4520

Радиоприемные устройства. Конспект лекций

Конспект

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Радиоприемные устройства В упрощенном изложении представлены принципы построения, основные схемотехнические и системотехнические решения и теоретические основы радиоприемных устройств. Рассмотрены структурные схемы радиоприемных устройств различного...

Русский

2012-11-22

1.58 MB

845 чел.

Радиоприемные устройства

В упрощенном изложении представлены принципы построения, основные схемотехнические и системотехнические решения и теоретические основы радиоприемных устройств. Рассмотрены структурные схемы радиоприемных устройств различного назначения с использованием современных принципов построения и элементной базы.


ОГЛАВЛЕНИЕ

Раздел 1 Основные положения   

        

Глава 1          

Общие сведения о радиоприемном устройстве

1.1. Назначение и структура радиоприемного устройства

1.2. Классификация РПрУ

Глава 2

Основные качественные показатели

2.1. Основные показатели усилительных устройств

2.2. Качественные показатели РПрУ

Глава 3

Структурные схемы радиотракта приемника

Раздел 2 Радиотракт.

Глава 4

Входные цепи РПрУ  

4.1. Назначения, виды и характеристики ВЦ

4.2. Способы настройки и перекрытия диапазона

4.3. Анализ одноконтурной входной цепи

4.4. Условия обеспечения максимума резонансного коэффициента передачи ВЦ

Глава 5

Резонансные усилители

5.1. Назначение и виды резонансных усилителей

5.2. Коэффициент усиления и АЧХ одноконтурного резонансного усилителя

5.3. Устойчивость одноконтурного резонансного усилителя

Глава 6

Преобразователи частоты.

6.1 Назначение, структурная схема, принцип работы преобразователя частоты

6.2 Частотная характеристика преобразователя частоты

6.3 Примеры схемных решений преобразователей частоты

Раздел 3 Детекторы.Регулировки.РПрУ различного назначения

Глава 7

Амплитудные детекторы и ограничители

7.1 Основные характеристики амплитудных детекторов

7.2 Диодный АД. Принцип работы

7.3 Искажения при детектировании АМ – колебаний

7.4 Виды ограничителей

7.5 Диодные АО

7.6 Транзисторные АО

Глава 8

Детектирование сигналов угловой модуляции

8.1 Фазовые детекторы

8.2 Частотные детекторы. Принцип действия

8.3 Частотный детектор с одиночным контуром

8.4 Балансный частотный детектор с взаимно расстроенными контурами

Глава 9

Регулировки в радиоприемных устройствах

9.1 Способы регулировки усиления резонансного усилителя

9.2 Автоматическая регулировка усиления (АРУ)

9.3 Автоматическая подстройка частоты

Глава 10

Радиоприёмные устройства различного назначения

10.1 Радиовещательные приёмники

10.2 Профессиональные радиоприёмные устройства декаметровых волн

10.3 Радиолокационные приёмники

10.5 Приёмники систем персонального радиовызова

Раздел 4  Электромагнитные помехи в радиоприемных устройствах

Глава 11

Помехоустойчивость радиоприемных устройств

11.1 Помехи радиоприему

11.2 Сосредоточенные помехи и методы борьбы с ними

11.3 Импульсные помехи и способы снижения их влияния

11.4 Флуктуационные помехи и способы их ослабления

11.5 Мультипликативные помехи

Литература

Предметный указатель

                Раздел 1. Основные положения     

Глава 1. Общие сведения о радиоприемном устройстве

1.1. Назначение и структура радиоприемного устройства

Радиоприемным называется устройство, предназначенное для приема сообщений, передаваемых с помощью электромагнитных волн (ЭМВ) в радиочастотном и оптическом диапазонах.

Место радиоприемного устройства в любой системе передачи информации отражает рис.1.1.

                                            Рис. 1.1

Радиопередающее устройство (РПдУ), вместе с передающей антенной А1, радиоприемное устройство (РПрУ) вместе с приемной антенной А2 и среда распространения ЭМВ образуют радиоканал. При прохождении по радиоканалу сигнал претерпевает нежелательные изменения – искажения, связанные с распространением радиоволн и неидеальностью характеристик РПдУ и РПрУ. Кроме того, в месте приема существуют электромагнитные поля, создаваемые посторонними источниками естественного и искуственного происхождения (внешние помехи), а в цепях самого РПрУ возникают различные побочные электрофизические явления, проявляющиеся в виде внутренних помех приему.

Основными функциями РПрУ являются:

1. Улавливание радиоволн и преобразование энергии электромагнитного поля в энергию электрических колебаний. Эту функцию выполняет антенна РПрУ.

2. Отделение полезного стгнала от мешающих воздействий других радиостанций и помех различной природы, что осуществляется с помощью фильтров.

3. Усиление и преобразование радиосигнала в напряжение (ток) с частотой модулирубщего колебания.

4. Воспроизведение переданного сообщения в виде звука, изображения на экране, записи текста и т.п.

Укрупненная структурная схема РПрУ, определяемая его основными функциями показана на рис.1.2.

                                      Рис.1.2.

Радиотракт предназначен для усиления сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы детектора (без искажений), и подавления мешающих сигналов. Следовательно, радиотракт включает усилительные каскады и частотноселективные цепи (фильтры). Детектор преобразует высокочастотное колебание, модулированное передаваемым сообщением, в низкочастотное, соответствующее модулирующему сигналу. В последетекторной части радиоприемника происходит усиление продетектированного сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы воспроизводящего устройства. Здесь же происходит дополнительное ослабление помех, например за счет включения декодирующих устройств при приеме цифровой информации.

В многоканальных приемниках радиотракт рассчитывается на прием группового сигнала, который несет в себе ряд независимых сообщений. В этом случае последетекторный тракт включает в себя разделитель каналов, а на выходе каждого канала используется свое воспроизводящее устройство.

1.2. Классификация РПрУ.

В зависимости от признаков, положенных в основу классификации, существует множество различных приемников. По основному функциональному назначению РПрУ делят на профессиональные и вещательные (бытовые). К профессиональным РПрУ относят связные, телевизионные (в системах передачи информации), телеметрические, локационные, телеуправления и др. Вещательные приемники обеспечивают прием программ звукового и телевизионного вещания. Их массовое производство и необходимость относительной дешевизны обуславливают сравнительно простые технические решения. В зависимости от сложности и качества они делятся на классы.

Среди связных различают РПрУ космических, магистральных, внутризоновых, местных, технологических и других радиосистем.

В зависимости от места установки РПрУ могут быть стационарными, бортовыми, автомобильными, переносными и т.д.

По виду принимаемых сигналов выделяют приемники непрерывных и дискретных сигналов; по виду модуляции (или манипуляции для приемников дискретных сигналов): с амплитудной (АМ), однополосной (ОМ), частотной (ЧМ) и фазовой (ФМ) модуляцией, различными видами импульсной модуляции и т.п.

По диапазону частот принимаемых сигналов различают приемники НЧ, СЧ, ВЧ, ОВЧ, УВЧ, СВЧ, а также приемники оптического диапазона. Радиовещательные приемники обычно классифицируют по диапазону длин волн: ДВ, СВ, КВ, УКВ. Приемники дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волн используются в радиолокации и спутниковых системах связи.

Радиоприемники можно классифицировать также по способу питания (сетевые, от батареи), конструктивному выполнению и др.

Глава 2. Основные качественные показатели

2.1. Основные показатели усилительных устройств

Усиление в РПрУ обеспечивается как на высокой (до детектора) так и на низкой частоте (после детектора). При этом усилительные каскады имеют существенные отличия. Остановимся кратко на основных показателях, характеризующих усилительные свойства и искажения усилительных каскадов.

Усилительные возможности усилителя оцениваются с помощью коэффициентов усиления при действии на его входе гармонического испытательного сигнала.

Представление усилителя в виде активного четырехполюсника (рис.2.1), параметры которого определяются источником питания, позволяет определить его основные характеристики.

Усилитель предназначен для увеличения мощности сигнала, подведенного к его входу, что происходит благодаря преобразованию энергии источника питания в энергию выходного сигнала. Поэтому основным показателем, характеризующим усилительные свойства усилителя, является коэффициент усиления по мощности, который всегда больше единицы:

,

где  - мощность, отдаваемая в нагрузку (выделяемая на активной части нагрузки),

- мощность, подводимая ко входу усилителя от источника сигнала.

Коэффициент усиления по напряжению это отношение комплексных амплитуд напряжений на выходе и на входе усилителя:

  K = U  вых /U вх                                                             (2.1)

Сквозной коэффициент усиления по напряжению – отношение комплексной амплитуды напряжения на выходе усилителя к ЭДС источника сигнала:

 К* =  U вых / E u

Аналогично коэффициент усиления по току:

  К i =  I н / I вх

Коэффициенты усиления  K, K*,Ki   являются комплексными величинами, так как из-за наличия в усилителе реактивных элементов появляется фазовый сдвиг выходных напряжений и тока относительно входных значений. Более того, наличие реактивных элементов, сопротивление которых зависит от  частоты, приводит к изменению модуля и фазы выходных напряжения и тока при изменении частоты входного сигнала, то есть  к возникновению амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений.

Амплитудно-частотные и фазо-частотные искажения оцениваются по амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристике, соответственно.

Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) представляет собой зависимость модуля коэффициента усиления по напряжению (2.1) от частоты, а фазо-частотная (ФЧХ) показывает зависимость фазового сдвига между выходным и входным напряжениями от частоты.

Типичный вид АЧХ и ФЧХ усилителей низкой частоты (УНЧ) показан на рис. 2.2, а и б:

 

    Рис.2.2а                                       Рис.2.2б        

На рис. 2.2 в, для сравнения приведена АЧХ резонансного усилителя (РУ) радиочастоты, характерной особенностью которого является выраженный максимум коэффициента усиления на резонансной частоте f0.

Очевидно, усиленный сигнал не искажается, если каждая составляющая спектра усиленного сигнала имеет одинаковый коэффициент усиления и сдвигается усилителем на равное время, определяемое временем запаздывания. При этом идеальные АЧХ и ФЧХ показаны пунктирными линиями соответственно на рис. 2.2, а (в) и 2.2 б.

Рис.2.2в

Для количественной оценки амплитудно-частотных искажений используют коэффициент частотных искажений

,             (2.2)   

где  - коэффициент усиления по напряжению на частоте, на которой оцениваются частотные искажения;  - коэффициент усиления в области средних частот для УНЧ или резонансный коэффициент усиления для РУ.

Учитывая, что АЧХ усилителей обычно нормируются: , из 2.2 имеем , где  - значение нормированной АЧХ  на частоте .

Амплитудно-частотные и фазочастотные искажения относятся к классу линейных искажений, так как не добавляют в выходной сигнал новых спектральных составляющих, а лишь изменяют их соотношение.

Нелинейные искажения возникают в усилительных каскадах из-за нелинейности вольт-амперной характеристики (ВАХ) усилительного элемента, определяющего зависимость выходного тока от входного напряжения (проходная характеристика, рис. 2.3.).

                                                           Рис.2.3

Нелинейные искажения проявляются в возникновении в выходном токе новых (высших) гармонических составляющих и оцениваются коэффициентом гармоник:

   (2.3)

где  - действующие (или амплитудные значения тока и напряжения первой, второй и т.д. гармоник выходного колебания.

Нелинейность радиотракта приемника приводит к ряду нелинейных эффектов (перекрестная и интермодуляция, блокирование), рассматриваемых ниже.

2.2. Качественные показатели РПрУ

Основным показателем качества радиотракта приемника является чувствительность.

Чувствительностью называется способность приемника принимать слабые радиосигналы. Количественно чувствительность оценивается минимальной ЭДС в антенне  или мощностью , при которой на выходе приемника сигнал воспроизводится с требуемым качеством. Под требуемым качеством понимают либо обеспечение заданного уровня сигнала на выходе приемника при определенном отношении сигнал/помеха, либо обеспечения одного из вероятностных критериев принятия сигнала. Очевидно, чувствительность зависит от усиления сигнала в приемнике и ограничена усилителем, так как бесконечно увеличивать усиление в радиотракте невозможно. С другой стороны, чувствительность ограничена внешними помехами, если уровень сигнала и помех на входе РПрУ соизмеримы. При отсутствии внешних помех можно достигнуть предела чувствительности, ограниченного внутренними шумами. Такая чувствительность является параметром собственно приемника.

Избирательность (селективность) приемника – это способность приемника отделять полезный сигнал от мешающих. Она основана на использовании тех или иных различий полезных и мешающих сигналов: направления прихода (пространственная избирательность), времени действия (временная), поляризации (поляризационная), амплитуды (амплитудная), частоты (частотная), фазы (фазовая). Пространственная и поляризационная избирательности реализуются приемной антенной; временная (при приеме импульсных сигналов) достигается отпиранием приемника только на время действия полезного сигнала. Основное значение имеет частотная избирательность, реализуемая с помощью резонансных цепей и фильтров. Различают односигнальную и многосигнальную (эффективную, реальную) частотную избирательность.

Односигнальная избирательность определяется АЧХ фильтров радиотракта приемника без учета нелинейных явлений при действии на входе одного сигнала (либо полезного, либо мешающего) (рис.2.4.а). Количественно односигнальная избирательность оценивается отношением уровня испытательного сигнала на частоте помехи к его значению на частоте полезного сигнала при неизменной настройке и одинаковом выходном напряжении, то есть отношением соответствующих коэффициентов усиления:

.

Следовательно характеристика односигнальной избирательности или кривая селективности (рис. 2.4.б), оценивающая ослабление помехи в зависимости от частоты расстройки , обратна соответствующей АЧХ (рис.2.4.а). При этом учтено, что в отличие от АЧХ УНЧ для резонансных усилителей радиотракта приемника при построении АЧХ по оси частот удобнее откладывать не абсолютное значение частот, а значение расстройки частоты относительно настройки приемника .

   

Рис.2.4а       Рис.2.4б

Это вызвано тем, что в супергетеродинном приемнике (см. ниже) при преобразовании частоты величина  не меняется при изменении частот настройки контуров в трактах высокой и промежуточной частот.

Важным показателем приемника, также определяемым по его АЧХ, является полоса пропускания, оцениваемая полосой частот вблизи резонансной частоты, где уровень амплитудно - частотных искажений не превышает допустимый, задаваемый неравномерностью АЧХ в полосе пропускания.

Неравномерность АЧХ оценивается отношением коэфициентов усиления на резонансной частоте и на границах полосы пропускания

Очевидно, что идеальная (с точки зрения обеспечения избирательности и отсутствия частотных искажений) АЧХ имеет прямоугольную форму (штрих-пунктир на рис.2.2в). Степень близости реальной АЧХ к идеальной оценивается коэффициентом прямоугольности, определяемым отношением полос пропускания при двух значениях .

Обычно .

Отметим, что показатели избирательности и неравномерности, как большинство относительных величин, обычно выражаются в дБ.

Реальная (многосигнальная, эффективная) селективность учитывает нелинейные эффекты (перекрестная модуляция, блокирование, интермодуляция), возникающие в радиотракте приемника при действии сильных внеполосных помех, когда начинает проявляться нелинейность радиотракта. Реальная селективность характеризует способность приемника выделять полезный сигнал при одновременном действии сигнала и помех. Нелинейные искажения сигнала на выходе приемника оцениваются коэффициентом гармоник модулирующего сигнала (2.3). Нелинейностью амплитудных характеристик () определяется и динамический диапазон приемника, характеризующий пределы изменения уровня выходных сигналов, при которых обеспечивается требуемое качество воспроизведения принятого сообщения:

.

Здесь  - максимальный уровень сигнала в антенне, ограниченный допустимыми нелинейными искажениями в усилительном тракте;  - минимальный уровень сигнала в антенне, определяемый уровнем шумов, т.е. реальной чувствительностью.

К другим показателям качества относятся:

- диапазон рабочих частот, определяемый коэффициентом перекрытия диапазона ;

- время настройки на принимаемую частоту;

- помехоустойчивость – способность приемника обеспечивать требуемое качество приема при  действии различных помех;

- электромагнитная совместимость с другими средствами радиосвязи;

- конструктивно-эксплуатационные характеристики;

- производственно-экономические характеристики.

Особое значение имеют шумовые показатели РПрУ, определяющие его предельную чувствительность. Для оценки уровня собственных шумов приемника (или любого четырехполюсника) вводится понятие коэффициента шума Ш, оценивающего уровень собственных шумов РПрУ в общем шуме на выходе устройства.

Для любого четырехполюсника коэффициент шума представляет собой:

Здесь  - мощность шума на выходе идеального нешумящего четырехполюсника;  - собственные шумы четырехполюсника.

