

13

0,15

1.5. Виробники ОП

В продаж постійно поступають різноманітні підсилювачі: одні з них відрізняються низьким рівнем шумів, інші – великою потужністю або великим динамічним діапазоном[2]. Підсилювачі можуть призначатися або для широкої області частот, або для визначення полоси частот, використовуваного звязку. Наприклад, UTO-514 фірми Avantek, має підсилення 15 дБ в полосі частот від 30 до 200 Мгц, коефіцієнт шуму 2 дБ (максимум), і нерівномірність підсилення в полосі частот ±0,75 дБ.

Комерційна конкуренція в відношенні підсилювальних модулів настільки же сильна, як і для інших ВЧ-модульних компонентів. Закінчені підсилювальні модулі випускають: Aertech/TRW, Avantek, Audin Vektor, Hewlett-Packard, Narda, Scientific Communications-Johnson, Winncom Technologies, Мікроприлад-Сервіс, IKS-Tehno, Тевало Україна, Телеком-Центр, Fortissimo.

На даному етапі випускають підсилювальні модулі в закінченому вигляді: в корпусі, притому різновидність корпусів і їх конфігурацій така, що може задовольнити любі вимоги.


2. Компенсація напруги зміщення ОПераційних підсилювачів

Практично напруга зсуву Uсм компенсується або балансуванням вхідного каскаду ОП (для цих цілей в ОП є спеціальні виходи), або включенням напруги, що компенсує, на один із входів ОП. При зміні температури з'являється додаткова складова напруги зсуву

    (2.1)

де  ─ коефіцієнт впливу температури на Uсм.

Внаслідок прогріву кристала мікросхеми або при швидкій зміні температури напруга зсуву може перетерплювати значні зміни. Залежно від розмірів кристала перехідний процес у повітрі встановлюється протягом 1-500 мкс (при включенні живлення). Швидка зміна навантаження також приводить до нерівномірного нагрівання кристала.

Характер зміни Uсм у часі при включенні живлення (повільний прогрів і стрибкоподібній зміні температури або навантаження показане на рис 2.1.

Рис.2.1. Графік зміни напруги зсуву ОП в часі при повільному і скачкоподібному прогріванні кристала.

Компенсація Uсм за допомогою балансування вхідного каскаду ОП приводить до додаткової похибки від температурного дрейфу. Так, якщо за допомогою змінного резистора, підключеного до спеціальних виводів ОП, збалансований перший (вхідний) каскад, те температурний дрейф напруги зсуву збільшиться в порівнянні з вихідним температурним дрейфом приблизно на величину

    (2.2)

де Uсм – величина скомпенсованої напруги зміщення.

Ця формула справедлива для диференціальних вхідних каскадів ОП, в емітерних колах яких відсутні резистори. Якщо є такі резистори, то цей температурний дрейф зменшується пропорційно відношенню повного опору емітерного кола до динамічного опору емітера. Для диференціальних каскадів ОП, побудованих на польових транзисторах, збільшення температурного дрейфу приблизно таке ж, як і для каскадів з біполярними транзисторами (приблизно 3 мкв/°С), однак напруга зсуву в ОП з польовими транзисторами звичайно значно більше.

Компенсація Uсм шляхом підключення на вході ОП спеціального ланцюга, що формулює напругу, що компенсує, не приводить до додаткового росту температурного дрейфу. На мал. 2.2, а, б і в показані типові схеми кіл регулювання напруги зсуву нуля для що інвертує, що не інвертує й диференціального підсилювачів відповідно. Регулювання напруги зсуву в цих схемах здійснюються введенням на відповідний вхід ОП компенсувальної напруги.

Рис.2.2. схеми регулювання напруги зсуву нуля інвертуючого (а), неінвертуючого (б), диференціального (в) підсилювачів і ОП, який має спеціальні виходи.

Розрахунок компенсаційного кола здійснюється, виходячи з умови забезпечення на резисторі R4 напруги трохи більшої, ніж ± Uсм , при цьому R4 <<R3. Потенціометр R5 (5 ─ 10 кОм) підключається звичайно до джерел живлення ОП. Опори резисторів R3 у схемах рис.2.2 б, в необхідно вибирати такої величини, щоб при зміні R5 коефіцієнт передачі підсилювачів змінювався в межах заданої похибки.

Для компенсації температурного дрейфу напруги зсуву використається метод термокомпенсації, заснований на ідентичності залежностей температурного дрейфу біполярного ОП і прямозміщеного р-n переходу. На мал. 2.2, в показане термокомпенсуюче коло, у якому напруга на регулюючому потенціометрі R1 формується за допомогою переходу база-емітер транзистора V1. Струм, що протікає через резистор R2, ділиться на струм через резистор R3 і струм через VI. Струм, що протікає через R3, створює напругу керування транзистором. Якщо струм бази VI набагато менше струму через резистор R3, то струм корекції зсуви буде дорівнює Uеб/R3. Дана схема використається для ОП, у вхідному диференціальному каскаді якого відсутні резистори в емітерних колах. Якщо такі резистори є, то в емітерне коло транзистора VI необхідно включити резистор приблизно такої ж величини, як і в емітерних колах вхідного каскаду ОП.

У високоточних повторювачах напруги компенсацію напруги зсуву можна здійснювати за допомогою формування напруги в ланцюзі НЗЗ. Схема регулювання напруги зсуву нуля в повторювачі напруги показана на рис.2.3. Напруга компенсації в даній схемі регулюється за допомогою потенціометра R1, живлення якого здійснюється від стабілітронів VI, V2. Для підвищення стабільності VI й V2 запитані від джерел струму.

Рис.2.3.Схема регулювання напруги зміщення нуля ОП в повторювачі напруги.


3. Схеми на Операційних підсилювачах

3.1. Основні схеми включення ОП

Велика різноманітність схем включення ОП можна звести до декількох типових структурних схем, що представляють собою ОП з одним або декількома багатополюсниками. На рис. 4.1, а показана найбільш загальна структурна схема пристрою, у якому ОП працює без синфазних вхідних сигналів. Коефіцієнт передачі для даної схеми можна виразити через Y-параметри багатополюсника в такий спосіб:

   (3.1)

Рис. 3.1. Схеми включення ОП в інвертованому режимі.

На рис.3.1, б, в, г, д показані схеми включення ОП, які представляють деякі випадки схеми рис. 3.1, а. Для цих схем коефіцієнт передачі можна записати в наступному вигляді:

- для схеми рис. 3.1, б  K(p)= - Y31/Y32

- для схеми рис. 3.1, в  K(p)= -

- для схеми рис. 3.1, г   K(p)=

- для схеми рис. 3.1, д   K(p)=

Рис.3.2 Схеми включення ОП в інвертуючому режимі.

