47457

ЭЛЕКТРОНИКА. Учебное пособие

Книга

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Для полупроводников наиболее важной является валентная зона, образованная уровнями энергии валентных электронов невозбужденных атомов (т.е. при отсутствии внешней энергии) и ближайшая к ней разрешенная зона (см. рис.9-1). Разрешенная зона, в которой при возбуждении могут находиться электроны, называется зоной проводимости, или свободной зоной.

Русский

2013-12-10

21.81 MB

35 чел.

Федеральное агентство по образованию Российской Федерации

Московский государственный университет экономики,

статистики и информатики

            

                    

                                                                                  

ЦУРКИН А.П.

Каф.АСОИиУ

Учебное пособие

 

ЭЛЕКТРОНИКА

Москва  2012г.

Тема 9(1). Основы теории электронных приборов…………………………………………

  Тема 10(2). Транзисторные усилители электрических сигналов…………………………..

Тема 11(3). Аналоговые и цифровые элементы устройства………………………………

Тема 12(4). Комбинационные цифровые устройства……………………………..………..

Тема 13(5). Источники вторичные питания

Тема 14(6). Дискретная и цифровая обработка сигналов.

Тема 15(7). Волоконно – оптические линии связи (ВОЛС)

Список литературы………………………………………………………………………….

Тема 9. Основы теории электронных приборов .

К полупроводникам относят многие химические элементы  (кремний, германий, индий, бор, галлий и др.), большинство окислов  и сульфидов (закись меди, окись цинка, сульфид галлия и др.), интерметаллические соединения (арсенид галлия, карбид кремния и др.)

Удельное электрическое сопротивление полупроводников лежит в широких пределах от 10-5 до 10-6 Ом*м. Для сравнения, например металлы при комнатной температуре имеют удельное сопротивление10-7  Ом*м, а диэлектрики 1012/1014 Ом*м. Основная особенность полупроводников – возрастание удельной электрической проводимости при увеличении температуры.

Проводимость полупроводников значительно зависит от внешних воздействий: нагревания, облучения, электрического и магнитного полей, давления, ускорения, а также от содержания даже незначительного количества примесей.

Свойства полупроводников хорошо объясняются с помощью зонной теории твердого тела. Согласно квантовой механике энергия электрона дискретна (прерывиста) или квантована. Вследствие этого электрон может двигаться только по той орбите, которая соответствует его энергии. Значение энергии электрона называют энергетическим уровнем.

Энергетические уровни электронов отделены друг от друга запрещенными интервалами. На одинаковых уровнях по принципу запрета Паули не может находиться более двух электронов.

В результате воздействия на электрон не только ядра своего атома, но и соседних атомов, энергетические уровни смещаются и расщепляются и образуются энергетические зоны, называемые разрешенными.

Расщепление в кристалле уровней, занятых внутренними электронами мало, заметно расщепляются лишь уровни, занимаемые валентными электронами.

Для полупроводников наиболее важной является валентная зона, образованная уровнями энергии валентных электронов невозбужденных атомов (т.е. при отсутствии внешней энергии) и ближайшая к ней разрешенная зона (см. рис.9-1). Разрешенная зона, в которой при возбуждении могут находиться электроны, называется зоной проводимости, или свободной зоной.

 

Рис.9-1Образование энергетических зон

С точки зрения зонной теории твердого тела деление твердых тел на металлы, полупроводники и диэлектрики производят, исходя из ширины запрещенной зоны и степени заполнения разрешенных энергетических зон.

Ширина запрещенной зоны DW называется энергией активизации собственной проводимости. Считают, что при  DW£2эВ (электрон–вольт) кристалл является полупроводником, при – DW>2эВ диэлектриком. Определить вероятность нахождения электрона на том или ином энергетическом уровне при данной абсолютной температуре можно с помощью функции Ферми:

                 

(9-1)

 

Функция (9-1) определяет вероятность нахождения электронов на том или ином энергетическом уровне. В уравнении (1) W- энергия данного уровня;k- постоянная Больцмана; T-абсолютная температура;-параметр, называемый уровнем Ферми. Уровень Ферми – это последний заполненный электронами уровень при Т=00К. Из (1) видно, что если: 1) Т=00К, W<, то F(W)=1; 2) Т=00К, W<, то F(W)=0; 3) T>0 0К, W=, то F(W)=0,5.

Электроны с верхних уровней энергии валентной зоны при получении энергии извне (тепловой, световой и др.) могут переходить на уровни энергии зоны проводимости.

При уходе электрона в валентной зоне остаются свободные (вакантные) места, называемые дырками. Дырки так же, как и электроны способны «перемещаться» в кристалле, так как появившиеся свободные места могут быть заняты электронами, энергия которых лежит ниже энергии ушедших из валентной зоны электронов и на их месте также появляются дырки.

Таким образом, в полупроводнике носителями заряда являются электроны и дырки.

Итак, в валентной зоне перемещение электронов вызывает перемещение в противоположном направлении дырок. При отсутствии внешнего электрического поля электроны, a следовательно и дырки движутся хаотически. Под воздействием внешнего электрического поля движение электронов станет упорядоченным, при этом электроны будут перемещаться против направления электрического поля, а дырки – по направлению поля.

Электропроводность собственного полупроводника, возникающая за счет нарушения валентных связей, называется собственной.

Процесс образования пары электрон–проводимости дырка проводимости называется генерацией пары носителей заряда.

Процесс воссоединения электрона и дырки называется рекомбинацией.

Среднее время существования пары носителей заряда называется временем их жизни.

Среднее расстояние, которое проходит носитель заряда за время жизни, называется диффузионной длиной носителя заряда (Lp–для   дырок,Ln–для электронов).

В проводниках с собственной проводимостью уровень Ферми лежит посредине запрещенной зоны (см. рис.9-2).