Пусть на вход четырехполюсника от источника сигнала с внутренним шумящим сопротивлением  поступает мощность шума , где  - полоса шума; - коэффициент рассогласования, зависящий от сопротивлений источника сигнала  и входного сопротивления четырехполюсника,  - постоянная Больцмана,  - абсолютная температура. Тогда мощность на выходе идеального нешумящего четырехполюсника , где  - коэффициент усиления по мощности четырехполюсника.

Другой интерпретацией коэффициента шума может служить отношение:

,

оценивающее ухудшение  на выходе четырехполюсника за счет добавления собственных шумов.

Иногда, особенно для малошумящих устройств, удобно пользоваться понятием шумовой температуры. Шумовая температура  показывает, на сколько надо изменить температуру сопротивления источника сигнала , чтобы считая его нешумящим, получить на выходе такую же мощность шума, какую дает реальный усилитель. При этом .

Известно, что коэффициент шума пассивного четырехполюсника (например, входной цепи приемника) определяется: , где  - номинальный (при согласовании) коэффициент передачи по мощности четырехполюсника.

Коэффициент шума многокаскадного устройства:

,

где  - коэффициент шума го каскада.

Отсюда следует, что влияние каждого последующего каскада на общий коэффициент шума меньше предыдущего и это уменьшение тем заметнее, чем выше коэффициент передачи предыдущих каскадов. Поэтому в РПрУ для обеспечения высокой предельной чувствительности, т.е. низкого коэффициента шума, стремятся первые каскады (УРЧ) выполнять малошумящими и с возможно большим коэффициентом усиления по мощности.

Вопросы для самопроверки

1. Какова причина возникновения частотных и фазовых искажений в усилителях низкой частоты?

2. Как выглядят идеальные АЧХ и ФЧХ усилителей низкой частоты и почему?

3. В чем причина возникновения нелинейных искажений в усилителях и как они оцениваются?

4. Чем ограничена чувствительность РПрУ?

5. Как количественно оценивается чувствительность РПрУ?

6. По какой характеристике оценивается одноканальная частотная избирательность?

7. Как определяется полоса пропускания приемника?

8. Что такое динамический диапазон приемника и как он определяется?

9. Как оцениваются шумовые показатели приемника (усилителя)? Почему шумовые свойства малошумящих устройств удобнее оценивать по шумовой температуре, а не по коэффициенту шума?

10. Поясните влияние шумовых и усилительных показателей отдельных каскадов на шумовые характеристики многокаскадных устройств.

Глава 3. Структурные схемы радиотракта приемника

Структурные схемы приемников различаются прежде всего построением радиотракта. Наиболее простым является приемник прямого детектирования (детекторный), структура которого представлена на рис.3.1.

Рис.3.1

Перестраиваемая входная цепь (ВЦ) осуществляет частотную избирательность и настройку приемника на частоту принимаемого сигнала.

Детектор (Д) преобразует принимаемые модулированные сигналы в напряжение, соответствующее передаваемому сообщению.

В последетекторном тракте реализуется необходимое усиление низкочастотного сигнала.

Достоинством схемы рис.3.1. является ее простота, а недостатки – низкая чувствительность и избирательность из-за отсутствия усиления до детектора и простоты фильтра. Имеет ограниченное применение в миллиметровом и более высокочастотных диапазонах волн.

Схема приемника прямого усиления представлена на рис.3.2. Этот приемник отличается наличием усилителей радиочастоты, настроенных на частоту принимаемого сигнала и перестраиваемых вместе с ВЦ. Имеет значительно большую чувствительность и избирательность.

Рис.3.2

Недостатками этого приемника являются:

1. Сложность системы настройки. Необходимость обеспечения избирательности требует формирования АЧХ радиотракта, близкой к прямоугольной, что предполагает использование резонансных цепей (например, фильтров из нескольких колебательных контуров). При этом, очевидно, усложняется перестройка по диапазону.

2. Трудность обеспечения усиления на высокой частоте, а, следовательно, сравнительно низкая чувствительность приемника. Кроме того, при большом количестве усилительных каскадов, работающих на одной частоте, возникает опасность самовозбуждения.

3. Непостоянство параметров радиотракта при перестройке. Известно, например, что полоса пропускания одноконтурного фильтра по уровню 0,707 , где  - эквивалентное затухание контура. Очевидно, что при перестройке принимаемой частоты с  до  при постоянном эквивалентном затухании контура  (перестройка контуров изменением емкости) полоса пропускания заметно увеличивается.

В настоящее время  РПрУ с фиксированной настройкой применяются лишь в микроволновом и оптическом диапазонах.

Перечисленных недостатков лишена схема супергетеродинного приемника.

Рис.3.3

В радиотракте помимо усиления сигнала происходит преобразование частоты принятого колебания. На рис.3.3. представлена схема с однократным преобразованием. В таком приемнике сигналы частоты  преобразуются в преобразователе частоты (ПрЧ), состоящем из смесителя (См), генератора вспомогательных колебаний – гетеродина (Г) и фильтра (например, фильтра сосредоточенной селекции - ФСС) в колебания фиксированной, так называемой промежуточной частоты , на которой и осуществляются основное усиление и частотная избирательность. Смеситель содержит нелинейный элемент или элемент с переменным параметром, поэтому в результате воздействия сигналов с частотами  и  на его выходе возникают колебания с комбинационными частотами:

, где  - целые числа от нуля до бесконечности. Одна из этих комбинационных составляющих выделяется фильтром на выходе смесителя и используется в качестве новой несущей частоты выходного сигнала, усиливаемого затем усилителем промежуточной частоты УПЧ, который может содержать несколько каскадов резонансных или апериодических усилителей. Обычно используется наиболее интенсивная комбинационная составляющая с ,  (простое преобразование). Если , то преобразование называется комбинационным. Чаще всего в качестве промежуточной используется разносная частота . При этом происходит понижение частоты и облегчается дальнейшее усиление, а верхняя настройка гетеродина  упрощает сопряжение настроек контуров, настроенных на разные частоты. Сопряженная перестройка ВЦ, резонансных цепей УРЧ и гетеродина обеспечивает постоянство  при перестройке по диапазону, что дает возможность использовать в тракте промежуточной частоты сложные неперестраиваемые фильтры сосредоточенной селекции, реализующие АЧХ, близкую к идеальной и обеспечивающие основную избирательность.

В супергетеродинном приемнике реализуется высокое устойчивое усиление за счет ослабления роли паразитных обратных связей. Основные качественные показатели практически не изменяются при перестройке приемника, так как определяются в основном неперестраиваемым трактом промежуточной частоты.

Однако, такой приемник не лишен недостатков, основным из которых является наличие побочных каналов приема. Предположим, что приемник принимает сигнал от радиостанции на частоте  (рис.3.4.). Для этого в приемнике устанавливается частота гетеродина , при которой . При этом, если на вход ПрЧ поступает сигнал, который при взаимодействии с частотой гетеродина или ее гармониками также преобразуется в промежуточную частоту, то такой сигнал проходит на выход ПрЧ так же как и полезный сигнал.

Рис.3.4

Частоты нескольких побочных каналов приема показаны на рис.3.4. и соответствуют частотам . При этом предполагается, что в ПрЧ не образуются гармоники сигнала , то есть преобразователь линеен относительно сигнала. В противном случае сигнал при переносе на промежуточную частоту будет искажен.

Частота  соответствует каналу прямого прохождения. Сигнал этой частоты проходит через ПрЧ без преобразования как через усилитель ( если ПрЧ транзисторный) или как через пассивную цепь (ПрЧ диодный). Частота  соответствует зеркальному каналу, отстоит от полезного сигнала на  и взаимодействует с гетеродином так же как полезный сигнал .

Очевидно, что отфильтровать побочные каналы приема необходимо до преобразователя и эту функцию выполняет ВЦ и УРЧ. АЧХ ВЦ и УРЧ показана на рис.3.4. пунктирной линией.

Наиболее опасным из побочных каналов приема является зеркальный канал поэтому одним из основных показателей РПрУ является избирательность по зеркальному каналу . Так как ВЦ и УРЧ обеспечивают лишь избирательность по побочным каналам приема, их АЧХ значительно шире чем АЧХ ФСС, обеспечивающего основную избирательность по соседнему каналу, частота которого соответствует частоте ближайшей станции . Для сравнения у радиовещательных АМ приемников , т.е. ; .

Ввиду того, что ВЦ и УРЧ в РПрУ выполняют функцию предварительной фильтрации, их обычно называют преселектором.

К другим недостаткам супергетеродинного РПрУ относятся влияние нестабильности частоты гетеродина на настройку и возможность излучения колебаний гетеродина через приемную антенну.

Очевидно, выбор промежуточной частоты влияет на основные показатели РПрУ. Чем выше , тем легче обеспечить избирательность по зеркальному каналу, но тем труднее обеспечить большое устойчивое усиление и фильтрацию в тракте промежуточной частоты.

С другой стороны, понижение  приводит к ухудшению избирательности преселектора и увеличению вероятности излучения колебаний гетеродина через приемную антенну (ввиду близости частоты гетеродина к частоте настройки преселектора). Таким образом, выбор частоты   ограничен противоречивыми требованиями. Поэтому в ряде приемников используется многократное (чаще двукратное) преобразование частоты. При первом преобразовании частота  выбирается достаточно высокой, чтобы проще отфильтровать помехи по ЗК, при втором преобразовании – достаточно низкой, что облегчает фильтрацию соседних станций и обеспечение большого усиления.

Структурная схема приемника прямого преобразования приведена на рис.3.5.

Рис.3.5.

Такой приемник отличается от супергетеродинного тем, что выбирается  и при разностном преобразовании . Гетеродин синхронизирован относительно сигнала с точностью до фазы цепью синхронизации ЦС. На выходе смесителя (перемножителя), играющего роль синхронного детектора, получается сигнал с частотой модуляции, выделяемый фильтром нижних частот (ФНЧ) с полосой пропускания, соответствующей ширине спектра сигнала. Такой приемник называют синхродином. К его достоинствам относятся простота и отсутствие ЗК. Недостатки – низкая помехоустойчивость цепи синхронизации, содержащей систему ФАПЧ, и повышенные требования к линейности тракта.

Вопросы для самопроверки

1. Перечислите основные достоинства и недостатки приемников прямого усиления.

2. За счет чего в супергетеродинных приемниках реализуется высокая чувствительность (по сравнению с приемником прямого усиления)?

3. В каких каскадах РПрУ обеспечивается избирательность по зеркальному каналу и почему?

4. Что такое "побочные каналы приема" супергетеродинного приемника?

5. В каких каскадах РПрУ обеспечивается избирательность по соседнему каналу и почему?

6. Из каких соображений производится выбор промежуточной частоты в супергетеродинном приемнике?

7. В каких случаях используется двойное преобразование частоты?

8. Какой приемник называется синхродином и почему?

9. Каковы достоинства и недостатки приемника прямого преобразования? Почему?

10. Изобразите структурную схему супергетеродинного приемника и назовите назначение основных ее элементов.

         РАЗДЕЛ 2. Радиотракт

Глава 4.  Входные цепи РПрУ

4.1. Назначения, виды и характеристики ВЦ

Входной цепью (ВЦ) называется  цепь, соединяющая антенну с первым усилительным или преобразовательным каскадом приемника. Основное назначение ВЦ – передача полезного сигнала от антенны ко входу первого активного элемента (АЭ) приемника и предварительная фильтрация помех. Отсюда основные требования к показателям качества:

1. Возможно больший коэффициент передачи по мощности КрВЦ . При этом уменьшается и коэффициент шума ШВЦ=1/КрВЦ , а следовательно, уменьшается коэффициент шума всего приемника.

2. Обеспечение предварительной фильтрации накладывает требования к селективности по зеркальному каналу Seзк , а следовательно, и к допустимой неравномерности АЧХ в полосе пропускания приемника.

3. Обеспечение перестройки ВЦ в заданном диапазоне от f0min до f0max.

4. Допустимые изменения резонансного коэффициента передачи K0 по диапазону.

5. Допустимая расстройка контуров ВЦ за счет вносимых реактивных проводимостей (в первую очередь со стороны антенны.

Обычно ВЦ представляет собой пассивный четырехполюсник, содержащий один или несколько колебательных контуров (резонаторов), настроенных на частоту принимаемого сигнала. Наибольшее распространение получили одноконтурные ВЦ, особенно в приемниках с переменной настройкой, как наиболее простые, обладающие наименьшими потерями, следовательно наибольшим Кр. В радиовещательных приемниках ДВ и СВ применяются двухконтурные ПФ.

ВЦ классифицируются по виду фильтров и способам связи входного контура с антенной и входом следующего каскада.

На рис.4.1. приведена схема с трансформаторной связью с антенной и автотрансформаторной со входом следующего каскада. В схеме рис.4.2. использованы емкостная связь с антенной и полное подключение входного контура ко входу АЭ. В схеме рис.4.3. входной контур связан с антенным фидером через автотрансформатор. Кроме того, существуют непосредственная связь входного контура с антенной (ВЦ с ферритовой магнитной антенной) и комбинированная.

  

Рис.4.1         Рис.4.2

Рис.4.3

4.2. Способы настройки и перекрытия диапазона

Плавно настраивать контуры в заданном диапазоне частот можно, изменяя индуктивность или емкость (либо то и другое). Однако целесообразнее настройку осуществлять изменением емкости, так как только в этом случае добротность контура, определяющая его резонансный коэффициент передачи, не зависит от частоты настройки. Следовательно, настройка емкостью сопровождается менее резким изменением параметров контура (полоса  пропускания и эквивалентное сопротивление пропорциональны частоте). При настройке емкостью коэффициент  перекрытия диапазона

                         .

Если приемник должен работать в широком диапазоне частот (Кд>3), то диапазон разбивают на поддиапазоны. Переход от  одного поддиапазона на другой осуществляют переключением индуктивностей.

Основными способами разбиения диапазона на поддиапазоны являются разбиения с постоянным частотным интервалом (f0imax-f0imin=fпд=Const) и с постоянным коэффициентом перекрытия Кпд=f0imax/f0imin=Const. При втором способе обычно требуется меньшее число поддиапазонов, поэтому он более экономичен. В то же время с увеличением частоты в этом случае возрастает плотность настройки.

Вместо громоздких механических конденсаторов переменной емкости (КПЕ) в настоящее время обычно применяют варикапы, главное преимущество которых – малые размеры, механическая надежность, простота автоматического и дистанционного управлений настройкой. Схема включения варикапа в колебательный контур приведен на рис.4.4. Регулирующее напряжение подается потенциометром от стабилизированного источника. Резистор R нужен для уменьшения шунтирующего действия на резонансный контур цепи управления настройкой.

Рис.4.4

Недостатком варикапов является существенная нелинейность их характеристик. Ослабить нелинейные эффекты можно, используя встречно-последовательное включение двух варикапов.

4.3. Анализ одноконтурной входной цепи

Общие соотношения, характеризующие работу одноконтурных ВЦ, не зависят от видов связи контура, поэтому рассматривать их можно  на примере любой схемы. Эквивалентная схема ВЦ с одиночным колебательным контуром  приведена на рис.4.5.

Рис.4.5

Здесь антенно-фидерная цепь представлена генератором тока  I A  =  E A / Z A  с проводимостями gA и BA, которые включают в себя параметры элементов связи антенны с контуром RA=Rант+Rсв; XA= Xант+Xсв, где Rант и Xант - активное и реактивное сопротивление собственно антенны; Rсв и Xсв - активное и реактивное сопротивление элементов связи антенны с контуром. Вход первого активного элемента (АЭ) вместе с цепями смещения представлен проводимостью Yвх=gвх+jBвх. Коэффициенты включения со стороны антенны и входа АЭ, соответственно определяются:

      m1 = U1 /U ф                    (4.1)

      m2 = U 2 /U ф                                                   (4.2)

где Uф - напряжение на контуре.

Все элементы схемы можно пересчитать к контуру (на основе закона сохранения энергии):

; ; ;                                                         (4.3)

; ,

где m1 и m2 - определяются в соответствии с (4.1), (4.2).

Тогда схема  рис.4.5 преобразуется к виду рис.4.6.

Рис.4.6

Эквивалентная реактивная составляющая проводимости контура , а активная составляющая gэ=gk+m12gA+m22gвх. (4.4)

Теперь эквивалентная схема ВЦ может быть представлена в виде параллельного колебательного контура с эквивалентными параметрами (рис.4.7).

Рис.4.7

 

Учитывая, что U ф = I А /Y ф (по закону Ома) и проведя несложные преобразования, получим выражение для комплексного коэффициента передачи ВЦ:

               Квц = Uвх /ЕА =m1 m2 Rэ /ZA (1 + )           (4.5)

здесь Rэ - эквивалентное сопротивление контура с учетом внесенных потерь;

- обобщенная расстройка;

- относительная расстройка.