На рис. 3.2, а показана структурна схема приладу, в якому ОП працює з синфазними вхідними сигналами. Коефіцієнт передачі для даної схеми можна подати в наступному вигляді :

 (3.2)

На рис. 3.2, б, в, г показані схеми включення ОП, які представляють деякі випадки схеми рис. 3.2, а. Коефіцієнти передачі для цих схем мають наступний вигляд:

- для схеми рис. 3.2, б   K(p)=

- для схеми рис. 3.2, в K(p)=

- для схеми рис. 3.2, г K(p)=

Всі вищевказані формули для коефіцієнтів передач дані для лінійного режиму роботи ОП. Визначення У-параметрів багатополюсників і оцінку похибок функціональних вузлів проводять по відомим методикам.

3.2. Ідеальний перетворювач струму в напругу

Найпростіший перетворювач – це резистор[7]. Але у нього є недолік, який полягає в тому, що для джерела вхідного сигналу вхідний опір такого перетворювача на рівний нулю; цей недолік може стати дуже серйозним, якщо прилад, що забезпечує вхідний струм, має дуже малий вихідний робочий діапазон або не може забезпечити постійність струму при зміні вихідної напруги. Прикладом може служити діодний фотоелемент (фотодіод), або сонячна батарея. Невеликою світлочутливістю характеризуються навіть звичайні діоди в прозорих корпусах, які використовуються в будь-якій схемі. На рис.3.3 показана схема для перетворення струму в напругу, в якій потенціал входу підтримується строго рівним потенціалу землі. Інвертуючий вхід має квазинуль потенціалу: це дуже добре, оскільки фотодіод може створювати потенціал, рівний всього-на-всього декільком долям вольта. Представлена схема забезпечує перетворення струму в напругі в відношенні 1В на 1 мкА вхідного струму. До неінвертуючого входу резистор підключати не обовязково, але бажано.

Рис. 3.3. Схема перетворення струму в напругу.

Безумовно цей перетворювач струму в напругу можна з таким же успіхом використовувати з елементами, через які протікає струм при наявності позитивної напруги збудження.

3.3. Схема вимірювального цифро-аналогового перетворювача

Цифро-аналогові перетворювачі (ЦАП) призначені для перетворення коду в квантовану величину (напругу, опір і т.д.). Застосовуються цифро-аналогові перетворювачі як вузли зворотного зв'язоку аналого-цифрових перетворювачів і для формування вихідних аналогових сигналів цифрових вимірювальних і обчислювальних пристроїв.

Основні параметри ЦАП такі: число розрядів n вхідного коду, номінальний вихідний струм Iвых, час встановлення вихідного сигналу після зміни керуючого коду tвст, похибка повної шкали Uп.ш, похибка лінійностіл.

Цифроаналогові перетворювачі набули широкого застосування в різних засобах вимірювальної, обчислювальної техніки та систем управління і засобів автоматизації. Тому на сьогодні цифроаналогові перетворювачі випускаються серійно у великій кількості. Для зменшення собівартості їх виготовляють у інтегральному виконанні, тобто у вигляді інтегральних мікросхем (ІМС).

Для побудови цифроаналогового перетворювача використано саме таку ІМС типу К572ПА1. Ця мікросхема має в своєму складі набір вагових резисторів, з'єднаних по схемі “R-2R” (рис.9.5), перемикачі SW1 SWn на польових транзисторах та зразковий резистор R0. Елементи, які входять до складу мікросхеми ЦАП, обведені на рис.9.5 пунктиром. Структура мікросхеми передбачає її роботу з зовнішнім операційним підсилювачем ОП, який в даному разі виконує функцію перетворювача типу “струм-напруга”. Матриця резисторів “R-2R” отримує живлення від зовнішнього джерела зразкової напруги Е0. Перемикачі одержують управління від вхідного цифрового коду “20”…“2n”.

Напруга на виході схеми визначається за формулою

(3.3)

де N – числове значення коду, поданого на вхід ЦАП,

Nmax – найбільше можливе значення вхідного коду.

З останнього виразу видно, що вихідна напруга залежить не тільки від коду N, а й від зразкової напруги Е0 та від відношення базового опору R матриці “R-2R” до опору зворотного зв'язку R0. Важлива ця залежність саме від відношення опорів а не від їх абсолютних значень. Це зручно для виготовлення опорів методами інтегральної технології, які дозволяють реалізувати досить високу точність відношення опорів в одній мікросхемі.

Саме з цієї причини опір зворотного зв'язку ОП конструктивно суміщений в мікросхемі з опорами вагових резисторів. Для цього випадку відношення R0/R можна вважати рівним одиниці і вираз (3.3) спрощується:

(3.4)

До числа переваг схеми на рис.3.3.1 слід віднести низький вихідний опір цифроаналогового перетворювача, який не залежить від діючого коду N на його вході.

3.4. Джерела опорної напруги

На базі операційного підсилювача можна будувати джерела операційної напруги, що мають низький вихідний опір і забезпечують значний вихідний струм[5]. Як правило, у якості задаючих елементів в таких схемах використовують кремнієві стабілітрони. Для реалізації джерел опорної напруги використовуються як інвертуюча так і неінвертуюча схема вмикання операційного підсилювача. Приклад джерела опорної напруги на основі інвертуючого вмикання ОП наведено на рис. 3.4.1.

Рис. 3.5. Джерело опорної напруги з інвертуючим вмиканням

У інвертуючій схемі, від стабілізуючого елемента VD1 споживається тільки струм рівний

     (3.5)

значення вихідної напруги складе E0=IBXR3.

При цьому зміна вихідного струму в навантаженні практично не впливає на струм IBX тому що зміна струму навантаження приводить до незначної зміни струму на вході ОП. Цей вплив виражається через коефіцієнт стабілізації

   (3.6)

де

Ще менший вплив на опорний елемент VD1 забезпечує схема з неінвертуючим вмиканням ОП. Ця схема споживає від схеми параметричного стабілізатора RІ, VD1 значно менший від попередньої схеми струм, рівний тільки вхідному струму ОП. Причому, якщо обрано у якості вхідного каскаду ОП, каскад на польових транзисторах, то і цей струм практично відсутній і опорний елемент практично ізольований від навантаження.