 

Рис.9- 2 Расположение уровня Ферми

Примесная проводимость.

Если некоторые атомы полупроводника заменить в узлах кристаллической решетки атомами, валентность которых отличается на единицу от валентности основных атомов, возникает тип проводимости, называемый примесным. Примеси, валентность атомов которых выше валентности основных атомов, называются донорными (или донорами), в этом случае электропроводность будет обусловлена в основном электронами их называют основными носителями заряда, а дырки – не основными.

Энергетический уровень свободных электронов будет находиться в запрещенной зоне у дна зоны проводимости. Он называется донорным уровнем. Уровень Ферми сместится от середины запрещенной зоны к дну зоны проводимости (см. рис.9-3А).

А

Б

Wg донорный уровень энергии

Wa акцепторный уровень энергии

DWg энергия ионизации донора

DWa энергия ионизации акцептора

Рис. 9-3   Акценторные и донорные уровни

Примеси, валентность атомов которых ниже валентности основных  атомов, называются акцепторными (акцепторами). В этом случае электропроводность будет обусловлена в основном дырками, которые называются основными носителями заряда, а электроны – неосновными.

Энергетический уровень свободных дырок будет находиться в запрещенной зоне у потолка валентной зоны, он называется акцепторным уровнем. Уровень Ферми сместится к потолку валентной зоны (см. рис.9-3Б).

Электронно-дырочный переход и его свойства.

При контакте двух полупроводников с разным типом примесной проводимости (п – и р– типа) на границе раздела образуется область, которую называют электронно–дырочным переходом или р–п переходом.

Свойства р–п перехода положены в основу принципа действия подавляющего большинства полупроводниковых приборов. Контакт p-n перехода осуществляется сложными технологическими приемами. Как только произойдет соприкосновение, в каждой области нарушается равенство концентраций ионов примесей и свободных зарядов. Так как в области р концентрация дырок Рр значительно выше концентрации дырок Рn в области n. (Рр>>Рn), а концентрация электронов nн в области n значительно ниже концентрации их в области р , происходит диффузия дырок в область n–типа и электронов в область р– типа.

Вследствие ухода дырки из области p в ней образуется не скомпенсированный отрицательный заряд иона акцепторной примеси, а при уходе электрона из области n в ней образуется положительный заряд иона донорной примеси.

Часть электронов и дырок, попавших в смежную область может рекомбинировать, что также нарушает равновесие концентраций между свободными носителями заряда и неподвижными ионами примеси.

В результате около границы раздела областей создается объемный двойной слой, обедненный основными носителями заряда. Он обдает большим удельным сопротивлением. Его называют запирающий слоем или  р–п переходом. Объемные заряды имеют разные знаки и создают электрическое поле р–п перехода.

Напряженность этого поля , направлена в сторону от положительно заряженного слоя к отрицательно заряженному слою (см. рис. 9-4). Для основных носителей каждой области оно является тормозящим, поэтому будет препятствовать дальнейшему диффузионному перемещению через р–п переход основных носителей. Электрическое поле наряду с напряженностью Е характеризуется потенциалом. Разность потенциалов в р–п переходе называют контактной. Величину контактной разности потенциалов называют высотой потенциального барьера. ()

Рис. 9-4  Электрическое поле p-n перехода

С точки зрения зонной теории твердого тела потенциальный барьер () образуется следующим образом: при контакте полупроводников р- и n–типа образуется единая система, в которой уровень Ферми является общим для областей р– и n–типа (см. рис.9-5).

Рис.9-5 Величина потенциального барьера pn-перехода

На границе раздела уровень Ферми проходит через середину запрещенной зоны. Так как в области р–типа уровень Ферми находится недалеко от потолка валентной зоны, а в области n–типа недалеко от дна зоны проводимости, энергетические зоны смещаются относительно друг друга, и в области рn перехода образуется потенциальный барьер, высота которого будет равна:

Dj = DW/q,   

(9-2)

где DW – минимальная энергия (эВ), которую нужно сообщить электрону (или дырке), чтобы они могли перейти в смежную область; q – заряд электрона.

Таким образом, все энергетические уровни области р–типа подняты над энергетическими уровнями области n–типа на высоту, численно равную

DW = q . Djk

Токи р-n перехода.

Выше  было рассмотрено диффузионное перемещение через р–п переход дырок и электронов. Этот поток носителей представляет собой диффузионный ток:

I диф = Ipp + Inn,    

(9-3)

 

где     Ipp– ток, образованный дырками области р–типа;

I nn – ток, образованный электронами области n типа.

Поле р–п перехода, являясь тормозящим для основных носителей, а для неосновных носителей ускоряющее. Под воздействием его не основные носители перемещаются в смежную область. Их поток представляет  собой дрейфовый ток:

I др =I pn + Inp,     

(9-4)

где

I рn, –ток, образованный дырками области n–типа;

I np–ток, образованный электронами области р–типа.

В отсутствии внешнего электрического поля

I диф  = I др                                       

(9-5)

Для случая равновесия обозначим I диф =I од, а I др =I o и тогда

I oд = I о    

(9-6)

Следует заметить, что диффузионный и дрейфовый токи направлены в противоположные стороны, поэтому результирующий ток через р–п переход равен 0.

В условиях динамического равновесия через р–п переход переходят только те свободные носители, энергия которых выше высоты потенциального барьера.

Влияние внешнего напряжения на р–п переход.

Прямое включение – источник напряжения подключен знаком «плюс» к области р–типа и «минусом» к области n–типа. Обратное включение противоположно прямому. При прямом включении электрическое поле источника напряженностью Enp направленo навстречу контактному полю Е и результирующая напряженность будет равна Е1= Е – Enp.