Отметим, что при малых расстройках (в пределах полосы пропускания или расстройка по соседнему каналу) , где  - абсолютная расстройка;  - эквивалентное затухание;  - характеристическое сопротивление. Модуль коэффициента передачи (4.5)

 К = m1 m2 Rэ / |ZА |√1 + α2   (4.6)

на резонансной частоте  и учитывая, что   в соответствии с (4.4)

                                              m1 m2

K0 = m1 m2 Rэ /|ZA0| =  —————————————               (4.7)

                                  |ZA0|(gк + m12 gА + m22  gвх )2

  

где  - модуль полного сопротивления антенной цепи на частоте резонанса эквивалентного входного контура.

Из (4.6.) и (4.7.) получим уравнение для характеристики избирательности

          K0          |ZA| m 1(ω 0) m 2 (ω 0)

Se = ――  =  ――――――――   √1 + α2                            (4.8)

       K(ω)       | ZA0| m 1(ω) m 2 (ω)

     

В общем случае согласно (4.8) коэффициенты m1 и m2 могут зависеть от частоты. Эту зависимость следует учитывать при больших расстройках  (например, по зеркальному каналу).

При малых расстройках, пренебрегая изменениям ZA и коэффициентов включения от частоты, получим  

       ,   (4.9)

что совпадает с уравнением характеристики избирательности одиночного контура. Из (4.9) полоса пропускания ВЦ при заданной неравномерности

,                                    (4.10)      

В частном случае при  из (4.10.) .

4.4. Условия обеспечения максимума резонансного коэффициента передачи ВЦ

Из (4.7) видно, что значения коэффициентов включения m1 и m2 оказывают двоякое влияние на величину резонансного коэффициента передачи. Например, при увеличении m1 антенна сильнее возбуждает контур, но одновременно больше шунтирует его вносимой из антенны проводимостью. Для оценки степени шунтирования контура, как со стороны антенны, так и со стороны входа АЭ, вводится коэффициент шунтирования

.     (4.11)

Тогда из (4.7.)

.    (4.12)

 

Чтобы определить оптимальные (с точки зрения обеспечения максимума резонансного коэффициента усиления) значения m1 и m2 помимо выражения для K0 (4.12) требуется выполнение еще одного условия, накладывающего ограничение на m1 и m2. Очевидно, целесообразно определять оптимальные значения m1 и m2 при условии заданной полосы, что эквивалентно заданию dэ, gэ или .

Выражая m2 через m1 и , подставляя полученное выражение в (4.12), беря частную производную по m1 и приравнивая ее нулю, получим

.     (4.13)

Аналогично

.     (4.14)

из (4.12.) с учетом (4.13) и (4.14)

.    (4.15)

Из (4.13) и (4.14) видно, что коэффициент передачи K0 ВЦ максимален при одинаковом шунтировании контура, как со стороны антенны, так и со стороны входа следующего каскада, т.е. когда

.    (4.16)

Очевидно, значение K0max (4.15) зависит от коэффициента шунтирования . При  (m1=m2=0) K0max=0 (нет передачи энергии из антенны на вход АЭ). При  (контур с малыми потерями), имеем наибольшее возможное значение .

В случае идеального контура без потерь равенство вносимых проводимостей (4.16) соответствует одновременному согласованию входного контура как с антенной, так и со входом следующего каскада, что и обеспечивает получение наибольшего теоретически возможного коэффициента усиления. На самом деле условие (4.16) не соответствует согласованию ни с одной стороны, поэтому иногда называется условием оптимального рассогласования.

При работе с настроенными антеннами обычно стараются согласовать цепь антенны с ВЦ. Условие согласования с антенной предполагает равенство вносимой в контур активной проводимости из антенной цепи и собственной резонансной проводимости контура с учетом внесенной входной проводимости АЭ:

.     (4.17)

Из (4.17.) необходимый для согласования коэффициент включения

.

Отметим, что в высокочувствительных РПрУ коэффициент шума ВЦ, определяемый совместно с УРЧ, играет существенную роль. В этом случае коэффициент включения m1 может выбираться из соображений минимизации шума преселектора (согласование по шумам). При этом значение m1 несколько выше, чем в режиме согласования и при малошумящем усилителе приближается к единице.

Вопросы для самопроверки

1. Какие требования предъявляются к входным цепям?

2. Как осуществляется перестройка входной цепи в диапазонных приемниках?

3. Чем определяется АЧХ входной цепи?

4. Из каких соображений могут выбираться коэффициенты включения контура (или другого фильтра) входной цепи?

5. В каком случае целесообразно использовать согласование антенны с входной цепью?

6. Какими параметрами определяется коэффициент передачи входной цепи?

7. Каковы условия получения максимального коэффициента передачи входной цепи?

8. Как осуществляется электронная перестройка контуров входной цепи? Каковы ее достоинства и недостатки?

9. Как можно классифицировать входные цепи? Приведите примеры.

10. Изобразите эквивалентную схему одноконтурной входной цепи с автотрансформаторным включением антенны и следующего каскада. Как определяются соответствующие коэффициенты включения?

Глава 5. Резонансные усилители

5.1. Назначение и виды резонансных усилителей

Резонансный усилитель (РУ) содержит резонансную селективную цепь и потому усиливает сигнал в некоторой полосе частот, в которой АЧХ усилителя имеет подъём. В РПрУ РУ используются в качестве УРЧ и УПЧ. УРЧ могут работать как на фиксированной частоте, так и на частотах, перестраиваемых в рабочем диапазоне; УПЧ работают обычно на фиксированных частотах.

РУ содержит три основных элемента: усилительный элемент (УЭ), источник питания и резонансную цепь (фильтр) с цепями связи с УЭ и с последующим каскадом.

РУ можно классифицировать в зависимости от:

типа УЭ (транзисторные, ламповые, на интегральных микросхемах, диодах с отрицательным сопротивлением);

вида резонансной цепи (одноконтурные, двухконтурные, многоконтурные, с пьезоэлектрическими и электромеханическими фильтрами, с резонансными линиями, объёмными резонаторами и т. д.)

вида цепей связи фильтра с УЭ и с последующим каскадом (усилители с непосредственным, автотрансформаторным, трансформаторным, ёмкостным и комбинированным включением фильтра.

РУ работают в режиме усиления малых сигналов, т.е. в линейном по сигналу режиме. На рис. 5.1 приведена схема одноконтурного транзисторного РУ с автотрансформаторной связью контура с УЭ и с последующим каскадом. Транзистор VТ включен по схеме с ОЭ, резисторы R1, R2 (базовый делитель) используются для подачи постоянного смещения на базу относительно эмиттера Uбэо. Цепочка RэCэ используется для стабилизации точки покоя за счёт введения последовательной отрицательной обратной связи по постоянному току.

5.2. Коэффициент усиления и АЧХ одноконтурного

резонансного усилителя

Любой РУ может быть представлен в виде активного линейного четырёхполюсника, нагрузкой которого является фильтр с цепями связи (рис. 5.2).

Свойства активного четырёхполюсника описываются системой уравнений с Y – параметрами:

I1  = Y 11 U 1 + Y 12 U 2  

I 2 = Y 21U 1 + Y 22  U 2                                             (5.1)

  

Для определения коэффициента усиления воспользуемся вторым уравнением системы (5.1).

                   I 2 ‌‌‌‌‌

Здесь           Y 21 =        —                   - крутизна УЭ   S;

                  U1      U2 = 0

                            

                                    U 2

                 Y 22  =       ‌ ―                      - yi – внутренняя проводимость УЭ

                                    I 1      U1 = 0 

Видно, что выходной ток I2 состоит из двух составляющих I 2 = SU 1 +   yi U 2                                             и учитывая, что yi содержит активную и емкостную составляющие yi=qi + jCвых, эквивалентную схему выходной цепи каскада РУ (рис. 5.1) можно представить в виде рис. 5.3.

Последующий каскад, являющийся нагрузкой для данного каскада, учтён его активным входным сопротивлением и его входной емкостью. Пересчитывая элементы схемы к контуру (на основе закона сохранении энергии) в соответствии с выражениями (4.3), переходим к схеме рис. 5.4.

Получим эквивалентный колебательный контур с параметрами: Скэквк+m12Cвых+m22Cвх сл (эквивалентная емкость контура с учётом внесённых ёмкостей);  - эквивалентная проводимость контура при резонансе с учётом внесённых сопротивлений; - коэффициент шунтирования (4.11).

По закону Ома напряжение на контуре   U ф= m1 S U 1 Z экв где Zэкв – полное эквивалентное сопротивление контура. Знак минус в выражении для Uф указывает, что ток m1S U1 создаёт на контуре напряжение полярности, противоположной принятой за положительную (см. рис. 5.2).

Выходное напряжение

U вых = m2 U ф = - m1 m 2S U 1Z экв

и коэффициент усиления по напряжению

            K = U вых  / U 1 = - m1 m2 S Z  экв.    (5.2)

     Учитывая, что для параллельного колебательного контура   Z экв = R экв /( 1 + ) , где   - обобщенная расстройка, из (5.2) получим

                                                 m 1 m2 S R экв

                                   K  = -  ―――――                                                      (5.3)

                                               (1 + j α )      

Модуль коэффициента усиления (5.3)

                            .               (5.4)

Резонансный коэфициент усиления из (5.4) при =0

.       (5.5)

АЧХ усилителя

      (5.6)

соответствует АЧХ эквивалентного колебательного контура. Отметим, что то же выражение согласно (4.9) было получено для АЧХ одноконтурной ВЦ.

Задача оптимизации резонансного коэффициента усиления (5.5) по параметрам m1 и m2 решается так же как для ВУ. Максимум резонансного коэффициента усиления при заданном коэффициенте шунтирования (т.е. заданной полосе пропускания или gэ) реализуется при выполнении условия оптимального рассогласования, т.е. при

При этом

.     (5.7)

При высокодобротном контуре (>>1) теоретически достигается наибольшее значение К0. Из (5.7) при >>1 имеем

                           .

Именно в этом случае реализуется одновременное согласование контура как по выходу УЭ так и по входу последующего каскада.

5.3. Устойчивость одноконтурного резонансного усилителя.

Анализ устойчивости РУ связан с определением его входной проводимости, которая является нагрузкой для предыдущего каскада и шунтирует его резонансную систему. Из первого уравнения системы (5.1)

           

       Y вх =  I  1 / U 1 = Y 11 + Y 12U 2 / U 1                                    (5.8)

   Здесь    Y  11 = I 1 / U 1                     статическая составляющая входной проводимости,

                        U 2 = 0   

которая всегда имеет место, определяется параметрами транзистора, не зависит от выходного напряжения (от нагрузки) и не меняется в процессе работы. Влияние этой составляющей на предыдущий каскад легко учесть.  Y 12 = I 1 / U 2  - внутренняя

                                                                                                                  U 1  = 0

проводимость обратной связи между выходом и входом УЭ. (например, для биполярных транзисторов определяется в основном паразитной ёмкостью между коллектором и эмиттером Ск).

Следовательно, вторая составляющая входной проводимости (5.8)

                 Y вхос = Y 12 U 2 / U 1     (5.9)

обусловлена действием внутренней обратной связи и зависит от напряжения   U 2, которая определяется напряжением на контуре и, следовательно, зависит от частоты. Поэтому  Y вхос  иногда называют динамической составляющей входной проводимости. Учитывая, что      U 2 = m 1U вых /m 2 = - m21  S Z эквU 1 из (5.9) получим:

 Y вхос  = - m21 S Y 12 Z экв  ,                     (5.10)

где   S Y 12= S Y12  e                  (5.11)

Причём суммарный фазовый сдвиг , создаваемый крутизной и проводимостью ОС, зависит в основном от параметров УЭ и слабо зависит от частоты. В пределах полосы пропускания  = const.

Из (5.10) с учётом (5.11)

                                          cos φ + j sin φ  

Y вхос = - m12  S Y12 R экв  ――――――                                        (5.12)

                                            1 +  j α     

Выделяя в выражении (5.12) вещественную и мнимую части определим активную и реактивную (ёмкостную) составляющие входной проводимости

    Y вхос =  gвхос + j bвхос ,

где                     ,                (5.13)  

                         ,                    (5.14)

Здесь

В общем случае зависимость gвхос() (5.13) показана на рис. 5.5, а зависимость bвхос() (5.14) – на рис. 5.6

Максимальное отклонение значений gвхос и bвхос от средних значений

.    (5.15)

Как видно из рис. 5.5, с изменением частоты проводимость gвхос меняет знак. Если gвхос положительна, то усилитель отбирает энергию от источника сигнала, т. е. внутренняя ОС отрицательная. Если же gвхос отрицательна, то это означает, что во входную цепь вносится энергия, следовательно, ОС положительная. Таким образом, в резонансных усилителях характер ОС с частотой меняется, поскольку с изменением частоты относительно резонансной меняется знак напряжения U2 на контуре. Пояснить возникновение отрицательной входной проводимости за счёт действия обратной связи можно следующим образом. На частотах ниже резонансной выходной контур имеет индуктивное сопротивление. Поэтому напряжение U2опережает ток I2 на угол, близкий к 900(рис. 5.7). Из-за этого напряжения возникает ток Ioc через Ск, опережающий напряжение ещё на 900. Так как ток I 2 синфазен с входным напряжением U1, сдвиг фаз между U1 и Ioc равен 1800, что эквивалентно отрицательной входной проводимости.

Очевидно, отрицательная входная проводимость вызывает подъём усиления предыдущего каскада, компенсируя потери в его контуре (входном контуре рассматриваемого усилителя). На частотах выше резонансной проводимость gвхос положительна и вносит во входной контур дополнительные потери, приводя к уменьшению усиления предыдущего каскада. На рис. 5.8 показан пунктиром характер изменения АЧХ входного контура из-за действия gвхос . Сплошная линия соответствует неискаженной АЧХ, которая может быть получена, например, при замыкании нагрузки рассматриваемого РУ, т.е. при m1=0.

Рис. 5.9 аналогично отражает влияние Свхос ( bвхос= Cвхос ) на форму АЧХ входного контура. Увеличение Свхос на частотах ниже резонансной приводит к увеличению эквивалентной ёмкости входного контура, а следовательно понижению его резонансной частоты. При этом фактическая расстройка уменьшается и усиление входного контура становится больше. При увеличении частоты выше резонансной Свхос уменьшается, вносимая во входной контур ёмкость уменьшается, резонансная частота, а следовательно, и усиление увеличиваются. В результате АЧХ входного контура становиться более прямоугольной. Очевидно, более серьёзными искажениями являются искажения АЧХ, вызванные активной составляющей gвхос. А их уровень может быть оценен по относительному изменению эквивалентной проводимости входного контура за счёт шунтирующего действия gвхос. Для этого вводится коэффициент устойчивости:

,

где m2 – коэффициент включения входной проводимости РУ во входной контур (контур предыдущего РУ, который полагаем идентичным рассматриваемому),

gоэ – эквивалентная проводимость входного контура, учитывающая среднее значение вносимой входной проводимости. При kуст=1 искажения входного контура (и ОС в резонансном усилителе) отсутствуют. Обычно полагают . Таким образом, под устойчивостью РУ понимают допустимую деформацию АЧХ входного контура.

Учитывая (5.15) и производя некоторые преобразования, выразим коэффициент устойчивости через параметры усилителя:

.

При этом для любого РУ можно найти такое значение резонансного коэффициента усиления К0, при котором он будет работать устойчиво, т.е. с заданным коэффициентом устойчивости kуст:

.

Устойчивый коэффициент усиления K0уст очевидно тем выше, чем больше отношение.

При перестройке РУ по диапазону проверку на устойчивость следует проводить на верхней частоте диапазона, так как с повышением частоты устойчивость падает (из-за частотной зависимости проводимости ОС ).

Вопросы для самопроверки

1. Как определяется АЧХ одноконтурного резонансного усилителя?

2. Как определяется резонансный коэффициент усиления одноконтурного резонансного усилителя?

3. При каких условиях достигается максимум резонансного коэффициента усиления в резонансном усилителе?

4. Как влияет внутренняя ОС на свойства резонансных усилителей?

5. Как определяются условия устойчивой работы резонансных усилителей?

6. Поясните причину искажений АЧХ входного контура резонансного усилителя.

7. На какой частоте и почему следует проверять перестраиваемый резонансный усилитель на устойчивость?

8. Изобразите принципиальную схему резонансного усилителя на биполярном транзисторе с неполным включением контура нагрузки. Назовите назначение элементов.

9. . Изобразите принципиальную схему резонансного усилителя на биполярном транзисторе с неполным включением контура нагрузки. Какой их коэффициентов включения на Вашем рисунке больше? Почему?

10. Поясните, почему АЧХ входного контура (предыдущего резонансного каскада) имеет подъем в области частот ниже резонансной?

Глава 6. Преобразователи частоты.