Рис. 3.6 Джерело опорної напруги з емітерним повторювачем

У цій схемі на транзисторі VT1 реалізоване джерело струму, що заміщує резистор R1 у схемі параметричного стабілізатора напруги попередньої схеми. Використання джерела струму практично виключає вплив зміни нестабілізованої напруги Еп на величину UVD1 На транзисторі УТ2 реалізований підсилювач струму навантаження. Збільшену навантажувальну здатність забезпечує схема емітерного повторювана з зустрічно увімкненими транзисторами.

Як першу так і іншу схему включення ОП у джерелі оперної напруги можна розглядати, як стабілізатор напруги, у якому вихідний струм споживається від нестабілізованого джерела живлення Еп , але вихідна напруга визначається напругою опорного елемента з урахуванням коефіцієнта передачі ОП. При цьому максимальний вихідний струм обмежується струмом ОП. Якщо потрібно одержати більш високе значення вихідного струму, то на виході ОП установлюються емітерні повторювачі, охоплені метою зворотного зв'язку.

3.5. Перетворювачі струм - напруга.

На основі ОП дуже просто реалізуються пристрої, названі перетворювачами струму в напругу. У такому перетворювачі струму діючий вхідний опір визначається як і чим більше значення коефіцієнта підсилення ОП без зворотного зв'язку А, тим більше Квх наближається до нуля. У такий спосіб опір навантаження для джерела вхідного струму І вх фактично дорівнює Квх і прагне до нуля. Потенціал на інвертуючому вході, також практично дорівнює нулю, оскільки

    (3.7)

Рис. 3.7. Перетворювач струм-напруга

Через резистор Rос протікає струм Іос, що практично дорівнює IBX і відрізняється від нього тільки на величину вхідного струму зсуву диферентціального каскаду ОП. З метою зменшення впливу цього струму на рівність Івх = ІOC У вхідних каскадах ОП, що використовуваних у перетворювачах струм - напруга ставлять польові транзистори. Вихідна напруга дорівнює UВИХ=IВХRОС.

Перетворювач струм - напруга має ще одну позитивну особливість — він практично не підсилює шумових напруг і напругу зсуву ОП. Коефіцієнт передачі шумової напруги з вхідного ланцюга у вхідну, визначається як

   (3.8)

тому що RД >>RОС , де RД - вхідний опір джерела струму.

Схема микання ОП як перетворювача струм - напруга широко використовується в цифроаналогових перетворювачах, що працють за принципом додавання струмів.

Рис. 3.8. Цифрово-аналоговий перетворювач з додаванням струмів

Такі перетворювачі містять набір двійково-звішаних джерел струму, що комутуються ключовими елементами, або на загальний провід, або в точку додавання струмів на інвертуючому виході ОП. Вихідний сигнал формується у вигляді напруги згідно виразу

(3.9)

де

3.6. Схеми порівняння напруг і струмів.

Схемою порівняння називають електронну схему, призначену для порівняння двох вхідних сигналів і вироблення вихідного логічного сигналу "0" або "1". Компаратори можуть порівнювати напруги або струми, причому в першому випадку їх найчастіше називають компараторами напруг, а в другому випадку — схемами порівняння струмів.

Компаратор напруги в багатьох відношеннях аналогічний ОП, причому у якості компаратора можна використовувати практично будь-який ОП, що працює без зворотнього зв'язку і має схему формування логічних рівнів. Функціонально це виглядає як

Рис. 3.9. Схема порівняння напруг на ОП

У той же час, оскільки операційні підсилювачі розробляються для роботи із зворотним зв'язком, то його частотна характеристика повинна за безпечити запас стійкості по виникненню автоколивань. Ця вимога обмежує швидкодію роботи ОП у режимі компаратора напруги. У той же час, це обмеження є непотрібним для компаратора, що працює без зворотнього зв'язку. Тому, найчастіше у якості компаратора використовують спеціальні схеми.

Як приклад такої схеми розглянемо схемотехніку компаратора напруги фірми National Semiconductor типу LМ 139, що може працювати від одного джерела живлення позитивної полярності. Він також може працювати від здвоєного джерела до ±18 В[7].

Рис.3.10 Компаратор напруги на LM139

Вхідний диференціальний каскад побудовано по схемі Дарлінгтона з несиметричним входом на транзисторах 1, З, 5, 6. Активним навантаженням диференціального каскаду виступає токове дзеркало на транзисторах VТ2, VТ4. Вихід диференціального каскаду навантажений на підсилювач напруги на транзисторі VТ7, навантаженням якого є джерело струму.

Функціонування схеми порівняння струмів (СПС) у загальному випадку може бути показано за допомогою структурної схеми такого виду.

Рис.3.11. Структурна схема СПС

де, СВС - схема віднімання струмів,

ПСН - перетворювач струм - напруга.

ПН - перетворювач напруги,

ФЛР - формувач логічних рівнів.

Іс1, Іс2 — порівнювані вхідні струми.

Вхідні струми, що підлягають порівнянню, надходять на схему, яку виконує функцію віднімання струмів і утворюють різницевий струм , а виділена різниця перетвориться перетворювачем струм-напруга в пропорційну величину напруги ,де Кп- коефіцієнт передачі ПСН.

Отримана напруга підсилюється підсилювачем напруги з коефіцієнтом підсилення К i подається на схему формування логічних рівнів. Підсилювач напруги і формувач логічних рівнів технічно часто виконуються у виді схеми компаратора напруги (КН).

Одним з основних параметрів СПС є її чутливість по струму, тобто та мінімальна різниця струмів, що, будучи прикладена по ходу викликає на виході перепад напруги відповідного логічного рівня[6]. Найбільш реально чутливість можна оцінити в органічному зв'язку з часовими характеристиками tcp (час затримки спрацьовування) і tе (час затримки відновлення). Цей зв'язок наочно представляється за допомогою т.зв. перехідних характеристик.

Рис. 3.12. Перехідна характеристика СПС

Для одержання перехідної характеристики на один із входів СПС подається перепад струму (близько 1мА), а на іншій — постійний рівень струму з заданим перезбудженням, що змінюється у всьому робочому діапазоні вхідних струмів.

У якості найбільш простої схемотехнічної реалізації можна використовувати наступну схему.

Рис.3.13. Найпростіша схемотехнічна реалізація СПС

Вхідні струмові сигнали ІСІ і ІС2 алгебраїчно додають у точці А, утворюють різницю ΔIC. Ця різниця проходить через резистор RΣ, виділяючи на ньому напругу, мінімальний рівень якої достатній для керування роботою компаратора напруги (КН). Резистор RΣ виконує функції перетворювача струм-напруга. У схему СПС додатково введений обмежувач напруги на діодах VDІ, VD2. Діодний обмежувач до деякої міри усуває режим перевантаження вхідного каскаду компаратора напруги. Для такої схеми чутливість по струму можна визначити з виразу

    (3.10)

де K 0 - коефіцієнт підсилення КН по напрузі.