Уменьшение напряженности поля вызовет уменьшение высоты потенциального барьера на величину прямого напряжения источника  U пр= +U (см.рис.9-5 и 9-6):

Dj1 = DjUпр            

( 9-7)

Уменьшение высоты потенциального барьера приводит к увеличению числа основных носителей через р-n переход, т.е. к увеличению диффузионного тока:

I диф = I од .    

(9-8)

Так как I од = Iо , то можно записать

I диф = Io     

(9-9)

На величину дрейфового тока изменение высоты потенциального барьера не влияет, он остается таким же, как и в условиях равновесия. Поэтому результирующий ток через р–п переход, называемый прямым, c учетом (9) будет равен:

Iпр= Iдиф –Iо = Io ()   

(9-10)

Рис.9-6  Прямое и обратное включение pn-перехода

При прямом включении уменьшается ширина р-n перехода.

Обратное включение р-n перехода (см. рис.9-6 б)) Рассуждая аналогично можно заключить, что в этом случае результирующий ток, называемый обратным, будет равен:

I об = I o ()…

(9-11)

При некотором значении обратного напряжения диффузионный ток станет равен нулю, через р–п переход будет протекать только дрейфовый ток. Его величина незначительна, т.к. концентрация не основных носителей мала. Поскольку ток, образованный движением не основных носителей зависит от тепловой генерации пар носителей, его называют также тепловым. Тепловой ток называют также током насыщения, так как это предельное значение обратного тока при возрастании обратного напряжения.

При обратном включении ширина р–п перехода увеличивается.

                                            Емкость р–п перехода.

По обе стороны границы p-n перехода расположены атомы донорной и акцепторной примесей и образуют отрицательные и положительные пространственные заряды. Если к p-n переходу приложить напряжение, то в зависимости от его величины будет изменяться его ширина, а , следовательно, и пространственный заряд. В этой связи p-n переход можно рассматривать как две пластины конденсатора с равными по величине, но противоположными по знаку заряду, т.е. p-n  переход обладает электроемкостью. Различают барьерную и диффузионную электроемкость.

Барьерная электроемкость определяется:

                        

(9-12)

  где Qоб – объёмные  заряды, образованные ионизированными атомами акдепторной  примеси; Uоб – обратное напряжение.                        

При включении p-n перехода в прямом направлении из каждой области в смежную инжектируются неосновные для нее носители заряда. Это связано с диффузией зарядов при понижении потенциального барьера. Если слои тонкие, то около границы p-n перехода возникает избыточная концентрация неосновных носителей. Чтобы нейтрализовать этот заряд из прилегающих слоев отсасываются основные носители. Следовательно, в каждой области у границы p-n перехода возникают равные по значению, но противоположные по знаку заряды Qдиф. Электроемкость, которая связана с изменением инжектированных носителей при изменении напряжения, называют диффузионной. Эта электроемкость увеличивается с увеличением прямого тока, а барьерная электроемкость увеличивается при увеличении обратного тока. При расчетах p-n перехода при прямом напряжении учитывают Сдиф, а при обратном Сδ.

Вольтамперная характеристика р–п перехода. Это зависимость тока проходящего через рп переход от приложенного к нему напряжению I = ¦(U) (см. рис.9-7.)

Рис. 9-7  Вольтампермерная характеристика диода

Уравнение зависимости I от U имеет вид:

I = Iо()   

(9-13)

Если р–п перевод включен в прямом направлении, напряжение со знаком плюс, если в обратном – со знаком минус.

Режим работы полупроводникового выпрямительного диода определяются его характеристикой.

Вольтамперная характеристика (ВАХ) - это зависимость электрического тока, протекающего через диод от напряжения, приложенного к диоду. Прямой ток резко растет при небольших положительных напряжениях (UnpB). Но этот ток не должен превышать максимального значения, т.к. в противном случае произойдет перегрев диода и он выйдет из строя. Максимальное обратное напряжение определяется конструкцией диода и находится в интервале 10В ÷ 10кВ.

    Динамический режим работы диода.

  Переключение полупроводникового диода из проводящего соединения в закрытое происходит не сразу, а по истечении какого-то времени, т.к. при этом p-n переход должен освободиться от накопленного заряда. Время накопления заряда для маломощных диодов составляет 10-100нс. Следует заметить, что период колебания входного напряжения должен быть больше времени накопления заряда. Если такое правило не соблюдается, то диод теряет свои свойства. Чтобы уменьшить время переключения используют диод Шотки. Время накопления заряда в этом диоде очень мало и поэтому время переключения может быть доведено до 100нс.

                                  

Пробой р–п переход .

Рис. 9-8  Виды пробоя p-n перехода

Если обратное напряжение р–п перехода увеличить сверх определенной величины, наступает пробой р–п перехода. При этом будет резкое увеличение величины обратном тока.

Пробой делят на два вида: тепловой и электрический. Тепловой пробой (рис.9-8, кривая I) приводит к разрушению р–n перехода.

При электрическом пробое р–п переход может сохранить свою работоспособность. При этом различают пробой лавинный (рис.9-8,кривая 2) и туннельный (рис. 9-8, кривая 3). Свойства р–п перехода в условиях лавинного и туннельного пробоя используют при создании туннельных диодов.

Лавинный пробой наблюдается в широких р–п переходах. Он возникает вследствие того, что под действием электрического поля большой величины носители заряда приобретают энергию, достаточную для того, чтобы при столкновении с атомом решетки полупроводника выбить из ковалентной связи электроны, вследствие чего возникает пара свободных носителей электрон–дырка. В свою очередь эти носители также выбивают электроны и т.д. Этот процесс ударной ионизации атомов кристаллической решетки протекает лавинообразно и приводит к значительному возрастанию тока через р–п переход.

Туннельный пробой наблюдается при больших напряженностях поля в узких р–п переходах. В них наблюдается туннельный эффект, который состоит в том, что электроны через узкий р–п перехода проходят в смежную область без затраты энергии, «туннелируют».