6.1 Назначение, структурная схема, принцип работы преобразователя частоты

Преобразователь частоты (ПрЧ) служит для переноса спектра радиосигнала из одной области частот в другую без изменения характера модуляции. То есть процесс преобразования линеен относительно сигнала.

На рис. 6.1 изображены эпюры напряжений сигналов на входе и выходе ПрЧ при амплитудной модуляции несущего колебания частоты fс гармоническим сигналом частоты F. На рис. 6.2 показаны соответствующие амплитудные спектры.

Для линейного (относительно сигнала) преобразования частоты в РПрУ используются линейные цепи с периодически меняющимся параметрами. Структурная схема ПрЧ приведена на рис. 6.3 и содержит преобразовательный элемент ПЭ, гетеродин Г и фильтр Ф.

ПЭ может представлять собой как активный так и пассивный элемент (транзистор, диод и т.п.) с нелинейной ВАХ, крутизна которой в разных точках различна и меняется при изменении режима работы (рис. 6.4). Назначение гетеродина – периодически с частотой fг изменять параметры ПЭ для напряжения сигнала (прежде всего крутизну) за счёт изменения режима работы. Линейность по сигналу достигается малым уровнем входного сигнала, при котором любой участок нелинейной ВАХ для сигнала можно считать линейным (с разным значением крутизны). На рис. 6.4 приведён пример квадратичной ВАХ ПЭ. На входе ПЭ действует сумма сигнала и гетеродина, причём Uc<<Uг, а также некоторое начальное смещение Есм. можно считать, что для сигнала под действием напряжения гетеродина периодически с частотой fг меняется режим работы, определяемый точкой покоя на ВАХ с соответствующим значением крутизны. Например, на рис. 6.4 крутизна меняется в пределах от S' до S". На том же рисунке показаны зависимости крутизны S(Uвх) для приведенной квадратичной ВАХ (т.к. , то S(Uвх) – прямая при i2~u2вх), и S(t) при гармоническом напряжении гетеродина.

Очевидно, что при uг=Uгcosгt и линейной зависимости крутизны S(Uвх)

S(t)=S0+ S1 cosгt.                                                           (6.1)

В реальном случае помимо первой гармоники крутизны появляются высшие, характеризующие её нелинейность. Процесс преобразования удобно пояснить следующим образом.

В первом приближении, не учитывая реакции нагрузки ток на выходе ПЭ i2(t)S(t)uc(t).

Пусть на входе ПЭ действует сигнал uc(t)=Uccos(ct+с), где Uc, с – функции времени, определяемые амплитудной или фазовой модуляциями. Используя зависимость (6.1) и uc(t), для i2(t) получим:

i2(t) (S0+ S1 cosгt) Uccos(ct+с)=       

=S0Uccos(ct+с)+ ½ S1Uccos[(с+г)t+с]+ ½ S1Uccos[(с-г)t+с]. (6.2)

Согласно (6.2) ток на выходе ПЭ содержит составляющие трёх частот: частоты сигнала fc, суммарной частоты fc+ fг и разностной fc- fг (или fг- fс, если fг> fс). Очевидно, в общем случае нелинейной крутизны в выражении (6.2) добавились бы составляющие с частотами kгc. Из всех составляющих полезно используется (и выделяется фильтром) только одна, чаще всего с разностной частотой:

I2пол=1/2 S1Uccos[(с-г)t+с]                    (6.3)

Согласно (6.3) амплитуда полезной составляющей выходного тока (а следовательно, и выходного напряжения Uвых) пропорциональна амплитуде сигнала Uc, а фаза соответствует фазе исходного сигнала с, то есть при преобразовании законы модуляции, амплитуды и фазы сохраняются. Заметим, что при с>г фаза в выходном токе меняется знак, т.е. инверсна фазе входного сигнала.

6.2 Частотная характеристика преобразователя частоты

Под АЧХ преобразователя частоты понимают зависимость его коэффициента передачи от частоты входного сигнала при фиксированной частоте гетеродина. Частота сигнала fc изменяется в широких пределах, а фильтр настроен на определённую частоту fопр. Очевидно, задача заключается в определении частот каналов приёма, которые, взаимодействуя с частотой гетеродина fг или её гармониками k fг (k=0, преобразуются в промежуточную частоту fпр и проходят на выход ПрЧ через фильтр. С другой стороны, АЧХ подразумевает определение коэффициентов передачи ПрЧ на соответствующих частотах. Проведённый выше анализ позволяет, не приводя строгого решения поставленной задачи получить основные результаты качественно. Действительно, частоты побочных каналов приёма fc, которые при взаимодействии с гетеродином и его гармониками образуют промежуточную частоту настройки фильтра fопр, определяются из условия

Fc=(kfгfпр).      (6.4)

Следовательно, АЧХ будет иметь несколько подъёмов, соответствующих каналам приёма (рис.6.5). Форма АЧХ каждого канала зависит от вида фильтра. Уровень коэффициентов передачи по каналам на резонансных частотах можно оценить, используя выражение (6.2). Например, первое слагаемое i2, соответствующее частоте сигнала fc, соответствует каналу прямого прохождения: fc= fпр., когда сигнал проходит на выход ПрЧ без преобразования (к=0 в выражении 6.4).

Значение резонансного коэффициента передачи канала прямого прохождения К0 определяется постоянной составляющей крутизны S0.

Аналогично, если частота входного сигнала выше или ниже fг на промежуточную, то взаимодействие происходит с первой гармоникой гетеродина (к=1) и согласно третьему слагаемому выражения (6.2) резонансный коэффициент передачи пропорционален половине первой гармонике крутизны  . действительно, напряжение на выходе ПрЧ с учётом коэффициентов включения фильтра m1 и m2:

Uвых=m1m2I2полRэ  и .

Аналогично резонансные коэффициенты передачи по другим каналам приёма .

Вводя понятие крутизны преобразования:

  (k=1) и Sпр.=S0 при к=0,                           (6.5)                                                            получаем возможность определять резонансные коэффициенты передачи ПрЧ по различным каналам приёма единым выражением, аналогичным выражению для резонансного коэффициента усиления РУ:

,

где Sпр определяется в соответствии с выражением (6.5).

Так как резонансные коэффициенты усиления каналов приёма ПрЧ (как полезного так и побочных) определяются уровнями соответствующих гармоник крутизны, то оптимальный выбор режима работы ПрЧ играет существенное значение. Очевидно, смещение на ПЭ и амплитуду гетеродина Uг необходимо выбрать так, чтобы усиление ПрЧ по основному каналу было наибольшим, а по побочным - наименьшим. Однако основную задачу подавления побочных каналов решает преселектор. На рис. 6.6а представлены отдельно АЧХ преобразователя и преселектора, а на рис. 6.6б – результирующая АЧХ всего радиотракта РПрУ.

Если не выполняется линейный режим работы ПрЧ по сигналу (уровень сигнала превышает допустимое значение), то возникают дополнительные каналы приема за счёт взаимодействия гармоник сигнала с гармониками гетеродина.

В качестве ПЭ обычно используются диоды (в большинстве РПрУ СВЧ диапазона), биполярные и полевые транзисторы, часто ПрЧ входят в состав микросхем.

6.3 Примеры схемных решений преобразователей частоты.

Возможны различные варианты схем подачи напряжения сигнала и гетеродина на ПЭ. На рис. 6.7 приведена схема ПрЧ с отдельным гетеродином на биполярном транзисторе. Напряжение сигнала подаётся в цепь базы, напряжение гетеродина – в цепь эмиттера. Этим достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина.

Лучшая развязка между сигнальной и гетеродинной цепью достигается в схеме на двухзатворном полевом транзисторе (рис. 6.8), так как напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы.

Схема ПрЧ с совмещенным гетеродином представлена на рис. 6.9. Коллекторный ток транзистора содержит помимо составляющих с частотами  составляющую с частотой fг, которая используется для генерирования колебаний с частотой fг. Для этого предусмотрена индуктивная связь через катушку  с контуром L2C2. Такую схему используют в недорогих приёмниках, так как они имеют низкую стабильность fг.

В большинстве приёмников СВЧ диапазона в качестве ПЭ используются кристаллические диоды, обладающие малой инерционностью и сравнительно малыми шумами. Недостатком их является отсутствие усилительных свойств. Такие ПрЧ применяются и профессиональных РПрУ декаметрового диапазона. Вариант схемы диодного ПрЧ показан на рис. 6.10. В СВЧ приёмниках входной контур выполняют в виде отрезков полосковых или коаксиальных линий или в виде объёмных резонаторов.

Постоянное смещение Е может включаться для оптимизации выбора рабочей точки.

Балансный ПрЧ – соединение двух небалансных ПрЧ. Из двух подводимых к ПЭ напряжений uc и uг одно действует на оба ПЭ синфазно, а другое –противофазно. Напряжение на выходе балансного ПрЧ определяется разностью выходных токов ПЭ. На рис. 6.11 представлена схема диодного балансного ПрЧ с синфазным воздействием на ПЭ напряжения гетеродина и противофазным сигнала. Напряжение на выходе ПрЧ , где А – коэффициент пропорциональности. При отсутствии входного сигнала на каждый диод подаётся синфазно напряжение uг, следовательно, i1=i2 и uпр=0. При этом на выходе преобразователя отсутствует напряжение, обусловленное шумами гетеродина, а также компенсируется изменение токов i1 и i2 за счёт паразитной модуляции напряжения гетеродина. Кроме того, так как составляющие токов  i1 и i2 с частотой гетеродина в половинках вторичной обмотки трансформатора Тр1 протекают в противоположные стороны, то напряжение с частотой fг не просачивается во входную цепь приёмника. При действии напряжения сигнала составляющие токов с промежуточной частотой , , следовательно i2пр.= -i1пр. и uпр.=2Аi1пр. Таким образом, напряжение на выходе балансного преобразователя в два раза больше напряжения на выходе небалансного ПрЧ. Как в любой балансной схеме, здесь происходит компенсация всех синфазных помех, а также чётных гармоник токов ПЭ в нагрузке, что приводит к уменьшению числа побочных каналов.

Вопросы для самопроверки

1. За счет чего происходит преобразование частоты?

2. Каково назначение гетеродина в преобразователях частоты?

3. Что такое крутизна преобразования?

4. Каковы условия линейного по сигналу преобразования частоты и к чему приводит нелинейность ПрЧ по сигналу?

5. Что понимается под частотной характеристикой ПрЧ?

6. Какими мерами ослабляется действие помех по побочным каналам приема?

7. Поясните принцип балансного преобразователя частоты. Каковы преимущества балансных ПрЧ?

8. В каких случаях целесообразно использовать диодный ПрЧ?

9. Как влияет выбор режима работы преобразующего элемента на коэффициент передачи (резонансный) преобразователя частоты?

10. Каким требованиям должна удовлетворять АЧХ фильтра на выходе ПрЧ?ППппппп

     

                                                                                                  Раздел 3. Детекторы. Регулировки.

РПрУ различного назначения.

Глава 7. Амплитудные детекторы и ограничители

7.1 Основные характеристики амплитудных детекторов

Амплитудный детектор (АД) – устройство, на выходе которого создаётся напряжение в соответствие с законом модуляции амплитуды входного гармонического сигнала. Если на входе АД действует напряжение

uвх=UH(1+mcost)cosct, модулированное по амплитуде колебанием с частотой  (UH – амплитуда несущей, m- индекс модуляции), то график изменения этого напряжения во времени и его спектр имеют вид, показанный на рис. 7.1а. Напряжение на выходе детектора Ед и его спектр приведены на рис. 7.1б.

В зависимости от способа выполнения АД можно подразделить на синхронные детекторы, использующие линейную цепь с периодически меняющимися параметрами (схема аналогична схеме ПрЧ с гетеродином, частота и фаза которого совпадают с частотой и фазой сигнала) и детекторы на основе нелинейной цепи (наиболее часто используются диодные АД).

Коэффициент передачи АД (см. рис. 7.1)

.

Основной характеристикой АД является детекторная характеристика, показывающая зависимость выпрямленного напряжения детектора от амплитуды высокочастотного напряжения, подводимого ко входу (рис. 7.2).

Очевидно, для детектирования без искажений детекторная характеристика должна быть линейной. В этом случае по её наклону можно определить коэффициент передачи Кд.

7.2 Диодный АД. Принцип работы

Схема последовательного АД (нагрузка и диод включены последовательно) приведена на рис. 7.3. Принцип работы диодного АД можно пояснить с временной или спектральной точек зрения.

Временная трактовка принципа работы АД

Пусть на вход АД поступает гармоническое напряжение с медленно меняющейся амплитудой (рис. 7.4). Если напряжение uвх положительно, то диод открывается и конденсатор нагрузки Сн начинает заряжаться. Постоянная времени заряда tз мала, так как определяется ёмкостью Сн и малым сопротивлением открытого диода.

Согласно рис. 7.3 напряжение на диоде uд=uвхд и в момент времени t1 диод закрывается (uвхд), а конденсатор начинает разряжаться через резистор Rн. Постоянная времени разряда конденсатора р=RнСн>>з, поэтому разряд Сн происходит значительно медленнее, чем его заряд. Разряд конденсатора Сн продолжается до момента времени t2, при котором uд=0, далее диод снова открывается и конденсатор Сн начинает заряжаться. В результате на выходе АД создаётся продетектированное напряжение Ед, имеющее пульсирующую составляющую с частотой сигнала. Уровень пульсаций мал, если

Спектральная трактовка принципа работы АД

На рис. 7.5 показан характер изменения тока диода при постоянной амплитуде детектируемого сигнала в установившемся режиме.

     Пренебрегая пульсациями, считаем, что напряжение на выходе детектора Ед постоянно во времени (Uн=const) и обуславливает отрицательное напряжение смещения на диоде, относительно которого прикладывается uн. ВАХ диода iд=F(uд) для простоты рассмотрения аппроксимирована линейно-ломанной зависимостью с нулевым обратным током. Ток через диод iд протекает при открытом

диоде и представляет собой синусоидальные импульсы с углом отсечки <900. В этом токе (как в любой периодической функции ) содержится постоянная составляющая Iдо и высокочастотные составляющие с частотами fc, 2fc… Очевидно, постоянная составляющая протекает через сопротивление нагрузки Rн (по цепи: D – Rн – L – D), создавая на ней выпрямленное напряжение Ед=IдоRн, а высокочастотные составляющие замыкаются через Сн (по цепи D - Сн – LC контур – D). Если uвх – АМ-колебания, то напряжение Ед изменяется в соответствии с законом изменения огибающей входного напряжения.

Анализ детектора с идеализированной линейно-ломанной ВАХ показывает, что коэффициент передачи диодного детектора

Кд=cos ,

где при Sобр=0, (Sпрям и Sобр – крутизна прямого и обратного токов соответственно). Характеристика детектирования Ед=Uнcos в данном случае прямолинейна и детектирование осуществляется без искажений.

Из других параметров следует обратить внимание на входное сопротивление АД, характеризующее его шунтирующее действие на источник сигнала. Можно показать, что при линейно-ломанной аппроксимации диода с Sобр=0 и при малых входное сопротивление последовательного АД , а параллельного АД, у которого нагрузка включена параллельно диоду, соответственно .

7.3 Искажения при детектировании АМ – колебаний

1. Искажения из-за нелинейности характеристики детектирования. Характеристика детектирования реальных АД отличается от прямолинейной на начальном участке (рис. 7.6).

Искажения этого вида будут отсутствовать, если минимальное напряжение на входе детектора не попадёт в нелинейную область, т.е. . Для выполнения этого условия нужно, чтобы амплитуда несущего колебания на входе АД

.

2. Искажения из-за большой постоянной времени нагрузки н. Рис. 7.7 поясняет механизм возникновения нелинейных искажений, вызванных слишком большой постоянной времени н. При этом в интервале времени t1-t2 напряжение  Ед>Uвх, диод закрыт и скорость разряда конденсатора Сн меньше скорости спадания напряжения Uвх. Условием отсутствия искажений является , где - высшая угловая частота модуляции.

3. Искажения из-за соизмеримости частоты модуляции F и частоты несущего колебания fн. При соизмеримости частот F и fн напряжение Ед практически перестаёт следить за изменением Uвх. Поэтому частоту несущей следует выбирать из условия fн=fпр>(5-10)Fmax, где Fmax – максимальная частота модуляции.