Відрізняючись простотою реалізації, наведена схема має певні недоліки. Так, навіть при застосування діодів Шоткі в якості діодів VDІ, VD2, які мають рівень обмеження 200÷300 мВ, завжди існують сигнали, що викликають захід диференціального каскаду КН у відсічки з рівнем ≥(3÷4) Ώt ≥ (3 ÷ 4)25мВ≥100мВ, де Ώt - тепловий потенціал. Це обмежує швидкодію схеми.

Як практичну схему, можна розглянути варіант із попереднім підсилювачем напруги на мікросхем типу NPS8301 і КН типу LМЗ11 з обмежувачем на діодах Шоткі:

Рис. 3.14. Один з варіантів СПС

У той же час така схема має високе значення RΣ=1k, що не дозволяє реалізувати високоточне підсумовування струмів ЦАП і вихідного через виникнення похибок суперпозиції (взаємовпливу).

Вище зазначений недолік можна виключити, використовуючи як перетворювач струм - напруга ПСН схему на базі операційного підсилювача, де RΣ. включається в коло зворотнього зв'язку ОП. Так само включаються обмежувальні діоди. Вихід ПСН підключається до входу компаратора напруги.

Рис. 3.15. Схема порівняння струму на основі ПСН

    (3.11)

  (3.12)

 (3.13)

Режим роботи такої ССТ може бути заданий у наступному порядку:

а) Визначається струм відповідний молодшому розряду перетворювача;

    (3.14)

     (3.15)

b) Якщо Імр<0,1 mkА, то задається Імр≥0,1 mkА і довизначаємо ΔICmax з попереднього виразу. Якщо значення ΔICmax ≥(1 ÷ 2) mА, то необхідно враховувати необхідність збільшення навантажувальної здатності ОП.

с) Резистор RΣ визначається з виразу

     (3.16)

де U”1min - мінімальна напруга логічної одиниці на виході КН;

К кн - коефіцієнт підсилення компаратора напруги.

3.7. Схема найпростішого інтегрального підсилювача

Першою областю застосування ОП були аналогові обчислювальні ма-шини, де на їх базі створювалися функціональні вирішуючі блоки (суматор, інтегратор, диференціатор і т.д.). Надалі, коли з'явилися гібридні, а потім інтегральні ОП, їхня область застосування значно розширилася. Зараз ОП використовуються більшим ступенем не в АВМ, а як складові елементи АЦП, систем контролю і керування, вимірювальних системах і т.д.

Схемотехнічне ОП у більшості випадків виконується за схемою підсилювача постійного струму з диференціальним вхідним підсилювачем , підсилювачем напруги (ПН), схемою зсуву рівня і вихідним підсилювачем потужності (СЗР, ПП).

Для прикладу розглянемо принципову схему найпростішого з вітчизняних інтегральних ОП типу К140УД1[4].

Рис. 3.16. Принципова схема ОП типу К1404Д1

Вхідний каскад ОП, який виконується зазвичай за схемою диференціального підсилювача є найбільш важливою частиною, що визначає як вхідні параметри ОП, так і похибки підсилювача в цілому. Такий диференціальний каскад, виконаний за інтегральною технологією має дуже високий ступінь симетрії, що дозволяє одержати низькі похибки (дрейф нуля і синфазна перешкода). До елементів диференціального каскаду ОП К140УД1 відносяться транзистори VТ1, VТ2, резистори навантаження R1 і R2, а також джерела струму на транзисторі VТЗ і резисторі RЗ. Режим роботи джерела струму встановлюється резистором R8 і транзистором VТ6 у діодному вмиканні. Резистор К4 гасить частину напруги живлення, що подається на диференційований підсилювач.

Підсилювач напруги зібраний за диференціальною схемою з двома входами й одним виходом, навантаженням якого служить резистор R5. Схема зрушення рівня напруги реалізована на основі емітерного повторювача на транзисторі 7, що живиться джерелом струму зі стабілізацією на базі транзистора УТ8 і резисторів R11, R12.

Підсилювач потужності служить для погодження ОП з навантаженням. Він виконаний за схемою емітерного повторювача на транзисторі 9 і резисторах R11, R12. Підсилювач дозволяє працювати на навантаження не менше 5к Ом при напрузі живлення ± 6 В.


4. Стійкість до самозбудження

Для інвертуючого підсилювача(рис.4.1, а) коефіцієнт передачі можна представити в наступному вигляді[1]:

   (4.1)

де β(р) – коефіцієнт передачі кола НЗЗ;

Ку(р)* β(р) – петлеве підсилення.

Рис.4.1. Схеми інвертуючого(а) і неінвертуючого(б) підсилювача.

Коефіцієнт передачі неінвертуючого підсилювача (рис. 4.1)

  (4.2)

Для двох схем підсилювачів умова самозбудження характеризується балансом амплітуд і балансом фаз:

    (4.3)

     (4.4)

де φα -- фазовий зсув, який створюється ОП;

φβ – фазовий зсув, який створюється зовнішнім колом.

Розглянемо стійкість ОП у замкнутій системі для випадку φβ = 0. Фазове зрушення φβ визначається числом елементарних каскадів, що входять у підсилювальний тракт. Під елементарним каскадом будемо розуміти каскад, що має функцію передачі 1-го порядку

    (4.5)

де K01 – коефіцієнт передачі елементарного каскаду на постійному струмі;

ω1гр – верхня гранична частота смуги пропущення елементарного каскаду (за рівнем 0,7*К01).

Схема ОП, як правило, містить у собі два-три елементарних каскаду. Функцію передачі такий ОП можна представити в наступному виді:

 (4.6)

де КОП – коефіцієнт передачі ОП на постійному струмі.

Амплітудно-частотна (АЧХ) і фазочастотна(ФЧХ) характеристики елементарного каскаду й трьох-каскадного ОП показані на рис. 4.2. Для спрощення АЧХ і ФЧХ на даному малюнку апроксимовані прямими лініями, при цьому похибка апроксимації АЧХ на частоті ωгр не перевищує 3 дБ, а похибка ФЧХ на частотах 0,1* ωгр і 10* ωгр не перевищує відповідно 5,7° і (- 5,7°).

Рис.4.2. Амплітудно-частотна і фазочастотна характеристика каскаду 1-го порядку (а) і амплітудно-частотна характеристика трьох-каскадного  ОП (б).