Параметры, характеристики выпрямительных диодов.

Типы полупроводниковых диодов.

Полупроводниковый диод – это полупроводниковый прибор с одним р–п переходом и двумя омическими контактами. Он чаще всего образуется между двумя полупроводниками р–и п–типа, иногда между полупроводником и металлом.

Одна из областей (низкоомная) является эмиттером, другая (высокоомная) –базой.

Параметры диодов.

Максимально допустимый ток, постоянное прямое напряжение, максимально допустимое обратное напряжение, максимально допустимый обратный ток, дифференциальное  сопротивление.

По типу р–п перехода диоды делят на два класса: точечные и плоскостные.

По назначению и принципу работы диоды бывают следующих типов: выпрямительные, стабилитроны (стабилизаторы напряжения), вариканты, туннельные, и др.

Выпрямительные диоды

Условное обозначение туннельных диодов в схемах  

В выпрямительных диодах используется свойство односторонней проводимости p-n перехода. Такие диоды применяются в качестве вентилей, которые пропускают переменный ток только в одном направлении. Принцип работы таких приборов будет рассмотрен в главе «Источники вторичного питания».

Схема замещения выпрямительного диода представлена на рисунке 9-9.

Рис..9-9  Схема замещения выпрямительного диода

    Включенное в схему сопротивление “r” определяет учет утечки электрического тока, электроемкость «С «учитывает диффузионную и барьерную электроемкость p-n перехода, i – управляемый источник электрического тока, который моделирует ВАХ p-n перехода.

СТАБИЛИТРОН.

Такой полупроводниковый прибор, который работает в режиме электрического пробоя p-n перехода. Условное графическое  обозначение стабилитрона в схемах.

Обратная ветвь ВАХ (рис. 1-7) имеет значительный излом, который характеризуется резким ростом электрического тока. При резком возрастании тока наблюдается соответствующее  напряжение стабилизации, которое может охватить  диапазон 4-÷180 В. Эффект стабилизации состоит в том, что резкое возрастание электрического тока вызывает незначительное изменение напряжения, которое практически незаметно.

ВАРИКАП.

Этот полупроводниковый прибор предназначен для работы в качестве конденсатора переменной емкости. Условное графическое обозначение варикапа в схемах

Работа варикапа в режиме конденсатора объясняется следующим образом. Если подать на варикап обратное напряжение, то барьерная электроемкость варикапа уменьшается при увеличении напряжения и наоборот. Варикапы используются для электрической настройки колебательных контуров.

                                         Туннельные диоды.

                Условное обозначение туннельных диодов в схемах  

Эти диоды изготовляются на основе вырожденного полупроводника, т.е. из такого материала, содержание примесей в котором очень велико. Вследствие высокой концентрации примесей удельные сопротивления областей р–и n типа очень малы, а ширина р–n перехода составляет примерно 0,02 мкм, что в сто раз меньше, чем в других полупроводниковых диодах. Напряженность электрического поля в таких р–n переходах достигает огромной величины – до 106 В/см.

Рис.9-9  Вольтамперная характеристика тунельного диода

На вольтамперной характеристике туннельного диода наблюдают следующие участки:

Рост электрического тока до максимального значения (точка «а»);

Снижение электрического тока до минимального значения (точка «В»);

Рост электрического тока от точки минимального значения (до уровня точка «а»).

Из рисунка 9-9 видно, что на участке «аВ» рост напряжения соответствует «отрицательному приращению» электрического тока. В этом случае говорят об «отрицательном» сопротивлении (-R) или «отрицательном значении дифференциальной проводимости ().

Благодаря своей своеобразной ВАХ, туннельные диоды используют в качестве быстродействующих переключающих устройств, для усиления и генерирования электрических сигналов.

Схема замещения туннельного диода на участке отрицательного сопротивления для малого сигнала представлена на рисунке 9-10.

 

                                 Рис. 9-10. Схема замещения туннельного диода

В этой схеме С – общая электроемкость туннельного диода; -R – отрицательное сопротивление; r – сопротивление потерь; L – индуктивность выходов.

Диод Шотки.

Условное обозначение   

  Диод Шотки выполнен на основе контакта металл-полупроводник и при этом работа выхода электронов в металле больше работы выхода электронов в полупроводнике. При идеальном контакте металла и полупроводника происходит диффузия электронов из полупроводника и металл заряжается отрицательно, и при этом в приконтактной области полупроводника образуется слой, который обеднен основными носителями заряда и заряжен положительными ионами доноров. В результате возникает электрическое поле, напряженность которого направлена в сторону к металлу. Возникшее электрическое поле не дает возможности движению электронов в металл и возникает потенциальный барьер.

  При прямом включения источника напряжения диода Шотки, потенциальный барьер снижается и электроны переходят в металл. При обратном включении – высота потенциального барьера повышается и этот барьер могут преодолеть только дырки, которые создают обратный ток. Концентрация дырок мала и обратный ток очень незначительный.

  Таким образом в диоде Шотке создается также, как и в обычном p-n переходе, запирающий слой, который обладает выпрямляющими свойствами. Кроме того, этот слой является неинежктирующим (инжекция – впрыскивание) и имеет незначительную барьерную электроемкость. Также свойства позволяют создавать на основе диода Шотки полупроводниковые приборы с идеальными характеристиками.

  

        Влияние температуры на работу полупроводниковых диодов.

  На электропроводимость полупроводников значительно влияет температура. Если температура повышается, то возрастает генерация пар носителей заряда и при этом электропроводимость возрастает. В этой связи прямой и обратный токи увеличиваются. Например для германиевых диодов при увеличении температуры на каждые 10° С  обратный ток может возрасти в два раза, а для кремниевых диодов в 2,5 раза. Прямой ток при нагреве диода возрастает незначительно, так как такой ток получается за счет примесной проводимости. Также с повышением температуры незначительно возрастает барьерная электроемкость диода.