4. Искажения из-за влияния разделительной цепи. Схема АД с разделительной цепью Ср Rвх показана на рис. 7.8. Напряжение Ед на резисторе Rн содержит постоянную составляющую Едо, соответствующую уровню продетектированной несущей и переменную низкочастотную составляющую, соответствующую передаваемому сообщению. Переменная составляющая проходит на вход следующего каскада (УНЧ) через цепь Ср Rвх. На конденсаторе Ср выделяется постоянная составляющая Едо=Uнcos, где cos - коэффициент передачи АД, Uн – амплитуда несущей напряжения на входе АД. Конденсатор Ср становится источником постоянного напряжения и вызывает ток Iсм, создающий на Rн запирающее напряжение . Детектор становится пороговым. Для борьбы с искажениями нужно выполнить условие: , что при заданных Rн и m сводится к правильному выбору . Кроме того, используют детектор с раздельной нагрузкой (рис. 7.9), в котором сопротивление нагрузки по постоянному току Rн=Rн1+Rн2. Смещение заметно уменьшается, так как создаётся только на Rн2. Однако во столько же раз снижается и коэффициент передачи Кд.

7.4 Виды ограничителей

Ограничителем называют устройство, обеспечивающее постоянство выходного напряжения при изменении входного в определённых пределах. Ограничители подразделяются на ограничители мгновенных значений и амплитудные. В ограничителях мгновенных значений обеспечивается постоянство максимальных или  минимальных (или тех и других) значений на выходе ограничителя. На рис. 7.10 показаны сигналы на входе и выходе двухпорогового ограничителя. При превышении сигнала на входе некоторого порогового уровня Uпор.max, напряжение на выходе остаётся постоянным. Аналогично, если уровень сигнала на входе ниже Uпор.min, то напряжение на выходе также постоянное (в частности, нулевое).

Амплитудные ограничители (АО) служат для ограничения гармонических колебаний с медленно меняющейся амплитудой. Диаграммы соответствующих напряжений поразаны на рис.7.11. Напряжение на выходе АО постоянно по амплитуде, однако фаза и частота сигнала при ограничении практически не изменяются. Такие ограничители используются для устранения паразитной АМ и не вносят искажений в частотную и фазовую модуляции. АО применяются в РПрУ перед детекторами угловой модуляции (частотными и фазовыми) для устранения паразитной АМ, которая обязательно возникает в результате прохождения сигналов с угловой модуляцией через радиотракт с неидеальной АЧХ. При отсутствии АО паразитная АМ будет передана на выход детектора с угловой модуляцией, реагирующей на любые изменения амплитуды (см. ниже). Операция ограничения – нелинейная и для обеспечения на выходе АО гармонического напряжения нужно после нелинейного преобразования uвх осуществить фильтрацию (рис. 7.12).

В зависимости от вида нелинейной цепи АО подразделяются на диодные и транзисторные.

7.5. Диодные АО

Диодный АО (рис. 7.13)  - это резонансный однокаскадный усилитель, в котором параллельно контуру подключен диод с источником постоянного запирающего смещения Ед (схема с фиксированным смещением). Вместо источника можно включить параллельную RC – цепь (схема с автоматическим смещением). Напряжение Ед получается при этом за счёт детектирования напряжения на контуре Uк. Чтобы Ед практически не менялось при изменении огибающей напряжения на контуре постоянная времени =RC выбирается достаточно большой (по сравнению с периодом паразитной АМ).

Принцип работы диодного АО: Если амплитуда напряжения на контуре Uk<Eд, то диод закрыт и не оказывает влияния на контур. В этом случае устройство работает как усилитель с коэффициентом усиления  (рис. 7.14). Если Uk > Ед, то диод открывается, его входное сопротивление начинает шунтировать контур, (и шунтирует его тем больше, чем больше угол отсечки ), его эквивалентное сопротивление Rэ уменьшается, следовательно, снижается коэффициент усиления. Отметим, что снижение коэффициента усиления Ко при увеличении Uвх происходит до тех пор, пока увеличивается шунтирующее действие диода, т.е. возрастает угол отсечки . (При Uвх>>Ед 90о). На рис. 7.14  представлена основная зависимость, характеризующая работу АО – амплитудная характеристика (АХ), показывающая как изменяется амплитуда выходного напряжения Uвых ~Uk при  изменении амплитуды входного напряжения Uвх.

Чтобы приблизить АХ к идеальной, следует выбирать диод с возможно большей крутизной, а контур с большим эквивалентным резонансным сопротивлением Rэ или включать в параллель два диода (для увеличения их шунтирующего действия).

7.5 Транзисторные АО

Существует несколько разновидностей транзисторных АО. Простейший выполнен на одном транзисторе и схема его совпадает со схемой усилителя (апериодического для ограничителя мгновенных значений или резонансного для АО).  В отличие от усилителя транзистор АО работает в нелинейном режиме, для чего коллекторное напряжение Uкэо берут меньше чем в обычном усилителе. Процесс двустороннего ограничения иллюстрируется на рис. 7.15.

                                  Вопросы для самопроверки

  1.  На основе каких компонетов можно реализовать амплитудный детектор?
  2.  Поясните принцип действия синхронного АД.
  3.  Объясните принцип действия диодного АД с временной и спектральной точек зрения.
  4.  Как определяется, чему равен и от каких параметров зависит коэффициент передачи диодного АД с линейно – ломаной ВАХ без начального смещения?
  5.  От каких параметров зависит входное сопротивление последовательного диодного АД и почему оно меньше у параллельного АД?
  6.  Какие искажения возникают при детектировании АМ – колебаний и способы борьбы с ними?
  7.  В чём разница между ограничителем мгновенных значений и амплитудным ограничителем?
  8.  По какой характеристике оценивается действие амплитудных ограничителей и как выглядит идеальная характеристика?
  9.  Поясните принцип работы диодных и транзисторных АД.
  10.  Что такое детекторная характеристика АД? Как оно зависит от сопротивления нагрузки и почему?

                 Глава 8. Детекторы сигналов угловой модуляции.

                                                 8.1.  Фазовые детекторы

Фазовым детектором (ФД) называется устройство, служащее для создания напряжения, пропорционально фазе входного сигнала uвх=Uвх cos[вхt+(t)]. При этом обычно оценивается разность фаз между сигналом и опорным колебанием. ФД можно выполнить на основе линейной системы с переменными параметрами. Структурная схема ФД при этом (рис. 8.1) совпадает со структурной схемой ПрЧ. Отличие состоит в том, что частота гетеродина (опорное напряжение) г=вх=о (синхронизация по частоте), а в качестве фильтра используется ФНЧ, так как преобразование происходит на нулевую частоту (fпр=fо-fвх=0). Напряжение на выходе согласно (6.2) определяется

Ед=0,5 S1UвхRнcos,     (8.1)

где S1 – амплитуда первой гармоники крутизны тока ПЭ; =о-вх.

Выражение (8.1) получено в предположении, что Uвх<<Uо. При этом характеристика детектирования близка к косинусоиде. В то же время принцип действия ФД можно пояснить, не рассматривая его как параметрическую цепь и не накладывая требований к уровню входного сигнала. Согласно рис. 8.1 ФД можно представить как систему с амплитудным детектированием суммы двух гармонических колебаний uвх и uо. Амплитуда суммарного колебания зависит от фазового сдвига между входным и опорным напряжениями. Напряжение на выходе определяется коэффициентом передачи амплитудного детектора Кд, то есть ЕддU. Можно показать, что вид характеристики детектирования определяется соотношением между  Uo и Uвх, представляя собой например косинусоиду при Uвх<<Uо и циклоиду при UoUвх.

Пример простейшей схемы однотактного диодного ФД приведен на рис. 8.2.

8.2. Частотные детекторы. Принцип действия

Частотным детектором называется устройство, служащее для получения напряжения, изменяющегося в соответствии с законом изменения частоты входного сигнала. При частотной модуляции (ЧМ) гармоническим сигналом входной сигнал описывается выражением

uвх=Uвх cosвх (t)t,

где вх (t)=н-maxcost;

н – угловая частота несущего колебания,

max – девиация угловой частоты входного сигнала,

- угловая модулирующая частота.

На рис. 8.3 показаны соответствующие временные зависимости.

Принцип частотного детектирования состоит в преобразовании ЧМ колебания в линейной системе в колебания с другим видом модуляции с последующим детектированием преобразованного колебания безинерционной нелинейной цепью.

Преобразовать ЧМ колебание можно в колебания следующих видов:

амплитудно – частотно – модулированное (АЧМ), у которого амплитуда меняется в соответствии с изменением частоты колебания при сохранении частотной модуляции. Это преобразование можно осуществить в линейной цепи с реактивными элементами, сопротивление которых зависит от частоты. АЧМ колебания затем детектируются АД;

  •  фазочастотное с последующим фазовым детектированием.

Очевидно, в конечном итоге в любом случае изменение частоты преобразуется в изменение амплитуды непосредственно или в фазовом детекторе.

8.3.  Частотный детектор с одиночным контуром.

Простейшим детектором с преобразованием ЧМ – АЧМ является ЧД детектор с одиночным колебательным контуром (рис. 8.4).

Для преобразования ЧМ – АЧМ используется наклонный участок АЧХ контура, где зависимость Uk от f близка к линейной (рис. 8.5). При этом контур расстроен относительно несущей частоты сигнала. Напряжение на выходе ЧД в соответствии с (7.2) и (5.6):

,      (8.2)

где cos - коэффициент передачи АД.

Характеристика детектирования, построенная в соответствии с выражением (8.2), по форме совпадает с отрезком АЧХ используемой в ЧД линейной цепи ( в данном случае с отрезком резонансной характеристики контура).

Недостатками этих простейших детекторов являются:

  1.  недостаточная линейность характеристики детектирования (линейность можно несколько повысить, увеличивая добротность контура);
  2.  относительно малая крутизна характеристики детектирования;
  3.  при изменении знака отклонения от несущей частоты, выходной сигнал не меняет знак (характеристика не проходит через 0), следовательно такой детектор нельзя использовать в системе АПЧ (см. ниже).

Эти недостатки устраняются в балансных ЧД.

  1.  Балансный частотный детектор с взаимно расстроенными контурами

Схема балансного частотного детектора с взаимно расстроенными контурами показана на рис. 8.6 и представляет собой два ЧД с одиночными контурами расстроенными относительно несущей частоты сигнала в разные стороны на одну и ту же величину f. Например, f01=fн+f; f02=fн-f. Напряжение на выходе балансного ЧД определяется разностью выходных напряжений одиночных ЧД, т.е. Ед= Ед1 - Ед2.

Результирующая характеристика детектирования (рис. 8.7) балансного ЧД с взаимно расстроенными контурами практически симметрична, следовательно отсутствуют искажения по чётным гармоникам (выше линейность), характеристика имеет большую крутизну и проходит через ноль, отображая не только величину, но и знак отклонения частоты от несущей.

Очевидно, при слишком сильной расстройке между контурами характеристика детектирования становится нелинейной.

Вопросы для самопроверки

  1.  Объясните принцип действия синхронного фазового детектора.
  2.  Объясните назначение АО при детектировании сигналов с угловой модуляцией.
  3.  Укажите особенности однотактных и балансных частотных детекторов. В чём заключается их отличие?
  4.  Поясните принцип работы простейшего ЧД с преобразованием отклонения частоты в изменение амплитуды.
  5.  Поясните принцип работы балансного ЧД с взаимно расстроенными контурами.
  6.  Изобразите схему и объясните принцип работы однотактного диодного ФД.
  7.  Какая зависимость называется характеристикой детектирования ЧД? Чем отличаются характеристики детектирования однотактного и двухтактного ЧД?
  8.  К чему приведет слишком большая расстройка между контурами в ЧД с взаимно расстроенными контурами? Поясните.

 

  1.  Почему при прохождении радиотракта приемника частотно-модулированный сигнал приобретает паразитную амплитудную модуляцию?

  1.  Какой зависимостью определяется характеристика детектирования синхронного ФД?

Глава 9. Регулировки в радиоприемных устройствах

9.1 Способы регулировки усиления резонансного усилителя

Назначением регулировки усиления является изменение коэффициента усиления РПрУ в зависимости от величины входного сигнала, которая может меняться из-за замираний, изменения условий распространения, передвижения приёмника и т.д.

Регулировка усиления осуществляется в трактах радиочастоты, промежуточной частоты и в последетекторной части. Регулировка бывает ручной и автоматической. При этом способы регулировки усиления общие для ручной и автоматической регулировок, а отличие заключается в создании напряжения регулировки Ерег.

Исходными положениями при синтезе устройств регулировки усиления являются следующие:

  1.  Резонансный коэффициент усиления усилителя согласно (5.5) Ко=m1m2SRэкв. Следовательно, регулировка может осуществляться изменением любой величины, входящей в это выражение.
  2.  Вырабатываемое напряжение Ерег должно существенно влиять на значение Ко и по возможности не влиять на другие параметры каскада.
  3.  Мощность, потребляемая цепью регулировки должна быть по-возможности малой (мал ток регулировки).

Исходя из этих положений, рассмотрим основные способы регулировки усиления.

Регулировка изменением крутизны носит название режимной регулировки, так как осуществляется за счёт изменения точки покоя, путём изменения напряжения смещения на управляющем электроде электронного прибора, то есть режима работы. Заметим, что при изменении напряжения смещения  UЗИО в полевом транзисторе меняется практически только крутизна S, тогда как в биполярном транзисторе при изменении UБЭО изменяются входные и выходные параметры транзистора (gвх, gвых, Свх, Свых), что влияет на показатели усилителя.

Регулирующее напряжение Ерег может подаваться в цепь эмиттера или цепь базы (биполярного) транзистора. Однако при подаче Ерег в цепь базы (рис. 9.1) ток регулировки Iрег=Iдел=(510)Iбо во много раз меньше тока регулировки в цепи эмиттера.

Согласно рис. 9.1 UБЭО= UО- Ерег. По мере увеличения Ерег напряжение смещения UБЭО уменьшается, что влечёт за собой уменьшение крутизны, а следовательно, и Ко. Недостатком этой схемы является её низкая стабильность из-за отсутствия резистора в цепи эмиттера Rэ, включение которого препятствовало бы изменению рабочей точки, а следовательно приводило бы к уменьшению эффективности регулировки.

Регулировка изменением Rэкв может осуществляться различными способами, например путём подключения шунтирующего диода (рис. 9.2). При Ерег<Uk диод закрыт и не шунтирует контур при Ерег>Uk диод открывается и его входное сопротивление шунтирует контур, его эквивалентное сопротивление Rэкв уменьшается, а следовательно уменьшается Ко. Недостатком этого способа является то, что при изменении Rэкв меняется не только Ко, но и полоса пропускания усилителя, хотя при сильном сигнале допустимо некоторое ухудшение селективности.

Регулировка изменением m1 и m2 не используется, так как связана с трудно предотвратимой расстройкой контура.

Кроме того, существуют способы регулировки усиления, не основанные на выражении (5.5). Это, прежде всего, аттенюаторная регулировка, когда между каскадами включают аттенюатор с переменным коэффициентом передачи. Используются регулируемые делители, ёмкостные делители на варикапах, мостовые схемы. Например, на рис. 9.3 приведена схема регулируемого аттенюатора на диодах Д13. При |Eрег|<|Uo| диоды Д1 и Д2 открыты, а диод Д3 закрыт; при этом коэффициент передачи максимален. По мере увеличения  |Eрег| динамические сопротивления диода Д3 уменьшается, а следовательно, уменьшается коэффициент передачи аттенюатора.

В усилителях звуковых частот чаще применяют плавную потенциометрическую регулировку усиления, а также, особенно в широкополосных каскадах и ОУ, регулировку усиления с помощью регулируемой отрицательной обратной связи.

                         9.2Автоматическая регулировка усиления (АРУ)

АРУ предназначена для поддержания постоянного уровня сигнала на выходе УПЧ, необходимого для нормальной работы выходных устройств РПрУ.

Задачей АРУ является изменение усиления радиотракта Ко в зависимости от уровня входного сигнала. Система АРУ должна иметь устройство, на выходе которого напряжение Ерег формируется автоматически в зависимости от уровня сигнала в радиотракте приёмника. Для АРУ в приёмнике создаётся цепь АРУ, состоящая из детектора АРУ и фильтра АРУ (простая АРУ). При наличии усилителя в цепи АРУ, она называется усиленной. Фильтр АРУ отфильтровывает составляющие частот модуляции и пропускает более низкочастотные изменения Ерег, связанные с медленно меняющимся уровнем несущей (рис. 9.5), т.е. постоянная времени фильтра АРУ больше постоянной времени цепи нагрузки детектора основного тракта.

В зависимости от способа формирования напряжения Ерег, АРУ подразделяются на прямые, обратные и комбинированные. Структурная схема обратной АРУ представлена на рис. 9.4. Здесь Ерег получают путём детектирования выходного сигнала Uвых регулируемого усилителя, т.е. Ерегдет ару Uвых.