Замкнута система з ОП стійка, якщо нахил логарифмічної АЧХ (ЛАЧХ) на частоті одиничного підсилення менше – 40 дБ/дек або – 12 дБ/окт (декада -десятикратна, октава - дворазова зміна частоти). Нахил ЛАЧХ двох-каскадного ОП на будь-якій частоті не перевищує – 40 дБ/дек, тобто стійкість такого ОП забезпечується у всьому частотному діапазоні.

Максимальний нахил ЛАЧХ трьохкаскадного ОП дорівнює – 60 дБ/дек. Тому в цьому випадку необхідно змістити ЛАЧХ таким чином, щоб ділянка, що має нахил ─ 60 дБ/дек, виявилась в області, де модуль коефіцієнта передачі менше одиниці. Це досягається розширенням смуги пропущення двох елементарних каскадів (наприклад, на рис. 5.4, б ω2гр, ω3гр ) або звуженням відповідних смуг пропущення.


5. ПОКРАЩЕННЯ ХАРАКТЕРИСТИК ОПЕРАЦІЙНИХ ПІДСИЛЮВАЧІВ

5.1. Підвищення швидкодії ОП

Одним з найбільш ефективних способів підвищення швидкодії є спосіб введення паралельного високочастотного каналу. Типова схема двоканального підсилювача з високочастотним каналом показана на рис.5.1, а. У схему входять паралельно включені підсилювачі низьких (ПНЧ) і високих (ПВЧ) частот, а також вихідний широкополосний, підсилювач (УШП). Коефіцієнти передачі цих підсилювачів позначимо відповідно К1,K2, КЗ. Розрізняють два різновиди даної структури підсилювач Гольдберга, коли К2 = 1, і підсилювач Баккерфильда, коли К2≈К1.

На мал. 5.1, б показана схема підсилювача Гольдберга, у яку входять УНЧ, побудований на ОП; УВЧ, що представляє собою повторювач напруги (ВУ); УШП, що представляє собою диференціальний підсилювач (ДУ). Коефіцієнт передачі даного підсилювача можна представити в наступному виді:

  (5.1)

де К1(р) – коефіцієнт підсилення високочастотного тракту ВУ, ДУ.

Рис.5.1. Схеми двоканальних підсилювачів.

Повторювач напруги ВУ в даній схемі побудований на високо частотному польовому транзисторі VI (наприклад, 2П305А), у якого в колі джерела включене джерело струму на польовому транзисторі V2 (наприклад, 2П303). Якщо резистори R1, R2 порівняно низькоомні, то повторювач ВУ можна виключити.

На мал. 5.1, в показана модифікована схема підсилювача, де відсутній повторювач ВУ, а диференціальний підсилювач ДУ виконаний на транзисторах VI, V2.

Розширити смугу пропущення підсилювача можна також шляхом каскадного включення масштабуючих підсилювачів на ОП. Максимальна смуга пропускання при каскадному з'єднанні забезпечується у випадку ідентичності частотних й амплітудних характеристик каскадів.

На рис.5.2 показана схема підсилювача, побудованого на основі п масштабуючих підсилювачів. Для одержання максимальної смуги пропущення в даній схемі необхідно виконати умову

(5.2)

де К= К12, …, Кп= -- коефіцієнти передачі складового підсилювача.

Рис. 5.2. Схема каскадного включення ОП.

Гранична частота такого підсилювача

   (5.3)

де -- полоса пропускання каскаду без НЗЗ.

Час встановлення вихідної напруги складового підсилювача в  раз більше часу встановлення одного каскаду.

Вхідний опір складового підсилювача визначається резисторами вхідного каскаду.

5.2. Покращення статичних характеристик ОП

Підвищення вхідного опору. Для ОП, що має порівняно більші вхідні струми (одиниці мікроамперів), повторювач напруги може бути виконаний на основі погодженої пари біполярних транзисторів (мал.5.3, а). З огляду на то що коефіцієнт підсилення по струму транзисторів залежить від колекторного струму, тип транзисторів VI й V2 у даній схемі необхідно вибирати, виходячи з умов роботи транзисторів у режимі мікрострумів. На мал. 5.3, б показана схема повторювача напруги, побудованого на польових транзитторах. У даній схемі використається «слідкуюче» живлення повторювача, що дозволяє одержати підвищене значення коефіцієнта придушення синфазної напруги й підвищену стабільність диференціального вхідного каскаду[3].

Рис.5.3. Способи включення повторювачів напруги на вході ОП.

Зменшення дрейфу напруги зсуву. Для підвищення, температурній і тимчасовій стабільності й компенсації напруги зсуву ОП використають два методи: метод, заснований на введенні допоміжного бездрейфового підсилювача; метод, заснований на періодичній корекції напруги зсуву, шляхом його виміру й введення відповідної коригувальної напруги.

Бездрейфовий підсилювач, використовуваний у першому, методі, як правило, являє собою підсилювач із модулятором — демодулятором (МДМ). Структурна схема типового підсилювача МДМ показана на мал. 5.4. У схему входять підсилювач змінної напруги Ау, ключі S1, S2, генератор прямокутної напруги G і вихідний R2C1-фільтр. Ключ S1 виконує функцію модулятора, що перетворить низькочастотну складову вхідної напруги у високочастотну з амплітудою, пропорційною вхідному сигналу. Модульований вхідний сигнал підсилюється підсилювачем змінної напруги й потім де модулюється за допомогою ключа S2, що працює синхронно й у противофазі із ключем S1. Демодулированный сигнал фільтрується за допомогою R2C1-фільтра.

Рис.5.4. Структурна схема ОП МДМ

Схема підсилювача МДМ, побудована на ОП, показана на мал.5.5. Тут як ключі використають польові транзистори з ізольованим затвором (VIV4). Для придушення низькочастотних комутаційних перешкод підсилювач змінної напруги, виконаний на ОП1, має в ланцюзі НЗЗ фільтр низьких частот, внаслідок чого АЧХ підсилювача аналогічна АЧХ активного фільтра високих частот. Постійна напруга, пропорційна вхідному сигналу, одержуване на виході R7C2-фільтра, підсилюється за допомогою неінвертуючого підсилювача, побудованого на ОП2. Коефіцієнт передачі даного підсилювача визначається опорами R2, R1: K=R2/R1.

Рис.5.5. Типова схема підсилювача МДМ.