Биполярные транзисторы - биполярным транзистором называют полупроводниковый прибор с тремя областями чередующегося типа электрической проводимости, разделенными двумя взаимодействующими р–п переходами, способный усиливать мощность.

Конструктивно–сплавной биполярный транзистор представляет собой пластинку монокристалла полупроводника проводимостью p или n – типа, по обеим сторонам которой наплавлены полупроводники, образующие с данным полупроводником иной тип проводимости.

На рис.9-11 показана конструкция транзистора, в которой в пластинку германия n–типа вплавлены по обеим сторонам шарики индия, образующие с германием проводимость p–типа.

Рис. 9-11. Реальная структура сплавного транзистора p-n-p

На рис.9-12 показана упрощенная плоскостная структура транзистора.

    а)     б)

Рис.9-12. Упращённая структура транзистора p-n-p (а) и  n-p-n (б)

Э-эмиттер, Б-база, К-коллектор

 

Крайние области транзистора называют эмиттером и коллектором среднюю – базой, р–п переходы соответственно называют эмиттерным и коллекторным. Если эмиттер и коллектор обладают дырочной проводимостью (области р), а база – электронной проводимостью (область п), структура транзистора р–п–р. Если проводимости областей транзистора противоположна названным, его структура п–р–п.

Принцип действия транзисторов обеих структур одинаков и основан на использовании свойств р–п переходов.

Условное обозначение транзисторов в схемах полярности напряжений в активном (усилительном) режиме работы и направления токов показаны на рис.9-13

Рис. 9-13. Условное обозначение транзисторов структур р–п–р (а) и п–р–п (б), полярности напряжений в активном режиме работы и направления токов.

Различают 3 схемы включения транзисторов в зависимости от того, какой вывод транзистора принимается общим для его входной и выходной цепей (см. рис.9-14) :

с общей базой (ОБ),

с общим эмиттером (ОЭ)

с общим коллектором (ОК)

Рис.9-14. Схемы включения транзисторов:

а) с общей базой.

б) с общим эмиттером.

в) с общим коллектором.

Транзисторы в схемах могут работать в различных режимах: активном (усилительном), насыщения и отсечки. Последние два режима называют ключевыми.

Рассмотрим принцип работы транзистора структуры р–п–р на примере схемы с общей базой. Обычно для исследования работы транзистора используют условную плоскостную схему (рис.9-15).

Рис.9-15 Направления токов в транзисторе

Для работы транзистора в активном режиме на его эмиттерный переход подается небольшое по величине напряжение в прямом направлении, а на коллекторный переход – значительно большее по величине (примерно, на порядок) напряжение в обратном направлении. При подаче напряжения на эмиттерный переход в прямом направлении понижается высота его потенциального барьера, поэтому дырки вследствие разности концентрации их в эмиттере и базе (т.е. вследствие диффузии) инжектируются (впрыскиваются) в область базы, образуя дырочный ток эмиттера ,Iэр.

Одновременно из области базы в результате диффузии в области  эмиттера переходят электроны базы, образуя в эмиттере электронный  ток Iэп.

            Итак, ток эмиттера равен:

Iэ=Iэр+Iэn      

(9-13)

Ток Iэn не участвует в создании коллекторного (выходного) тока транзистора и только нагревает эмиттерный переход, поэтому  его величину уменьшают. Для этого базу насыщают донорной примесью незначительно. Из–за малой величины тока Iэn им часто пренебрегают.

Инжектированные в область базы дырки у эмиттерного перехода  имеют значительную концентрацию и за счет диффузии перемещаются в сторону коллекторного р–п перехода. Так как поле коллекторного перехода для дырок является ускоряющим, происходит экстракция (всасывание) дырок в область коллектора. Поскольку их концентрация около коллекторного перехода выше, чем в остальной части коллектора, за счет диффузии дырки перемещаются в сторону омического контакта, где рекомбинируют с электронами, поступающими от источника Екб. Таким образом, дырки от эмиттера через базу попадают в коллектор, образуя дырочную составляющую тока Iкр в области коллектора. Токи Iэр и Iкр по величине не равны, так как часть дырок эмиттера, попавших в область базы, не доходит до коллекторного перехода, рекомбинируя с электронами базы, в результате чего исчезают и дырка и электрон. В базе вследствие этого процесса протекает составляющая тока базы называемая током рекомбинации Iбрэк.

Вместе с основными носителями заряда через эмиттерный и коллекторный переходы движутся не основные носители, образующие дрейфовую составляющую тока в каждой из областей транзистора.

Влияние на свойства транзистора оказывает дрейфовый ток, образованный перемещением не основных носителей через коллекторный переход: дырок, из области базы и электронов из области коллектора. Этот ток называют обратным током коллекторного перехода Iко.

Так как он образуется в результате генерации пар носителей дырка–электрон при повышении температуры сверх К, его называют тепловым током. С повышением температуры он растет по экспоненциальному закону. В германиевых транзисторах при повышении температуры на каждые К  Iко  возрастает в 2 раза, в кремниевых – в 2,5 раза.

Величина Iко не зависит от величины потенциального барьера   р–п перехода, так как поле р–п перехода для не основных носителей является ускоряющим, она зависит от  температуры транзистора, т.е. Iко является неуправляемым током.

Таким образом, можно записать значения токов, протекающих в отдельных областях транзистора в схеме ОБ.

Ток эмиттера был определен выше:

Iэ=Iэр+Iэп»Iэр    

(9-14)

Ток базы

Iб=IэnIбрэк–Iко   

(9-15)

Ток коллектора

Iк=Iкр+Iко.    

(9-16)

Из уравнений (9-14),(9-15),(9-16) можно установить

Iэ=Iб+Iк,                 

(9-16а)

что соответствует 1–му закону Кирхгофа.