Характеристика АРУ описывает работу регулируемого усилителя совместно с цепью АРУ:  Uвых=F(Uвх) (рис. 9.6). Если АРУ простая, то при увеличении Uвых сразу начинает уменьшаться резонансный коэффициент усиления Ко (нижняя характеристика). Недостаток такой АРУ в том, что коэффициент усиления уменьшается и при приёме сигналов малого уровня. Для устранения этого недостатка используют АРУ с задержкой (пороговую АРУ), в которой цепь АРУ начинает действовать при превышении определённого порогового уровня (Uвх Uпор). Очевидно, при идеальной работе АРУ Uвых после превышения порогового уровня постоянно (пунктир на рис. 9.6). По мере увеличения коэффициента усиления усилителя в цепи АРУ (усиленная АРУ) она работает всё более эффективно и характеристика приближается к идеальной. Однако достижение идеальной характеристики в схеме обратной АРУ принципиально невозможно, т.к. для снижения Ко требуется увеличение Ерег, т.е. Uвых.

Структурная схема прямой АРУ показана на рис. 9.7.

Здесь напряжение регулировки Ерег получается в результате детектирования входного напряжения. Выходное напряжение UвыхоUвх. При увеличении Uвх Ерег возрастает, что вызывает уменьшение Ко и выходное напряжение может оставаться постоянным, т.е. прямая АРУ позволяет получить идеальную характеристику регулировки (рис. 9.8). Однако практически добиться этого не удаётся. Прямая АРУ нестабильна, т.е. подвержена действию различных дестабилизирующих факторов. Если, например по какой-то причине Ко регулируемого усилителя увеличивается, то характеристика АРУ из идеальной превращается в характеристику с нарастающим Uвых (рис. 9.8) и наоборот. Кроме того, существенным недостатком прямой АРУ является необходимость включения перед детектором АРУ дополнительного усилителя с большим коэффициентом усиления.

В комбинированной АРУ (рис. 9.9) рационально используются преимущества обеих схем АРУ: стабильность обратной АРУ и возможность получения идеальной характеристики в прямой. Основная регулировка проходит в первом усилителе, он обычно содержит несколько регулируемых каскадов. Второй регулируемый усилитель – однокаскадный, его основная задача – несколько скомпенсировать возрастание напряжения на выходе первого усилителя.

                    9.3. Автоматическая подстройка частоты

Автоматическая подстройка частоты (АПЧ) должна обеспечить требуемую точность настройки приёмника при воздействии дестабилизирующих факторов. Следует заметить, что АПЧ осуществляется только в супергетеродинных приёмниках. Для точной настройки таких приёмников нужно выполнение двух условий:

  1.  частота принимаемого сигнала соответствует частоте настройки преселектора;
  2.  промежуточная частота fпр=fг -fc совпадает с частотой настройки фильтров тракта промежуточной частоты.

Очевидно, из-за широкополосности преселектора определяющим является второе условие. Поэтому задача АПЧ сводится к подстройке частоты гетеродина.

Для АПЧ вводится специальная цепь АПЧ (рис. 9.10), состоящая из измерительного элемента (ИЭ), фильтра и регулятора частоты (РЧ). ИЭ вырабатывает напряжение регулировки Ерег в зависимости от отклонения частоты или фазы от опорных значений. При этом в качестве  ИЭ используются соответственно частотные или фазовые детекторы и происходит частотная или фазовая автоподстройка частоты (ЧАПЧ или ФАПЧ). Очевидно ФАПЧ более чувствительна и обеспечивает более точную настройку. Фильтр в цепи АПЧ не пропускает быстрых изменений Ерег, соответствующих модуляции соответствующего параметра, а пропускает медленные изменения Ерег, связанные с уходом частоты. Регулятор (управитель) частоты обеспечивает подстройку частоты гетеродина. В зависимости от вида регулятора частоты различают электронные (РЧ – варикап) и электромеханические (РЧ – КПЕ), причём последние в настоящее время почти не используются.

В зависимости от точки подключения АПЧ в приёмнике различают два основных вида устройств АПЧ. Устройство АПЧ, поддерживающее постоянной fпр , показано на рис. 9.11. такие устройства АПЧ называют разностными, т.к. fпр=fг –fc. При несовпадении промежуточной частоты fпр частоте настройки фильтров тракта промежуточной частоты fопр, вырабатывается напряжение Ерег, вызывающее подстройку гетеродина. Достоинством в этом случае является то, что подстройка частоты осуществляется как при изменении частоты гетеродина, так и при изменении частоты сигнала в передатчике. Недостатком же такой системы является её неработоспособность в отсутствии сигнала.

Двухканальные системы разностной частоты (рис. 9.12) применимы при расположении передатчика рядом с приемником (например в РЛС). Для подстройки частоты создаётся второй канал. Делитель напряжения (ДН) ослабляет сильный сигнал передатчика. Устройство работает по сигналу передатчика при отсутствии сигнала на входе приёмника.

Система АПЧ, поддерживающая постоянной частоту гетеродина, показана на рис. 9.13. Такие устройства работоспособны при отсутствии сигнала, однако не компенсируется уход fпр из-за изменения частоты сигнала.

Основные показатели АПЧ определим на примере электронной ЧАПЧ приёмников непрерывных сигналов. Структурная схема соответствующей части приёмника представлена на рис. 9.14.

В качестве ИЭ используется ЧД, эталонной является частота fo нулевой точки характеристики детектирования . Высокие требования к стабильности нулевой точки выполнить просто, т.к. ЧД работает на низкой частоте. В качестве РЧ применяется варикап.

Предположим, что из-за действия дестабилизирующих факторов частота гетеродина fг изменилась на fнач. После срабатывания системы ЧАПЧ происходит подстройка гетеродина, в результате чего его расстройка уменьшается на fпод. В установившемся режиме fост=fнач-fпод, где fост – остаточная расстройка частоты гетеродина. Эта расстройка вызывает на выходе ЧД появление напряжения , где Sчд – крутизна характеристики детектирования. После фильтра с коэффициентом передачи Кф напряжение ЕрегфSчдfост. Напряжение Ерег производит подстройку частоты гетеродина на величину fпод= Ерег Sрег= Sрег SчдКфfост. (Sрег – крутизна характеристики РЧ). Учитывая, что  fост=fнач-fпод, получаем fост=fнач- Sрег SчдКфfост или

                        .      (9.1)

Согласно (9.1) цепь АПЧ уменьшает начальную расстройку в КАПЧ раз, где

К АПЧ =fнач/fост=1+ Sрег SчдКф – коэффициент подстройки.

В реальных цепях ЧАПЧ К АПЧ 2050. Очевидно, К АПЧ =fнач/fост>>1 при работающей АПЧ. Если fост достигает значения fчд (рис.9.14), то происходит срыв АПЧ. Полосу частот Пуд=2fнач, при выходе за которую АПЧ перестаёт работать, называют полосой удержания. Если же при неработающей АПЧ расстройка постепенно уменьшается, то система АПЧ начинает работать при fнач=fост= fчд . Полосу пропускания Псх=2fнач, при которой происходит восстановление АПЧ, называют полосой схватывания. При этом Пуд >> Псх.

Вопросы для самопроверки

  1.  Какие способы регулировки усиления резонансного усилителя Вы знаете?
  2.  Каким образом осуществляется режимная регулировка коэффициента усиления усилителя и каковы её преимущества и недостатки?
  3.  Объясните, как могут использоваться аттенюаторы для регулировки коэффициента усиления радиотракта приёмника?
  4.  Проведите сравнительный анализ прямой, обратной и комбинированной АРУ.
  5.  Каково назначение основных элементов цепи АРУ?
  6.  Почему в обратной АРУ принципиально нельзя получить идеальную характеристику регулирования?
  7.  Каково назначение фильтра в цепи АРУ и как он рассчитывается?
  8.  Что общего между ЧАПЧ и ФАПЧ и чем отличаются эти системы друг от друга?
  9.  Объясните принцип действия ЧАПЧ в приёмниках непрерывных сигналов.
  10.  В каких приёмниках используется двухканальная разностная АПЧ и почему?

Глава 10. Радиоприёмные устройства различного

назначения

10.1. Радиовещательные приёмники

Предназначены для приёма и воспроизведения монофонических и стереофонических программ радиовещания. Подразделяются на стационарные и переносные, а по электрическим, электроакустическим параметрам и комплексу потребительских удобств – на четыре группы сложности (класса): 0, 1, 2, 3. Также приёмники должны обеспечивать приём сигналов в диапазонах ДВ, СВ, КВ, УКВ, и ДЦВ с различными видами модуляции. Кроме того, имея высокие показатели качества, они должны обладать минимальной стоимостью. Для приёма АМ- и ЧМ- сигналов РПрУ содержит два отдельных тракта радиочастоты и обычно общий тракт УПЧ (рис. 10.1)

Обычно приём УКВ, а часто и КВ станций ведётся на штыревую антенну. Станции, работающие в ДВ- и СВ- диапазонах, принимают на встроенную ферритовую магнитную антенну МА. Входные цепи представляют собой перестраиваемые и переключаемые в зависимости от диапазона узкополосные фильтры. Обычно используется однократное преобразование частоты (за исключением приёмников высшей группы сложности), после которого сигнал усиливается в двухканальном УПЧ, что обусловлено существенным различием в значениях промежуточной частоты и полосы пропускания при приёме АМ- и ЧМ- сигналов. При приёме АМ- сигналов fпр =465 кГц, а при приёме ЧМ – сигналов fпр =10,7 МГц. После детектирования соответственно АД или ЧД сигнал усиливается в УЗЧ и подаётся на акустическую систему. Наличие УРЧ в радиотракте не является обязательным. Например, на рис. 10.2 приведена структурная схема РПрУ без УРЧ для приёма АМ – сигналов.

При приёме АМ – сигналов преобразование частоты осуществляется в ПрЧАМ, нагрузкой которого является фильтр ФАМ, настроенный на частоту 465 кГц. При приёме ЧМ – сигналов ПрЧАМ используется как дополнительный УПЧ на частоте 10,7 МГц, нагрузкой которого является фильтр ФАМ. Преобразование частоты принимаемого ЧМ – сигнала происходит в преобразователе ПрЧЧМ.

Приёмник, не содержащий выходного УЗЧ и АС, называют тюнером. Он предназначен для работы с внешними УЗЧ и АС.

Переход к стереофоническому вещанию даёт представление о пространственном местонахождении источника звука. Достаточно хороший стереоэффект получают уже при двухканальной передаче звука. Для этого передаются два звуковых сигнала: один несёт информацию о звучании с левой стороны от источника звука, другой – с правой. Оба звуковых сигнала передаются через один передатчик на одной несущей частоте.

10.2. Профессиональные радиоприёмные устройства декаметровых волн

Коротковолновая связь в настоящее время сохраняет своё значение как одно из основных средств для подвижных служб, а так же как важное вспомогательное и резервное средство связи. На декаметровых волнах осуществляется магистральная, зоновая и местная радиосвязи; авиационная и морская связи; радиосвязь в системе железнодорожного транспорта и др.

Характерной особенностью распространения радиоволн этого диапазона является их отражение от ионосферы, что позволяет организовывать радиосвязь на дальние расстояния при относительно небольших мощностях передатчиков. Однако дисперсность, неоднородность и нестабильность отражающих слоёв ионосферы делают связь неустойчивой, и в процессе сеанса связи иногда приходится менять частоты для обеспечения максимальной надёжности связи. Следствием условий распространения радиоволн является замирание сигнала, т.е. изменение его уровня (и других параметров) на входе приёмника.

В профессиональном РПрУ (рис. 10.3) можно выделить следующие функциональные блоки: главный тракт приёма (ГТП), синтезатор частот (СЧ), блок управления (БУ), выходные устройства (ВУ) и блок питания (БП).

Задача ГТП – осуществлять предварительную селекцию, усиление и преобразование сигнала. СЧ вырабатывает гетеродинные напряжения с нужными частотами. ВУ обеспечивает обработку сигнала, близкую к оптимальной. БУ осуществляет функции управления и контроля за работой приёмника как с местного пульта (ПУ), так и на расстоянии. Одной из особенностей РПрУ этого типа является обеспечение ими приёма различных видов телеграфных и телефонных сигналов. Для магистральной радиосвязи отведён диапазон частот 1,5 – 30 МГц, однако иногда используется и область частот ниже 1,5 МГц.

В отличие от бытовых, профессиональные приёмники являются более сложными устройствами с более высокими требованиями к шумовым параметрам, чувствительности, избирательности, стабильности частот гетеродинов, времени настройки и т.д.

Для профессиональных РПрУ характерно многократное преобразование частоты, позволяющее реализовывать высокую селективность как по соседнему, так и по побочным каналам. Это достигается выбором высокой первой и более низких последующих промежуточных частот. Разработка высокостабильных синтезаторов, а также кварцевых и монолитных фильтров с АЧХ, близкой к прямоугольной, позволила построить ГТП по схеме рис. 10.4. При перестройке приёмника первая и вторая промежуточные частоты постоянны и основную селективность можно обеспечить уже в УПЧ1. Задача трактов второй промежуточной частоты – усилить принятый сигнал, что можно выполнить с помощью апериодических усилителей с соответствующей дополнительной низкочастотной фильтрацией.

Для обеспечения приёма различных видов сигналов в тракте первой промежуточной частоты нужно иметь фильтры с переменной полосой пропускания либо сменные фильтры с полосами пропускания, соответствующими различным видам принимаемых сигналов. В ряде РПрУ полосу пропускания фильтра ФСС1 выбирают по самому широкополосному из принимаемых сигналов. Окончательная расфильтровка обеспечивается с помощью сменных фильтров в тракте второй промежуточной частоты.

Преселектор в ГТП может быть как перестраиваемым, так и фильтровым. В последнем случае ВЦ представляет собой набор (гребёнку) узкополосных фильтров, перекрывающих диапазон рабочих частот. Для получения нужного коэффициента шума используются малошумящие усилительные элементы, к которым предъявляются также высокие требования с точки зрения линейности амплитудных характеристик.

Первую промежуточную частоту часто выбирают наддиапазонной (приёмник – инфрадин). При этом включение на входе ФНЧ с частотой среза около 31 МГц обеспечивает высокую селективность по зеркальному каналу и по каналу прямого прохождения. Этот же фильтр обеспечивает необходимое ослабление излучения с частотой гетеродина, улучшая электромагнитную совместимость с другими РПрУ. Часто помимо ФНЧ последовательно с ним включают ФВЧ с частотой среза 1,5 МГц для ослабления помех от станций, работающих на частотах ниже 1,5 МГц.

Как отмечено выше, одной из особенностей связи в декаметровом диапазоне является большой динамический диапазон полезного входного сигнала. Это накладывает жесткие требования на работу АРУ, обеспечивающей изменения выходного напряжения на 4 – 6 дБ при изменении входного напряжения на 100дБ и более. Для увеличения глубины регулировки используется и аттенюатор АТ преселектора, обеспечивающий снижение уровня входного сигнала на 30 – 40 дБ ступенями по 10дБ каждая.

10.3. Радиолокационные приёмники. Пейджеры

Радиолокационные приемники (РЛП) являются составной частью радиолокационных станций (РЛС), предназначенных для обнаружения, определения координат и параметров движения удаленных объектов (целей) путем приема отраженной от них электромагнитной энергии. Различают РЛС с импульсными и непрерывными сигналами. В импульсных РЛС передатчик периодически излучает кратковременные зондирующие импульсы (ЗИ) с гармоническим либо с частотно-модулированным ВЧ-заполнением, которые отражаются от объекта и принимаются РЛП в промежутках между ЗИ. В РЛС с непрерывным излучением используются немодулированные и ЧМ-колебания.

В импульсных РЛС (рис. 10.5) передатчик излучает короткие СВЧ-радиоимпульсы, которые поступают на вход приемника с временным сдвигом , где R расстояние до объекта, с -–скорость распространения радиоволн (скорость света). По значению t можно судить о расстоянии до объекта; узкополосная диаграмма направленности антенны РЛС позволяет определять угловое направление на объект. Система синхронизации (СС) вырабатывает синхроимпульсы (СИ), которые вызывают срабатывание импульсного модулятора (ИМ), запускают мощный импульсный передатчик (П), генерирующий короткие радиоимпульсы. Антенный переключатель (АП) осуществляет автоматическое переключение антенны с передачи на прием и обратно и обеспечивает защиту входа приемника от больших уровней импульсного сигнала на выходе передатчика. Поскольку передаваемые и принимаемые радиоимпульсы разнесены во времени, в РЛС можно использовать общую антенну для передатчика и приемника. Для минимизации коэффициента шума РПрУ используется малошумящй УРЧ, далее сигнал преобразуется в диодном ПрЧ, детектируется в детекторе радиоимпульсов (ДР), усиливается видеоусилителем (ВУ) и подается на устройство индикации (УИ) (обычно электронно – лучевую трубку), работа которого синхронизируется от СС. Для автоподстройки частоты гетеродина (Г) применяют двухканальную АПЧ, предусмотрена обычная программная и быстродействующая АРУ. Программная АРУ снижает усиление радиотракта приёмника по заданной программе, учитывающей уменьшение уровня входного сигнала по мере увеличения задержки отраженного импульса, т.е. удаления объекта.