Для більше ефективного придушення комутаційних перешкод використовують балансові схеми модуляторів, де здійснюється взаємна компенсація перешкод за допомогою диференціального підсилювача. На мал.5.6 показані дві схеми двоканальних підсилювачів, де в якості бездрейфового підсилювача використовують підсилювач МДМ.

Рис.5.6. Схеми включення підсилювачів МДМ в двоканальних підсилювачах.

На мал. 5.6, а показаний підсилювач із МДМ типу 140УД13. Рівень напруги зсуву і його дрейф у цьому випадку визначаються в основному параметрами підсилювача 140УД13. Для зменшення часу відновлення вихідного сигналу після перевантаження на виході підсилювача МДМ доцільно включити пристрій вибрання-зберігання, що працює разом із граничним пристроєм. На мал. 5.6, б показана схема підсилювача із пристроєм вибрання-зберігання, включеному на виході підсилювача МДМ. При великому рівні вхідної напруги (перевантаженню) вихідної RC-фільтр підсилювача МДМ відключається за допомогою ключа VI і граничного пристрою ПУ. Для зменшення часу відновлення вихідного сигналу можна включити між виходом підсилювача змінного струму й демодулятором перетворювач «змінна напруга - змінний струм».

Метод, заснований на періодичній корекції напруги зсуву, дозволяє реалізувати в підсилювачі мінімальний час відновлення після перевантаження підсилювача. Схема підсилювача з періодичною корекцією показана на рис. 5.7, а. У режимі посилення ключі S1, S3 замкнуті (вхід підсилювача підключений до джерела сигналу), а ключ S2 розімкнутий. У режимі автоматичної корекції вхід підсилювача за допомогою ключа S1 закорочується при цьому на виході ОП1 за допомогою першої схеми «вибірки-зберігання» (ОП2, S2, С1) встановлюється напруга, рівна напрузі зсуву 0П2. Друга схема «вибірки-зберігання» (S3, З2, A1) протягом часу корекції зберігає значення вихідної напруги ОП1. Точність компенсації напруги зсуву в даній схемі визначається точністю першої схеми «вибірки-зберігання».

Рис. 5.7. Схеми корекції напруги зміщення нуля ОП з відключенням вхідного сигналу.

На рис. 5.7, б показана схема підсилювача, у якій похибки схеми «вибірки - зберігання» несуттєво впливають на точність корекції. У даній схемі цикл запам'ятовування напруги зсуву починається з того, що ключі S1,S3 розмикаються (закорочується вхід 0П1), а ключі S2, S4 замикаються. При цьому вихідна напруга підсилювача (вихід ОП2) установлюється рівною, напрузі зсуву підсилювача А1, що має коефіцієнт передачі, який приблизно дорівнює одиниці. Оскільки напруга, що компенсує, прикладається до входу 0П2, та результуюча напруга зсуву нуля зменшується в Ку2 разів, де Ку2 - коефіцієнт підсилення ОП2. При цьому напруга на конденсаторі , де Uсм1, Uсм3 — напруги зсуву ОП1 та А1 відповідно. Оскільки напруга, що компенсує, вводиться після першого каскаду посилення (0П1) , вплив похибок, внесених схемою «вибірки-зберігання» , зменшується.

В розглянутих схемах інформація про вхідний сигнал під час корекції губиться, тому що вхід підсилювача відключається від джерела вхідного сигналу. У схемі підсилювача з періодичною корекцією напруги зсуву без відключення вхідного сигналу , показаної на рис. 5.8, а, корекція здійснюється за допомогою неінвертуючого підсилювача з одиничним коефіцієнтом підсилення А1, ключів SI, S2 і двох запам'ятовуючих конденсаторів С1, С2. У першому такті ключ S1 підключає вхід А1 до інвертуючого входу ОП1, a S2 підключає конденсатор С1 до загальної шини. При цьому конденсатор С1 заряджається до потенціалу, рівного потенціалу інвертуючого входу ОП1, з похибкою, внесеною підсилювачем А1. У другому такті ключ S1 підключає вхід А1 до конденсатора С2, а ключ S2 підключає С1 до входу А1. При цьому відбувається перерозподіл заряду конденсатора С1 між С1 і С2. Періодичне перемикання ключів S1 й S2 приведе до того, що напруга на конденсаторі С2 буде дорівнює напрузі на інвертуючому вході ОП1 по абсолютній величині й протилежною по полярності. При цьому похибки, внесені підсилювачем А1 у першому такті, повністю компенсуються в другому такті, тому що в другому такті С1 перемикається із прямого тракту посилення А1 у ланцюг НЗЗ А1.

Рис. 5.8. Схеми корекції напруги зміщення ОП без відключення вхідного сигналу.

Другий варіант підсилювача з періодичною корекцією без відключення вхідного сигналу (точніше, з відключенням на час перемикання ключів) показаний на рис. 5.8, б. Даний підсилювач призначений для роботи разом з аналого-цифровим перетворювачем. Корекція адитивної похибки тут виробляється у два такти. У першому такті (положення ключів відповідає положенню, показаному на малюнку 5.8, б) вихідна напруга

 (5.4)

де          (5.5

                       (5.6)

                       (5.7

, -- напруга зміщення ОП1, ОП2, відповідно положенню ключів в першому такті.

В другому такті (положення ключів протилежне) вихідна напруга  (5.8)

-- напруга зміщення ОП1, ОП2, відповідно положенню ключів в другому такті.

Якщо R1=R4, то =. В результаті суму напруг Uвих першого і другого тактів можна визначити наступним чином:

      (5.9)

тобто похибки, які вносяться ОП1 та ОП2, повністю компенсуються.

5.3. Покращення шумових характеристик ОП

Дисперсія вихідного шуму в підсилювачах залежить не тільки від шумових властивостей ОП, але й від схемотехнічнного рішення. Якщо (для спрощення) функцію передачі підсилювача апроксимувати функцією першого порядку, то дисперсію вихідного шуму для типових структурних схем можна виразити наступним чином:

-для підсилювачів змінної напруги

     (5.10)

    (5.11)

де Dб, Dр ─ дисперсія білого і рожевого (фліккер) шуму; К – коефіцієнт передачі підсилювача в області частот, де К ≈ const;  ─ постійні часу, які відповідають нижній ωн і верхній ωв граничним частотам полоси пропускання; S0 – спектральна густота білого шуму, яка підведена до входу підсилювача.

З виразів (5.10, 5.11) виходить, що з зменшенням полоси пропускання дисперсії Dб і Dр зменшуються.

-для підсилювачів постійного струму

    (5.12)

Дисперсія Dр підсилювача постійного струму теоретично рівна безкінечності, так як . Однак практично Dp обмежена, так як підсилювач працює скінчений період часу і відповідно його полоса пропускання починається не з нуля, а з деякої початкової частоти.