Токи Iк и Iб содержат составляющую Iко, следовательно, их величина, как и Iко, изменяется с изменением температуры. Для того, чтобы поддерживать величины этих токов на определенном уровне вне зависимости от температуры, схемы, в которых работает транзистор, стабилизируют.

Итак, через транзистор течет сквозной дырочный ток от эмиттера через базу в коллектор, а в выводах транзистора – электронный ток.

Напомним, что за положительное направление тока принимают направление движения положительных зарядов (дырок), т.е. направление, противоположное направлению движения электронов (см. рис.9-15)

Током коллектора можно управлять. Для изменения его величины следует изменять величину напряжения источника питания Еэ. С увеличением Еэ уменьшается высота потенциального барьера эмиттерного перехода и увеличивается ток Iэ, а, следовательно, и ток Iк. Таким образом, ток эмиттера является управляющим током, а ток коллектора – управляемым. Поэтому транзистор часто называют прибором, управляемым током.

Усиление электрических сигналов с помощью биполярного транзистора.

Транзистор в активном режиме обладает способностью усиливать мощность электрического сигнала, включенного в входную цепь. При этом в зависимости от схемы включения транзистора (ОБ, ОЭ, ОК) будет наблюдаться усиление сигнала либо по току, либо по напряжению, либо по тому и другому. Например, в схеме с ОБ имеется усиление по напряжению и по мощности, усиление по току не происходит . Для того, чтобы выделить мощность входного сигнала, в выходную цепь транзистора включают нагрузочный резистор Rк, обладающий большим  сопротивлением, значительно превышающим входное сопротивление транзистора Rэ (сопротивление эмиттерного перехода, включенного в прямом направлении (см. рис. 9-16).

Включение резистора Rк, хотя и вызывает снижение потенциального барьера коллекторного перехода из–за уменьшения напряжения на коллекторе (Uкб=Eкб–Rк .Iк), но это не вызовет инжекцию дырок коллектора в базу и коллекторный ток Iк не уменьшится. Величина тока Iк, как установлено выше, практически равна величине тока эмиттера Iэ.

Поскольку входное сопротивление транзистора Rэ мало, небольшое изменение тока эмитгера вызовет небольшое изменение напряжения в эмиттерной цепи. В коллекторной цепи на сопротивлении нагрузки Rк это небольшое изменение тока вызовет значительное изменение напряжения Uк=RкIк, т.к. Rк велико.

Действительно, если напряжение между эмиттером и базой изменится на величину DUэб, ток эмиттера изменится на величину DIэ=DUэб/Rэ. Ток коллектора изменится на ту же величину DIк=aDIэ»DIэ, (1). Напряжение на нагрузке Rк в коллекторной цепи изменится на DUк=RкDIк или DUк=(Rк/Rэ)DUэб, т.е. приращение напряжения на коллекторной нагрузке в Rк/Rэ раз больше приращения напряжения в эмиттерной цепи. Так как Rк>>Rэ, следовательно, DUк>>DUэб. При этом происходит и усиление по мощности. Приращение входной мощности равно DРвх=РэDIэ2 приращение выходной мощности DРвых=RкDIк2»RкDIэ2 или DРвых=(Rк/Rэ)DРвх. Т.к. Rк>>Rэ, то DPвых>>DPвх.

При работе транзистора в схеме усилителя на вход его подается переменное напряжение сигнала, которое нужно усилить. В этом случае Еэ не изменяется, но последовательно с ним включенное переменное напряжение сигнала малой величины изменяется, и это будет приводить к большим изменениям (колебаниям) переменного напряжения сигнала на сопротивлении нагрузки Rк, т.е. в схеме будет происходить усиление малого входного сигнала.

В схеме с ОЭ происходит усиление по току и напряжению. Здесь входным током является ток базы, он значительно меньше тока эмиттера. Если изменить входное напряжение Uбэ, изменится потенциально барьер эмиттера и, следовательно, дырочный ток эмиттера и ток коллектора. Так как в базу от источника поступает небольшой ток, меньший по величине, чем ток эмиттера и, следовательно, и коллектора, то незначительное изменение тока во входной цепи вызовет значительно большее изменение тока в выходной цепи коллектора.

Рис.9-16 Структурная схема транзистора с ОБ с нагрузочным резистором в выходной цепи.

      Таким образом, в схеме с ОЭ происходит усиление по току. При этом имеется усиление и по напряжению. Так как выходное сопротивление велико, в цепь коллектора можно включить большое сопротивление. На этом сопротивлении напряжение будет значительно выше, чем напряжение во входной цепи. Усиление по напряжению и току приводит к значительное  усилению по мощности.

В схеме усиления с ОК (p-n-p) Ku=1, а коэффициент усиления по току Ki=10-100. Так как в этой схеме Uвх=Uвых, то такую схему называют эмиттерный повторитель.

Параметры транзистора:

1) Статический коэффициент усиления по току в схеме с ОБ

a=Iкр/Iэ    

(9-17)

Обычно a=0,9–0,99.

Статический коэффициент усиления по току в схеме о ОЭ имеет другое выражение. Его можно получить из соотношения Iк=aIэ+Iко, если подставить в него выражение Iэ=Iб+Iк. Тогда Iк=a(Iб+Iк)+Iко, откуда:

Iк=(a/(1–a))Iб+Iко/(1–a),  

(9-18)

или

Iк=bIб+Iкоэ,    

(9-19)

b=a/(1–a),    

(9-20)

где b=a/(1–a)  статический коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ, выраженный через a.

Из уравнения (9-9) можно установить, что схема с ОЭ обладает большим усилением по току. Например, еслиa=0,985, то b=66.

Обратный ток коллекторного перехода в схеме с ОЭ.