На рис. 10.6 представлена структура РЛС с непрерывным излучением. При близком расположении передатчика и приёмника частота принимаемых колебаний, отражённых от движущегося объекта, отличается от частоты излучаемых передатчиком колебаний на доплеровскую частоту , где fo – частота излучаемых колебаний; Vr – радиальная скорость движения объекта относительно РЛС; с – скорость света. Выделяя и измеряя доплеровскую частоту, можно определить скорость движения объекта.

Для исключения влияния нестабильности частоты гетеродина на точность измерения скорости напряжения с частотой fг для ПрЧ1 и ПрЧ2 получают от одного генератора Г. Напряжение с частотой fо –fг с выхода ПрЧ2 используется как гетеродинное для ПрЧ3. После ПрЧ3 сигнал с доплеровской частотой Fд поступает на УЗЧ, измеритель частоты ИЧ и далее на индикатор скорости И.

Приёмники систем персонального радиовызова

Системы персонального радиовызова (СПВ) позволяют передавать вызов и необходимый минимум информации одному человеку или группе лиц независимо от места их нахождения. СПВ для значительных территорий строятся на основе радиосвязи на метровых и дециметровых волнах. Абонент СПВ использует малогабаритный вызывной приемник (пэйджер), имеющий индивидуальный номер (адрес). Вызывающий набирает номер нужного абонента на любом телефонном аппарате, вызов поступает по телефонной сети на центральную станцию, преобразуется в кодированный радиосигнал и передается на выделенной для СПВ частоте в то место, где находится абонент. Если радиус действия одного передатчика центральной станции не позволяет обслужить всю территорию, то она разбивается на отдельные зоны, в каждой из которых имеется свой передатчик. Сигнал вызова длительностью 1...2 с передается всем пэйджерам, однако сработает только тот из них, который настроен на определенную частоту и имеет соответствующий адрес. Количество получаемой абонентом пейджера информации может быть различно: от минимальной, состоящей в получении вызова, после чего абонент сам связывается по телефону по заранее известному номеру для получения сообщения, до достаточно объемного буквенно – цифрового сообщения, высвечиваемого на дисплее, а также приёма речевых сообщений.

Пэйджер реализуется в виде миниатюрного приемника. Обобщенная структурная схема пейджера показана на рис. 10.7. В главном тракте приема ГТП осуществляется усиление, селекция и преобразование сигнала; в блоке обработки сигнала БОС он декодируется для определения соответствия или несоответствия принятого адреса собственному адресу абонента и если помимо вызова передается дополнительная информация, то она обрабатывается, при необходимости записывается в память и отображается на дисплее. Заметим, что современные пейджеры предназначены для приёма цифровой информации, передаваемой радиоимпульсами с различными видами манипуляции. Устройство сигнализации УС сигнализирует о наличии вызова; и может включать в себя акустическую, световую и тактильную сигнализацию. Тактильная сигнализация обеспечивает воздействие на кожу человека с помощью миниатюрного вибратора. Блок управления БУ, управляя работой всего пейджера, включает в себя таймер, переключатель вида сигнализации, переключатель ждущего режима. источник питания.

В современных миниатюрных пэйджерах ГТП часто реализуется по схеме с прямым преобразованием (гомодинные приемники, приемники с синхронным детектированием, синхродины). В подобных приемниках нет зеркального канала, что позволяет существенно упростить преселектор. Применение гираторов либо ЦФ позволяет сделать тракт усиления менее сложным. В пэйджерах с более широкими возможностями, предназначенными для работы в глобальных СПВ, ГТП выполняется по схеме с двойным преобразованием частоты.

Особое внимание разработчики современных СПВ обращают на решение проблемы ждущего режима приема сигналов, гарантирующего непрерывную круглосуточную работоспособность пейджера при минимальном расходе ресурса источника питания. Стремление уменьшить размеры пейджера вызывает необходимость уменьшения размеров источника питания, что естественно приводит к уменьшению его ресурса. Проблема одновременной минимизации размеров пейджера и увеличения ресурса источника питания решается использованием в пейджере таймера, работающего в непрерывном микромощном режиме и обеспечивающего автоматическое прерывистое включение пейджера на время, существенно меньшее длительности выключенного состояния и периодическим повторением от передатчика в течение определенного времени сигнала вызова. Надежность вызова обеспечивается увеличением длительности вызова и выбором периода его повторения таким образом, чтобы, по крайней мере одно включение пейджера, совпало с передаваемым вызовом. При достоверном совпадении адреса пейджера, хранящегося в его памяти, с адресом вызываемого абонента приемник сохраняется во включенном состоянии и обеспечивает дальнейший прием сообщения, вводя его в оперативную память.

Для экономии источника питания обычно при работе пейджера в ждущем режиме на время его включения остаются обесточенными цепи, потребляющие наибольший ток (в основном цепи сигнализации). Экономии ресурса ИП способствует и применение в пейджерах экономичных дисплеев на жидких кристаллах.

Более подробные сведения как о пейджерах, так и о других типах радиоприёмных устройств можно почерпнуть в литературных источниках, список которых приводится ниже.

Вопросы для самопроверки

  1.  Каковы особенности структурных схем приёмников звукового вещания?
  2.  За счёт чего можно улучшить основные показатели качества вещательных приёмников?
  3.  Каковы особенности построения профессиональных приёмников ДКМ диапазона?
  4.  Каковы преимущества и недостатки приёмников с многократным преобразованием частоты?
  5.  Какие основные показатели качества должны иметь профессиональные РПрУ ДКМ диапазона?
  6.  В каких случаях используются импульсные, а в каких – непрерывные радиолокационные сигналы? Приведите примеры их обработки.
  7.  Каковы особенности построения структуры пейджера?
  8.  Что такое «ждущий режим» и как он обеспечивается в приёмниках СПВ?
  9.  Какие структуры радиотракта используются в пейджерах?

10. Как обеспечивается избирательность по зеркальному каналу в приемниках – инфрадинах декаметровых волн?

       РАЗДЕЛ 4. Электромагнитные помехи в радиоприемных устройствах    

      Глава 11. Помехоустойчивость радиоприемных устройств

   11.1 Помехи радиоприему

   

   Помехой называется любое постороннее воздействие на РПрУ, не относящееся к полезному сигналу, и, препятствующее его правильному приему.

   Электромагнитные помехи (ЭМП) представляют собой случайные процессы, которые можно разделить по типу источников, на естественные и искусственные. Естественные  помехи вызываются  различными физическими явлениями в окружающей среде. Искусственные  ЭМП порождаются  электромагнитными процессами в технических устройствах и подразделяются на станционные, индустриальные и контактные.

   Помехи реальной системы связи можно разделить на собственные, внешние, внутри-  и межсистемные.

   Собственные - создаются элементами самого РПрУ; внешние -  лежат вне его; внутрисистемные формируются  источниками, входящими в данную систему; межсистемные – вне ее.

   По частотно-временным свойствам  ЭМП можно представить в виде моделей:

- сосредоточенной (спектр помехи находится в узкой полосе, обычно соизмеримой  с полосой полезного сигнала),

- импульсной (квазиимпульсной), представляющей собой непериодическую последовательность одиночных импульсов, с не перекрывающимися откликами на такое воздействие,

- флуктуационной, представляющей собой тепловые шумы, шумы электронных приборов, суммарное воздействие помех от различных источников с перекрывающимися откликами, одновременное воздействие многих сосредоточенных помех от работающих радиостанций, а также - космических и атмосферных излучений.

    По характеру взаимодействия с полезным сигналом различают: аддитивные (суммирующиеся с сигналом) и мультипликативные (перемножающиеся с  полезным сигналом) помехи.

  Шумы естественного происхождения  относятся к аддитивным помехам.

   Это космические шумы, обусловленные термоядерными процессами в звездах, атмосферные помехи, собственные шумы аппаратуры.  Атмосферные помехи -  следствие грозовых и электростатических разрядов занимают область  частот до 25 МГц и превышают по уровню космические шумы. Грозовые разряды обладают спектром по характеру близким к спектру одиночного импульса, а суперпозиция многих разрядов формирует флуктуационную компоненту. Атмосферные помехи могут быть узкополосными и широкополосными. В качестве моделей таких помех используется сумма  импульсных случайных последовательностей     с  длительностью импульса Ти ,   частотой повторения Fи , и дисперсией случайного процесса  σ2п .

   Станционные ЭМП, относящиеся к  искусственным помехам, создаются излучением РПдУ, гетеродинами приемников и др. Наибольшее влияние оказывают помехи, обусловленные излучением РПдУ, представляющие собой узкополосные случайные процессы. Для оценки влияния станционной ЭМП используются модели, основанные на теории случайных импульсных потоков.

   Индустриальные радиопомехи (ИРП) создаются техническими средствами, использующими энергию электрического тока, и могут быть кондуктивными (распространяющимися по физическим цепям питания, заземления) и радиационными. Индустриальные радиопомехи, создаваемые в медицинских установках, ЭВМ и др. обладают дискретным спектром. Помехи от электрического транспорта, промышленной и бытовой аппаратуры, ЛЭП  обладают сплошным спектром.

   Радиационные  ИРП  наиболее опасны в ближней зоне излучения и их интенсивность  затухает  по закону  ~ 1/R 2,2 . Кондуктивные ИРП ослабевают медленнее и распространяются на значительные расстояния.

   Контактные помехи возникают обычно на движущихся объектах (поездах, самолетах) при воздействии излучения передатчика на токопроводящие объекты, находящиеся в ближайшей зоне облучения, и, обладающие металлическими контактами с переменным сопротивлением. Создаваемое в них вторичное излучение,  может оказывать значительное воздействие на РПрУ.

   11.2 Сосредоточенные помехи и методы борьбы с ними

   Методы борьбы с помехами основаны на различии характеристик сигналов и помех.

   Различие в частотных спектрах позволяет, используя частотно-селективные цепи  отделять сигнал от помехи.  При сравнительно широком спектре помехи по отношению к спектру сигнала, частотная селекция позволяет, выделяя полезный сигнал, уменьшать мощность помехи, поступающей на вход РПрУ.

   Различие в фазах сигнала и помехи используется в устройствах, реагирующих на фазу колебаний (например, в синхронных детекторах).

   Различие  в   амплитудах     сигнала и помех   лежит   в   основе   применения устройств,       использующих  амплитудную селективность.

   Радиотракт РПрУ при малых уровнях сигнала и помехи работает                                                                                                        практически  в линейном режиме и,

избавиться от внеполосной сосредоточенной помехи  можно

                                                                с помощью частотно-селективной  

                              Рис.11.1                                     цепи (рис.11.1)

   Внеполосная помеха для фильтра с идеальной АЧХ подавляется полностью, а для подавления помех с частичным или полным перекрытием спектров необходимо использовать устройства  с амплитудной или фазовой селективностью (синхронный амплитудный детектор).

   При действии на входе значительных по уровню внеполосных помех УЭ, входящие например, в состав УРЧ (рис.3.3) становятся преобразователями, создающими сложный спектр выходного тока, содержащий кроме  гармоник частоты сигнала  с  и  помехи п,  комбинационные составляющие вида │ с  ± п │.

   При аппроксимации проходной характеристики УЭ (рис.6.4) полиномом третьего порядка: i 2 = f(u) = au + bu2 + cu3  и входном воздействии  u = Uсcos ωct + Uп cos ω пt , амплитуда полезной составляющей  тока первой гармоники УЭ

                            3                 3

        I m1 = aUс + ― b U3c + ―c Uс U2п                                                          (11.1)                                                                  

                             4               2

частоты  ωс зависит от амплитуды напряжения помехи  Uп , что приводит к уменьшению выходного напряжения (коэффициент аппроксимации с < 0) , т.е. блокированию сигнала помехой.

   При действии на входе приемника интенсивных  внеполосных помех на частотах  ω п1  и ω п2 создают в выходном токе комбинационные составляющие вида │m ω п1  ± к ω п2 │, некоторые из них могут попадать в полосу пропускания приемника, создавая помехи при приеме полезного сигнала. Искажения подобного вида называются интермодуляционными.

   Воздействие интенсивной внеполосной помехи, обладающей модуляцией (Uп >> Uc), приводит к модуляции полезного сигнала помехой, что определяется нелинейностью  ВАХ третьего порядка (11.1)  и называется перекрестной модуляцией.

   Снижения воздействия сосредоточенной помехи на качество приема можно добиться, применяя высокоизбирательные фильтры на входе РПрУ или увеличивая линейность ВАХ усилительных элементов.

    Повышения линейности  ВАХ добиваются выбором режима работы  УЭ усилителя радиочастоты, применением мощных полевых или биполярных транзисторов, подключением оптимальных, с точки зрения нелинейных эффектов, сопротивлений нагрузки, использованием методов компенсации нелинейных эффектов. Часто применяемым способом снижения нелинейных эффектов является, введение в усилитель отрицательной обратной связи.

    В области ВЧ эффективным средством борьбы с сосредоточенными помехами является применение  пространственной и поляризационной селекции   выбором антенн, обладающих узкой диаграммой направленности и конструкцией, реализующей эффективный прием только полезного сигнала.

    При приеме импульсных сигналов эффективным средством с сосредоточенной помехой служит согласованная  фильтрация. Амплитудно-частотная характеристика оптимального фильтра должна быть согласована (комплексно-сопряжена) со спектром сигнала. На практике, в связи с техническими  трудностями  при   реализации согласованных фильтров для   сигналов сложной формы, применяют квазиоптимальные фильтры, обеспечивающие несколько меньшее превышение сигнала над помехой на выходе радиотракта.

   Прием ЧМ сигналов при наличии помех сопровождается пороговым эффектом. Типичная зависимость отношения сигнал/шум h2c2 на выходе демодулятора от входного значения отношения  сигнал/ шум h2c1 для различных значений индекса модуляции mчм приведена на рис.11.2                                 

                                                                           Воздействие слабой помехи приводит к  незначительному отклонению  мгно-                                                                    венной  частоты суммарного колеба- ния относительно промежуточной                                                                             частоты; при интенсивных входных помехах на выходе демодулятора по-является короткий выброс напряжения мгновенной частоты (совпадение фаз  

                                                                 сигнала и помехи) с равномерным

                 Рис.11.2                                  спектром, что вызывает при малом

                                                                 значении h2c1 рост спектральной  плотности помех в низкочастотной области.                                                                                                     

Искривление характеристик (рис.11.2) происходит плавно, и в пороговой области для больших mчм составляет примерно ехр(-h2c1) и далее наблюдается зависимость h2c2  ≈   mчм (h2c1)2, что свидетельствует о подавлении сигнала в подпороговой области.

   Пороговый эффект наиболее опасен в радиолиниях с низким энергетическим потенциалом при замираниях сигнала. Повышение индекса модуляции  mчм и мощности сигнала сдвигает пороговую область вправо, но ухудшает ЭМС. Поэтому получили распространение методы приема ЧМ  сигналов  со следящим фильтром в тракте УПЧ и с предискажением рабочих сигналов на передающей стороне.  Это приводит к снижению порога без увеличения мощности передаваемого сигнала.

   Прием со следящим фильтром по промежуточной частоте реализуется при использовании узкополосного фильтра, частота настройки которого следит за мгновенной частотой принимаемого сигнала. Полоса пропускания следящего фильтра  Псл ≥ 2Fм , что меньше чем в случае некогерентного приема в примерно  в (1+ m чм ) раз. Это снижает уровень шумов на входе демодулятора, без ухудшения параметров сигнала. Аналогичный результат можно получить, используя ООС по частоте, когда УПЧ имеет фиксированную настройку, а управляющее напряжение изменяет частоту гетеродина, следуя изменению частоты входного ЧМ сигнала.

   11.3 Импульсные помехи и способы снижения их влияния

                     

   Полагаем, что импульсная помеха (ИП) аддитивна, а радиотракт -  линейный. Считаем его состоящим из последовательно  включенных колебательных контуров. Воздействие импульсной помехи на первый колебательный контур ВЦ (рис.3.3) можно рассматривать как электрический удар, приводящий к заряду конденсатора контура, с последующим разрядом его и возникновением колебательного  процесса с частотой собственных колебаний ω0. На колебательный контур УРЧ воздействует уже гармоническое затухающее колебание. Чем выше добротность колебательного контура ВЦ, тем уже его полоса пропускания и тем медленнее затухает колебание.

     В основе методов борьбы  с ИП лежат методы частотной и временной селекции, а  также рассмотренные ранее, с учетом специфики ИП.

   Временная селекция  основана на блокировании принимаемой реализации при появлении в канале помехи.