Для підсилювачів постійної напруги з періодичною корекцією напруги зміщення (з відключенням джерела сигналу)

   (5.13)

   (5.14)

де С=0,5772; t >>Tв.

З виразів (5.13, 5.14) виходить, що дисперсія білого шуму при збільшенні часу роботи між корекціями t прямує до постійного рівня, який рівний , а рожевий шум зростає від нуля і не має встановленого значення. Очевидно що введення корекції в підсилювачах постійної напруги подвоює дисперсію шуму на його виході. Це пояснюється запам’ятовуванням рівня шуму в пристрої корекції і його накопиченням при наступних корекціях. Ріст дисперсії рожевого шуму також пояснюється накопиченням його в пристрої корекції, так як кореляція між поточними і запам’ятованими рівнями рожевого шуму з збільшенням часу між циклами корекції зменшується. При  період циклів корекції необхідно вибрати з умови

     (5.15)

Для підсилювачів МДМ

    (5.16

   (5.17)

де Т – постійна часу вихідного фільтру;

Тк ─ подільник періоду комутації модулятора, демодулятора, Тк(Т≤0,1).

Порівнюючи вирази (5.16, 5.17) та (5.13) бачимо, що дисперсія білого шуму в підсилювачі МДМ і підсилювачі постійної напруги однакова при Т=Тв. Це пояснюється тим, що в підсилювачі МДМ при роботі демодулятора проходить процес полоси пропускання шуму в області, примикаючої до частот ,  і так дальше, але еквівалентна полоса пропускання при цьому для білого шуму залишається постійною. Дисперсія рожевого шуму в підсилювачі МДМ залежить від Тк. Відповідно, підвищуючи частоту комутації, можна зменшити дисперсію вихідного сигналу, який зумовлений рожевим шумом. При Тк <  рожевим шумом можна знехтувати, оскільки Dр<< Dб.

Не змінюючи рівень шуму в підсилювачах МДМ можна збільшити відношення сигнал/шум включенням між модулятором і підсилювачем змінної напруги мало шумного ключового типу, який працює синхронно з модулятором.

Шум багатоканального підсилювача можна скорегувати (перенести із області низьких частот в область високих частот) з допомогою підсилювача МДМ. На рис.5.9 показана схема двоканального підсилювача, в якому з метою позбавлення низькочастотних шумів паралельно входу ОП1 включений підсилювач МДМ АМДМ з диференціальним входом. Обєднання каналів здійснюється з допомогою суматора, побудованого на ОП2, який має коефіцієнт передачі рівний одиниці.

Рис. 5.9. Спосіб позбавлення низькочастотних шумів з допомогою підсилювача МДМ.

Так як АМДМ і ОП1 по відношенню до еквівалентного джерела шуму Uи включені паралельно, то ефективне значення вихідної напруги шуму

(5.18)

де                       (5.19)

                      (5.20)

─ коефіцієнт передачі АМДМ; ТМДМ ─ постійна часу розімкнутого АМДМ.

Оскільки полоса пропускання АМДМ значно менша полоси пропускання ОП1, то в низькочастотній області приймемо Ку= const.

Якщо КМДМ = Ку=К і ß12 = ß то

    (5.21)

де К3 = К/(1+К*ß) – коефіцієнт передачі неінвертуючого підсилювача, побудованого на ОП1; Т3 = ТМДМ /(1+К*ß).

Із виразу (5.21) бачимо, що включення АМДМ на вході ОП1 еквівалентне включенню (для шумової напруги) послідовно з ОП1 фільтра низьких частот, гранична частота полоси пропускання якого рівна 1/Т3. При цьому полоса позбавлення низькочастотних шумів ∆ωп достатньо велика (∆ωп = 0- 1/Т3).

В даній схемі одночасно з позбавленням низькочастотного шуму досягається зменшення адитивної похибки підсилювача.

5.4. Позбавлення завад і захист ОП від перегрузок

Вхідний сигнал підсилювача може бути змінений через дію перешкод. Розрізняють перешкоди загального виду (синфазні та продольні), які діють між кожним із входів ОП і загальною шиною, і перешкоди загального виду (диференційні, поперечні), які діють між входами ОП. Схема дії перешкод показана на рис. 5.10.

Рис.5.10. Схема дії перешкод на ОП.

Завада напруги загального виду Uсф звичайно виникає в результаті різниці потенціалів між точками заземлення джерела сигналу і ОП. Інколи вона зумовлена гальванічним звязком джерела сигналу з будь-якою точкою схеми, яка знаходиться під потенціалом відносно загального проводу, в інших випадках цей звязок може мати ємнісний характер. На практиці Uсф часто має як постійну так і змінну складові.

Завада напруги нормального виду Uдф виникає головним чином в результаті асиметрії вхідних кіл ОП і лінії звязку ОП з джерелом сигналу, тобто завада загального вигляду переходить в заваду нормального виду. Якщо повні опори ліній зв’язку і входів ОП рівні, тобто Zвх1Zвх2, Zсв1≠ Zсв2 і при умові Zсв1<< Zвх1, Zсв2<< Zвх2, отримаємо

 (5.22)

Звідси випливає, що для позбавлення завади напруги Uдф, визваної завадою напруги Uсф, необхідно симетрувати вхідні кола на робочій частоті.

Додатковим джерелом завад нормального виду можуть бути термоелектричні потенціали в місцях з’єднання різних провідників, а також електромагнітні наводки. Для позбавлення цих завад необхідно виконати баланс термо-ЕРС і забезпечити ідентичність температур джерел термо-ЕРС, а також використовувати спеціальні міри по екрануванню вхідних кіл.

Ефективність позбавлення завад загального виду оцінюють коефіцієнтом послаблення синфазної складової КОСС, який представляє собою відношення завади напруги загального виду до завади напруги нормального виду,дБ:

   (5.23)

З формули (8.2) виходить, що на коефіцієнт КОСС впливає розбаланс, викликаний нерівністю  і .