Iкоэ=Iко/(1–a)=(1+b)Iко   

(9-21)

Коэффициенты a и b являются важнейшими параметрами транзисторов. Их часто называют коэффициентами передачи тока эмиттера (a) и тока базы (b).

2) Коэффициент обратной связи по напряжению. В схеме с ОБ он равен

=DUэб/DUкб   

(9-22)

в схеме с ОЭ

=DUбэ/DUкэ,    

(9-23)

где DUэб, DUбэ, DUкб, DUкэ – соответственно приращения напряжений эмиттера, базы и коллектора.

3) Входное сопротивление. В схеме с ОБ  равно:

Rвхб=DUэв/DIэ,    

(9-23)

в схеме с ОЭ

Rвхэ=DUбэ/DIб    

(9-24)

где DIэ и DIб – соответственно приращения тока эмиттера и тока базы.

4) Выходное сопротивление. В схеме с ОБ равно

Rвыхб=DUкб/DIк,   

(9-25)

в схеме с ОЭ

Rвыхэ=DUкэ/DIк   

(9-26)

На рис. 9-17 показаны входные и выходные статические характеристики транзистора, включённого по схемам ОБ и ОЭ

Рис. 9-17. Входные (а,б) и выходные (в,г) статические характеристики транзистора, включенного по схеме с ОБ (а,в) и по схеме с ОЭ (б,г)

Схемы замещения транзисторов типа p-n-p

Схемы замещения транзисторов строят на той основе, что эммиттерный переход имеет сопротивление до десятков Ом, коллекторный переход имеет сопротивление до сотни килоОм, область базы имеет сопротивление до сотен Ом.

Рис. 9-18. Схема замещения транзистора p-n-p, включенного по схеме с ОБ.

В схеме ОБ (рис.9-18) входное напряжение равно сумме падений напряжений на сопротивлениях Rэ и Rб при прохождении по ним токов, соответственно эмиттерного и тока базы. Как  показывают расчёты, по приведённой схеме, Rвхб совпадает с расчётами Rвхб=Uэб/Iэ десяткам Ом.

Аналогичные расчёты можно проводить по схемам замещения транзисторов, включённых по схемам с ОК и с ОЭ (рис. 9-19, а, б)

Рис 9-19. а) Схемы замещения транзистора p-n-p, включенного по схеме с ОК.

Рис 9-19. б)Схемы замещения транзистора p-n-p, включенного по схеме с ОЭ.

Н-параметры транзистора.  При расчётах часто транзистор рассматривают как усиливающее мощность устройство, имеющее на входе напряжение U1 и ток I1, а на выходе соответственно  U2 и I2. Такую модель называют активным четырёхполюсником. (рис. 1-20)

Рис. 9-20. Транзистор, как активный четырёхполюсник, включённый по схеме с ОЭ.

Рассмотрим Н-параметры транзистора включенного по схеме с ОЭ (рис.9-20)

Входное сопротивление VT для переменного тока:

Н11= Uбэ/iб (Uкэ=const)                      

(9-27)

Выходная проводимость:  

Н22 =iк/Uкэ (iб=const)  

(9-28)

Коэффициент усиления по току:

Н21 =iк/iб ( Uкэ=const)    

 (9-29)

Для маломощных транзисторов:

          

а для транзисторов средней и большой мощности      (9-30)

Выходная проводимость для маломощных транзисторов

 ,  а для средней и большей мощности

 

(9-31)

Коэффициент усиления по току

  

(9-32)

Общая характеристика схем включения транзисторов p-n-p типа.

Схемы

Iвх

Iвых

Ki

Rвх и Rвых

Uвх

Uвых

Ku

Kp

Инв

ОБ

Iэ

Iк

<1

Rвх < Rвых

Uэб

Uкб

>1

>1

Нет

ОЭ

Iб

Iк

>1

Rвх < Rвых

Uбэ

Uкэ

>1

>1

Да

ОК

Iб

Iэ

>1

Rвх > Rвых

Uбк

Uэк

<1

>1

Нет

Влияние температуры на работу полупроводниковых транзисторов.

На работу транзисторов значительно влияет повышение температуры. При этом возрастает начальный ток коллектора, а, следовательно, это приводит к изменению характеристик транзистора. Например, для германиевого транзистора включённого по схеме ОБ при диапазоне нагрева от 200С до 700С  Iко (начальный ток коллектора) увеличится в 25 раз.

Известно, что Iк=Iко+Iэ,                                    

(9-33)

где   - не зависит от температуры, Iэ=const и поэтому незначительное увеличение Iк при повышении температуры практически не изменяет режим работы транзистора. В том случае, если транзистор включён по схеме ОЭ, то начальным током является сквозной ток и он возрастает при изменении температуры от 200С до 700С  примерно в 2 раза. Очевидно, что такое возрастание тока приводит к резкому изменению выходных характеристик (зависимости Iк от Uкэ) транзистора, перемещается рабочая точка и режим усиления нарушается.

Полевые транзисторы.

Полевые транзисторы – это полупроводниковые приборы, предназначенные для преобразования и усиления электрических сигналов с помощью полевых транзисторов обусловлены потоком основных носителей, которые протекают через проводящий канал и управляются электрическим полем. В образовании выходного тока в полевых транзисторах участвуют только электроны или дырки, а поэтому эти полупроводниковые приборы ещё называются униполярными транзисторами.

Полевые транзисторы делятся на две группы: с управляющим p-n переходом и изолированным затвором, или МДП-транзисторы (металл-диэлектрик-полупроводник). Также к полевым транзисторам с изолированным затвором относятся МОП-транзисторы (металл-диоксид кремния-полупроводник)

В этих группах полевых транзисторов электроды обозначают истоком И (эмиттер-биполярного транзистора), затвором  З (база биполярного транзистора) и стоком С (коллектор биполярного транзистора). На рис. 9-21 изображена упрощённая структура полевого транзистора с управляющим p-n переходом.