    Амплитудная селекция при использовании устройств с неглубоким  ограничением предполагает построение  тракта УПЧ по схеме ШОР (рис.11.3)    

                                                                      ШУ- широкополосный усилитель,

     АО - амплитудный ограничитель,

     РУ – решающее устройство

                              Рис.11.3

Уровень ограничения  U ог выбирается  выше пикового суммарного напряжения сигнала и шума, поэтому при отсутствии помех  РПрУ работает в режиме линейного усиления. При воздействии ИП должен автоматически измениться порог решающего устройства  U ог =  U m0 , где U m0 -  максимальный выброс суммарного напряжения, т.е. следящее устройство должно успевать реагировать на изменения U m0 и не срабатывать при действии помех.

  Другой способ амплитудной селекции ИП с глубоким ограничением в тракте УПЧ – применение схемы ШОУ (рис.11.4).  

                                                                 ШУ – широкополосный усилитель,

     АО – амплитудный ограничитель,

     УУ – узкополосный усилитель

                           Рис.11.4

В системе ШОУ частотная селекция ИП осуществляется фильтром, а амплитудная -  ограничителем. Чем шире полоса ШУ, тем меньше длительность отклика  ИП и тем меньшей мощностью будет обладать ИП на выходе АО (происходит ограничение сверху). После прохождения через узкополосную систему УУ  нарастание отклика ИП происходит до значений меньших, чем порог ограничения снизу (на выходе УУ). Это позволяет избавиться от ИП или существенно уменьшить ее влияние.

   Среди других способов борьбы с ИП в профессиональных РПрУ используется квазиоптимальная фильтрация, когда ширина полосы пропускания радиотракта, реализованного с применением простейших фильтров (например, одиночных колебательных контуров) выбирается оптимальной с точки зрения максимального отношения сигнал/шум.

   Из радикальных способов борьбы с ИП может также использоваться метод подавления ИП, когда на основе известных спектральных свойств ИП, в момент появления ИП на входе в дополнительном канале формируется импульс, противофазный входной ИП. После сложения сигнала, содержащего помеху, из основного канала и, сформированной ИП, в решающем устройстве, ИП может быть полностью скомпенсирована.

     11.4 Флуктуационная помеха и способы ее ослабления   

   Флуктуационные помехи (ФП) обычно связаны с приемной антенной и обусловлены внеполосным шумовым излучением передатчиков и шумовым излучением гетеродинов приемников (обычно значительно слабее).

   В большинстве случаев ФП можно считать стационарным случайным процессом всегда присутствующим в канале связи по своей природе и не может быть полностью устранен. Они вызывают маскировку, подавление, искажение сигналов. Маскировка из-за выбросов помехи затрудняет различение рабочих сигналов. Интерференция сигналов и шумов при определенных фазовых соотношениях может приводить к подавлению полезного сигнала.

   Ослабление ФП проводится с учетом ее частотных свойств: спектр - практически бесконечен, фазы составляющих спектра случайны.

    Частотная селекция позволяет уменьшить уровень ФП в радиотракте. Радиотракт обладает полосой пропускания необходимой для   усиления сигнала с допустимым уровнем искажений и, соответственно, ограничивает мощность ФП, попадающую в радиотракт (рис.11.5а).

       

                             а)                                                  б)

                                                    Рис.11.5

   При действии на входе РПрУ дискретного сигнала со спектром (рис.11.5б) максимальное ослабление ФП обеспечивается применением согласованного фильтра, имеющего гребенчатую форму АЧХ, подавляющего составляющие спектра ФП в промежутках между составляющими спектра сигнала.

   Значительно более простую реализацию имеет  фильтр, осуществляющий квазиоптимальную фильтрацию, обеспечивающий на его выходе максимальное отношение сигнал/шум.

  Прием дискретных сигналов на фоне ФП с известной начальной фазой  можно эффективно осуществлять,  используя корреляционный или автокорреляционный прием, основанный на использовании различных статистических свойств сигнала и ФП.

    11.5 Мультипликативные помехи

  До сих пор при анализе влияния различных видов помех на дискретный сигнал считалось, что отсутствуют какие-либо эффекты последействия (отсутствует наложение откликов в канале на входной сигнал) и рассеяния переданных сигналов во времени, по частоте или пространству. Однако реальные каналы обладают памятью (процессы в канале инерционны и накладываются друг на друга).

   Если в системе связи применяют частотное разделение каналов, то рассеяние по частоте может вызвать перекрытие частотных спектров сигналов и, как следствие, взаимные помехи между каналами.

  Неоднородности среды распространения, порождающие отраженные радиоволны, наличие в тракте передачи реактивных элементов, вызывает отклонение передаточной функции канала от идеальной, растягиванию во времени отклика канала на приемной стороне по сравнению с длительностью переданного сигнала.

   Перегрузка тракта модуляции и выходного каскада РПдУ, а также  нелинейные эффекты в усилительном тракте приемника приводят к дополнительным помехам приему  сигналов.

   Диэлектрические неоднородности среды распространения искажают плоский фронт радиоволны. При этом возникает сложная картина интерференционных замираний, зависящих от частоты, времени и места приема. Все виды рассеяния образуют мультипликативные помехи (МП).

   Для борьбы с искажениями, вызванных пространственным  рассеянием эффективен прием на несколько пространственно разнесенных антенн, что широко применяется для борьбы с замираниями.

   Применение остронаправленных приемных антенн позволяет применить пространственное разделение лучей, что повышает помехоустойчивость.

   При частотном разделении лучей используют передачу элементов сигнала, следующих друг за другом, на различных смежных частотах, что позволяет разделить мешающие отклики канала с помощью резонансных фильтров.

   Корреляционное разделение лучей предполагает использование в качестве переносчика сообщений широкополосных сигналов с базой  Бс  = cТc>>1, где Пс – полоса, занимаемая сигналом, а Тс – время действия полезного сигнала. При условии ортогональности на длительности единичного элемента на приемной стороне проводится их когерентное сложение и некогерентное детектирование, что создает заметный выигрыш в помехоустойчивости.

                      Вопросы для самопроверки

1.Как ЭМП подразделяются по типу источника?

         2.Каковы причины искусственных помех?

3.Назовите типы искусственных помех.

4.Как подразделяются помехи по частотно-временным свойствам?

5.Чем отличаются сосредоточенные помехи от импульсных?

6.Что является причиной ФП?

7.В чем разница между аддитивной   и мультипликативной помехой?

8.Какие существуют способы борьбы с сосредоточенными помехами?

9.Назовите способы борьбы с импульсными помехами.

10.Какие существуют способы борьбы с флуктуационными помехами?

Литература

Основная

  1.  Радиоприёмные устройства / Под редакцией Н. Н. Фомина. – М.: Горячая линия - Телеком, 2007.
  2.  Головин О. В. Радиоприёмные устройства. – М.: \ Высшая школа, 1997.
  3.  Радиоприёмные устройства / Под ред. А. П. Жуковского. – М.: Высшая школа, 1989
  4.  Радиоприёмные устройства / Под ред. Н. И. Чистякова. – М.: Радио и связь, 1986
  5.  Буга Н.Н., Фалько А.И., Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства. – М.: Радио и связь, 1986

Дополнительная

  1.  Головин О. В. Профессиональные радиоприёмные устройства декаметрового диапазона. - М.: Радио и связь, 1985
  2.  Белов И. Ф. Справочник по переносным и автомобильным радиоприёмникам и магнитолам. - М.: Радио и связь, 1992
  3.  Туляков Ю. М. Системы персонального радиовызова. - М.: Радио и связь, 1988
  4.  Справочная книга радиолюбителя – конструктора. / Под ред. Н. И. Чистякова. – М.: Радио и связь, 1993
  5.  Радиоприемные устройства / Под редакцией А.Г.Зюко – М.: Связь, 1975


         
Предметный указатель

Автоматическая подстройка частоты 50

- - - ,частотная  50

- - - , фазовая   50

Автомобильный приемник  5

Активный элемент (АЭ)  18

Акустическая сигнализация  53

Акустическая система  54

Амплитудная модуляция  36, 54

Амплитудный ограничитель (АО) 40

- - , диодный  41

- - , транзисторный  42

Амплитудная характеристика (АХ)  41

Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) 7, 10, 13, 33

Антенна приемная  16

- - штыревая  53

- -  ферритовая 18, 53

Антенный переключатель  56

Блок питания  54

- управления  54

- обработки сигналов  58

Варикап  19

Видеоусилитель  56

Входная цепь (ВЦ) 13, 20, 22

- - , назначение  18

- - одноконтурная  18

- -  двухконтурная  18

- - с трансформаторной связью с антенной  18

- - с авторансформаторной связью с антенной  18

- - с непосредственной связью с антенной 18

- - с комбинированной связью  18

Вольт-амперная характеристика (ВАХ)  8, 31, 38

- - - преобразовательного элемента (ПЭ) 31

Входная проводимость  27, 29

- - , активная  28

- - , обратной связи (ОС)  28

- - реактивная  28

Выходное устройство  54

Гетеродин  14, 56

Главный тракт приема (ГТП)  54

Гомодинный приемник  58

Девиация частоты  44

Делитель напряжения  25

Детектор амплитудный  36

- - последовательный 37

- фазовый (ФД)  43

- частотный (ЧД)  43

-  балансный  45

- радиоимпульсов  56

Динамический диапазон  10

Диод  34, 36

Доплеровская частота  57

Затухание контура 22

- - конструктивное   22

- - эквивалентное  22

Зондирующий импульс  56

Избирательность  7

- односигнальная  7

- многосигнальная  10

Измеритель частоты  57

Импульсный модулятор  57

Индикатор скорости  57

Искажения нелинейные  8

- линейные (амплитудно-частотные)  8

- перекрестные  9

-  интермодуляционные 9

- при детектировании АМ сигнала 38, 39

Инфрадин  53

Коэффициент перекрытия диапазона  11, 19

- передачи ВЦ, модуль  20, 22

- - - оптимальный  22,23

- - -  максимальный  22

Коэффициент усиление по напряжению   6,26

- - , модуль  27

- - по току 7

- - сквозной  7

- - по мощности  6

- - малосигнальный  27

- - устойчивый   30

- шунтирования   22, 26

- включения 23, 25

- устойчивости  29

- - согласования ВЦ с антенной  23

- оптимального рассогласования  23, 27

- коэффициент шума  12

Настройка РПрУ  19

- - механическая  19

- - с помощью варикапов  19

Ограничитель  40

- мгновенных значений  40

- амплитудный  40

Оптимальное рассогласование 23

Побочные каналы приема  15

Полоса пропускания  10

Помехи  радиоприему  60

- аддитивные  60

- внешние  60

- внеполосная 61

- внутриполосная  61

- внутренние  60

- естественные 60

-  искусственные  60

- импульсные  63

-  мультипликативные  60, 65

- собственные  60

- сосредоточенные  62

- флуктуациионные  64

Пейджер  57

Преобразователи частоты (ПрЧ)  14. 31

- - , балансный  35

- - назначение, структурная схема  31

- - , частотная характеристика  ПрЧ  32

- -  на биполярном транзисторе 34

- -  на диоде  34

- -  на полевом транзисторе  34

- -  с совмещенным гетеродином  34

Преселектор 57

Пульт управления РПрУ 54

Радиоприемное устройство (РПрУ) 4

- - , назначение, структура  4

- - , классификация  5

- - , качественные показатели  9

- - , детекторный   13

- - , прямого усиления  13

- - , прямого преобразования  16

- - , радиовещательный  53

- -, синхродин  58

- -  системы персонального радиовызова (пейджер) 57

- - , супергетеродинного типа  14

- - - , стереофонический   54

- - , профессиональный  54

- - , радиолокационный  56

- -  -, непрерывного излучения  56

- - - , импульсный  56

Регулировка усиления  47

- - автоматическая комбинированная  49

- - - обратная  48, 49

- - - прямая  49

- - - с задержкой 49

- - изменением крутизны  47

- - коэффициента включения  47

- - эквивалентного сопротивления колебательного контура 48

Регулятор частоты 50

Резонансный усилитель (РУ), назначение  25

- - классификация  25

- - структурная схема  25

- -  , коэффициент усиления 26

- - , модуль резонансного коэффициента усиления  26

- - , устойчивость   27

- - , устойчивый коэффициент усиления  30

Селективность (избирательность)  7,10

селекция радиоканалов 62

- - временная 64

- -  частотная 64

- - пространственная 65

Синтезатор частот 54

 Усилительные устройства, назначение   6

- - , классификация  6

- - , основные технические показатели  7

- -, нормированная АЧХ  8

Усилитель малошумящий 56

Фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ)  50

Фазовый детектор  43

Фильтр сосредоточенной селекции 14

Фильтрация

- квазиоптимальная  65

- оптимальная  64

- согласованная 65


Частотный детектор 43

- - с одиночным контуром  44                     

- - , балансный с взаимно расстроенными контурами  45

Частотная автоподстройка частоты  51

Частотные искажения, коэффициент  8

Частота несущая  (принимаемого сигнала) 13, 50

- промежуточная  15,50

Чувствительность 9

Шумы, тепловые   60

- , электронных приборов  60

- естественного происхождения 61

Шунтирование, коэффициент 22

Эквивалентная схема  входной цепи  20

-  - резонансного усилителя  26

Эквивалентное затухание  21

- сопротивление контура 21

- проводимость контура 26


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

41358. Измерение сопротивления гальванометра 188 KB
  Цель работы: Определение внутреннего сопротивления гальванометра. Определение средней чувствительности и градуирование гальванометра. Измерение сопротивления гальванометра. =1ом ом ом 10000 500 10600 450 11200 400 11800 350 12600 300 I – сила тока в цепи гальванометра эдс источника питания 2В r сопротивление гальванометра.
41359. Исследование магнитооптического зеркального гальванометра 500.5 KB
  Лабораторная работа №138 Исследование магнитооптического зеркального гальванометра . Измерение сопротивления гальванометра. На схеме: При R=R получаем RG=R если при замыкании и размыкании ключа показания гальванометра не меняются. Определение средней чувствительности и градуировка гальванометра.
41361. Работа ионизационного манометра 266 KB
  Цель работы: Изучить работу ионизационного манометра зависимость ионного тока от изменения различных параметров ток накала напряжение на сетке между катодом и анодом. Таблица зависимости ионного тока от тока накала. мА 300В 50В 260В 50В 300В 33В 29 665 650 651 28 655 642 649 20 631 635 632 18 628 630 628 14 620 622 622 9 609 615 609 5 590 596 589 0 540 540 522 Таблица зависимости ионного тока от напряжения между катодом и анодом . 13 33В 12 50В 13 50В 75 30 5 70 30 65 29 45 28 60 28 ...
41362. Изучение работы форвакуумного насоса 99.5 KB
  Цель работы: определить предельный вакуум и скорость откачки ротационного насоса. Форвакуумная установка: где Б1 – баллон; Б2 – калибровочный баллон (Vк = 2,4 л.); К1 – К7 – краны; РМ – разница давлений (мм.масл.ст.). Для нахождения объема установки используем следующую формулу:
41363. Градуирование электроизмерительных приборов с помощью потенциометра собранного из двух магазинов сопроти 159 KB
  Градуирование электроизмерительных приборов с помощью потенциометра собранного из двух магазинов сопротивления Приборы приспособления: вольтметр магазины сопротивлений – нормальный элемент – реостаты ключи– гальванометр батарея вольтметр.
41364. Определение эдс в термопаре 200.5 KB
  Схема для измерения малых эдс: где g – гальванометр класс точности 05; АВ – реохорд rАВ = 12  01 Ом lАВ = 1 м.; 1 – источник тока для реохорда 15 В; Э – эталонная эдс элемент Вестона 101795 В; х – измеряемая эдс; r1 – реостат для регулировки цены деления реохорда; r2 – сопротивление; r3 – реостат; М1 – опорный спай термопары 00С; М2 – рабочий спай термопары.
41365. Определение коэффициента поверхностного натяжения жидкостей 224.5 KB
  Задание 1: метод компенсации разности давлений поверхностного слоя жидкости. d – плотность жидкости налитой в манометр в данном случае это вода и d = 10 г см. Задание 2: метод отрыва пузыря внутри жидкости. Установка: где Т – насос; Б – бутыль для создания давления; Н – разность высот жидкости в двух коленах манометра; D – глубина на которую опущен капилляр радиус которого равен 002 см.
41366. Определение удельной теплоёмкости жидкости методом лучеиспускания 68 KB
  Определение водяного эквивалента калориметра M0 – масса калориметра M1 масса калориметра с холодной водой MI=M1M0 – масса холодной воды TI – температура холодной воды M2 – масса калориметра с горячей и холодной водой T – температура смеси MII=M2M1 – масса горячей воды TII – температура горячей воды M0= 179 г M1= 297 г MI = 118 г TI = 23 C M2 = 332 г Т = 31 С MII = 35 г ТII = 61 С II Основные измерения...