Схеми екранування вхідних кіл ОП показані на рис.5.11. Для зменшення витоків по вхідних колах екрани під’єднуються до точок, які мають потенціал рівний потенціалу входу ОП: в інвертуючому підсилювачі (рис. 5.11, а) до загальної шини, в неінвертуючому підсилювачі (рис. 5.11, б) до інвертуючого входу ОП, в повторювачі напруги (рис. 5.11, в) до виходу ОП. На рис.5.11, г показана схема екранування кіл ліній звязку між двома ОП. Для придушення синфазних завад, викликаних наявністю двох точок заземлення (Земля1, Земля2), в лінію звязку вводиться додатковий кабель. Екрани головного і додаткового кабелів підключаються до Землі2. Опори Zвих, Z, Zвх1, Zвх2 (Zвих – вихідний імпеданс ОП1, Zвх1, Zвх2 – вхідні імпеданси ОП2 на частоті завади) спільно з опорами кабелів ,  створюють мостову зрівноважену схему (рис. 5.11.д).

Рис. 5.11. Екранування кіл: а – в інвертуючому підсилювачі, б – в неінвертуючому підсилювачі, в – в повторювачі напруги, г, д – лінії зв’язку.

Схеми захисту ОП від перегрузок по входу і по виходу показані на рис. 5.11.

Рис.5.12. Схеми захисту ОП від перегрузок по входу і виходу

Захист ОП від неправильного включення джерел живлення здійснюється включенням в прямому напрямку в колах живлення діодів (рис. 5.12,а). захист ОП від небезпечних диференціальної і синфазної напруг також здійснюється з допомогою діодів (рис. 5.12, б, в, г). Захист входу ОП від короткого замикання здійснюється з допомогою резистора, включеного послідовно з виходом ОП, або включенням на виході обмежувача струму (рис.5.12, д, є). В якості обмежувача струму можна використовувати польовий транзистор з управляючим р-n-переходом, який працює в режимі . Вибір типу транзистора здійснюється по струму стоку ID при UGS=0. Обмеження виходу струму ОП настає при . В ряді випадків потрібні джерела живлення ОП включити одночасно або навпаки, неодночасно. В цьому випадку можна використовувати схеми одночасного або неодночасного включення живлення ОП, які показані на рис. 5.13.

Рис. 5.13. Схеми одночасного або неодночасного включення живлення ОП

Для одночасного включення напруг живлення в коло живлення включається р-канальний і n-канальний збагачені МОП-транзистори V1, V2 (рис.5.12, а). Наприклад, якщо включено +ЕП1 і включено -ЕП2, то транзистор V2 відкритий, а V1 закритий. Але оскільки -ЕП2=0, то напруга живлення ОП також буде рівна нулю. Для узгодження рівнів включення V1, V2 в колах затворів можна включати подільники напруги. На рис. 5.12, б показана схема неодночасного включення напруг живлення.

6. Висновки

  1.  Операційним підсилювачем (ОП) називається підсилювач електричних сигналів, призначений для виконання різних операцій над аналоговими величинами при роботі в схемі з негативним зворотним зв'язком (НЗЗ). З появою інтегральних ОП вони почали широко використовуватися в приладах посилення, генерування, фільтрації, модулювання й демоделювання сигналів і багатьох інших приладах.
  2.  Застосування ОП в електроніці надзвичайно широке - операційний підсилювач, ймовірно, найбільш елемент, що часто зустрічається, в аналоговій схемотехніці. Додавання лише декілька зовнішніх компонентів робить з ОП конкретну схему аналогової обробки сигналів. Вони виконуються в основному інтегральному напівпровідниковому (твердотільному), так й у гібридному виконаннях.
  3.  Операційні підсилювачі, що випускаються промисловістю, постійно удосконалюються, параметри ОП наближаються до ідеальних. Проте поліпшити всі параметри одночасно технічно неможливо або недоцільно із-за дорожнечі отриманого чіпа. Для того, щоб розширити область застосування ОП, випускаються різні їх типи, в кожному з яких один або декілька параметрів є видатними, а інші на звичайному рівні (або навіть трохи гірше). Це виправдано, оскільки залежно від сфери застосування від ОП потрібне високе значення того або іншого параметра, але не всіх відразу.
  4.  Цифро-аналогові перетворювачі (ЦАП) призначені для перетворення коду в квантовану величину (напругу, опір і т.д.). Застосовуються цифро-аналогові перетворювачі як вузли зворотного зв'язоку аналого-цифрових перетворювачів і для формування вихідних аналогових сигналів цифрових вимірювальних і обчислювальних пристроїв.
  5.  Комерційна конкуренція в відношенні підсилювальних модулів настільки же сильна, як і для інших ВЧ-модульних компонентів. Закінчені підсилювальні модулі випускають: Aertech/TRW, Avantek, Audin Vektor, Hewlett-Packard, Narda, Scientific Communications-Johnson, Winncom Technologies, Мікроприлад-Сервіс, IKS-Tehno, Тевало Україна, Телеком-Центр, Fortissimo.


Список літератури

  1.  http://uk.wikipedia.org
  2.  http://www.ukrindustrial.com
  3.  http://www.walmar.vn.ua
  4.  Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных приборах.. Изд. 2-е. -Л. : Энергия, 1988. –304 с.
  5.  ДСТУ 2305-93. Підсилювачі операційні. Терміни та визначення.  Введ. 01.01.93. - К.: Изд-во стандартов, 1994. - 19 с. 
  6.  Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. –М.: Мир, 1982. –512 с.
  7.  Хоровиц Г., Хилл У. Искусство схемотехники. В 2-х томах. Пер. с англ.— М.: Мир.1983. – 598с.
  8.  Цифровые интегральные микросхемы : Справочник/ А.В.Боборыкин И.Н.Грель, С.А.Дубинина и др. –2-е изд., -Минск : Беларусь, Полымя,  1996, -605 с.
  9.  Щербаков В.И., Грездов Г.И. Электронные схемы на операционных усилителях. К. – Техніка, 1983. – 641с.


ОП

R

2R

SW1

2n-1

R

2R

W2

2n-2

2R

2R

SWn

20

E0

Uвих

R0

Рис.3.4. Функціональна схема, виготовленого на базі інтегральних мікросхем

  1.  

 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

62316. Сучасний урок української мови в допоміжній школі 18.3 KB
  Уроки української мови за своїм характером за їх змістом методикою проведення метою можуть бути різноманітними. У залежності від мети виділяється три основних типи уроку з української мови: аповідомлення учням нових знань бзакріплення вперевірки...
62318. СВЯЗЬ УРОКОВ ВОСПРИЯТИЯ С УРОКАМИ ПРАКТИЧЕСКОЙ ДЕЯТЕЛЬНОСТИ 23.71 KB
  Задания развивающие графическую речь школьников имеют целью: Перевести детей в ситуацию привычную данному возрасту а именно: от словесных ответов к рисованию к деятельности; Активизировать мышление и восприятие детей при помощи процесса рисования во время которого дети видят...