Рис. 9-21. Структурная  схема полевого транзистора с управляющим p-n переходом.

Условное графическое изображение полевых транзисторов с управляющим p-n переходом с каналом n-типа и p-типа приведены на рис. 9-22 а, б

Рис. 9-22. Условное графическое обозначение полевого транзистора с управляющим p-n переходом с каналом n-типа (а), p-типа (б).

Полевой транзистор с управляющим p-n переходом выполнен в виде пластины из полупроводника n-или p-типа  (рис.9-21в данном случае рассматривается полупроводник n-типа). На гранях этой пластины созданы области p-типа электропроводности (3) и в результате образуются p-n переходы, а контакты областей «3» соеденены между собой. Объём пластины, расположенный между p-n переходом является каналом полевого транзистора. Если приложить к затвору отрицательное напряжение, то происходит обеднение электронами (основные носители) участков канала, примыкающих к затвору, ширина p-n перехода возрастает и увеличивается  его сопротивление. Таким образом происходит управление сопротивлением канала. В том случае, если канал полевого транзистора p-типа, то при подаче положительного напряжения между затвором и истоком p-n переход расширяется и уменьшается толщина канала и, следовательно, увеличивает его сопротивление.

Полевой транзистор с управляющим p-n переходом (канал n-типа) оказывается запертым (Iс=0) при обратном напряжении, которое называется напряжением отсечки Uзиотс. В этом случае p-n переходы сливаются и ток через канал не проходит. Напряжение насыщения:

 Uси(нас)=/Uзи(отс)//Uзи/     

(9-34)

Режим, когда Uси>=Uсиназ называется режимом насыщения и рост тока Iс прекращается при увеличении Uси.

Полевые транзисторы имеют три схемы включения с общим истоком (ОИ) (а), общим стоком (ОС) (б) и с общим затвором (ОЗ) с каналом n-типа. Наиболее часто используемой схемой включения применяется схема с ОИ (рис. 9-23).

Рис. 9-23. Схема включения полевого транзистора с общим истоком.

Так же как у биполярных транзисторов полевые транзисторы имеют статические  характеристики. Основной статической характеристикой полевого транзистора с управляющим p-n переходом - выходная (стоковая), которая  показывает зависимость Iс от Uси при Uзи=const. Вольтамперная  стоковая характеристика полевого транзистора с управляющим p-n переходом показана на рис. 9-24.

Рис. 9-24. Стоковая вольтамперная характеристика полевого транзистора с управляющим p-n переходом.

Из рис. 9-24 видно, что с повышением Uси электрический ток Iс увеличивается линейно, но при Uси=Uси(нас) ток стока не увеличивается. Для полевых транзисторов с управляющим p-n переходом зависимость Iс от отрицательного значения Uзи при Uси=const называют характеристиками прямой передачи или стокозатворной. Вольтамперная характеристика прямой передачи показана на рис. 9-25.

Рис. 9-25. Вольт-амперная характеристика прямой передачи (стокозатворной) полевых транзисторов.

Параметрами полевых транзисторов с управляющим p-n переходом являются крутизна стокозатворной характеристики, входное и выходное дифференциальное сопротивление, напряжение отсечки, междуэлектродные электрические ёмкости, коэффициент усиления.

Крутизна стокозатворной характеристики характеризует управляющее действие затвора и её измеряют при Uзн= данное и Uси=const.

S=dIс/dUзи                           

(9-35)

Входное дифференциальное сопротивление очень большое (108-1010 Ом) и связано это с тем, что концентрация неосновных носителей в канале небольшая и поэтому обратный ток невелик и практически не зависит от /Uзи/. Выходное дифференциальное сопротивление электрической цепи стока определяют по формуле:  при Uзи=const. Напряжение отсечки – это напряжение на затворе при Ic=0 и Uси=0.

Междуэлектродные электрические  ёмкости – это электроёмкости между затвором и истоком, между затвором и стоком, между стоком и истоком.

Коэффициент усиления    

К=dUис/dUзи                                      

(9-36)

где Uзи – заданное при Iс=const.

Можно также рассчитать коэффициент усиления по следующей формуле:

К=S . Rисдиф      

(9-37)

Для расчёта схем на полевых транзисторах используют схемы замещения            (рис. 9-26)

Рис. 9-26. Схема замещения полевого транзистора:

Сзс – электроёмкость между затвором и истоком; Rси – дифференциальное выходное сопротивление; Uзи – источник тока, управляемого напряжением на затворе Uзи, Сзи – электроёмкость между затвором и истоком.

Полевые транзисторы с изолированным затвором.

Полевые транзисторы с изолированным затвором имеют исток и сток в виде сильно легированных областей полупроводника. Оба вида полевых транзисторов (МДП и МОП) могут быть сконструированы с каналами p-типа и n-типа. Встроенный канал создаётся при изготовлении полевого транзистора, а индуцированный канал при работе полевого транзистора наводится под влиянием поля, которое приложено к затвору.

Полевой транзистор со встроенным каналом (МДП- транзистор).

Такие МДП-транзисторы имеют канал, обогащённый носителями зарядов. Основу МДП транзистора со встроенным каналом составляет мало насыщенная примесью пластина полупроводника с электропроводимостью p-типа или n-типа (рис. 9-27)

Рис. 9-27. Структурная схема  полевого транзистора со встроенным каналом n-типа (тонкий слой полупроводника n-типа)

Если на затвор полевого транзистора со встроенным каналом n-типа подавать отрицательное напряжение (Uзи), то электроны выталкиваются из области канала в подложку, а канал обедняется носителями и ток Iс уменьшается. При подаче на затвор полевого транзистора положительного напряжения, электроны втягиваются из подложки в канал и ток Ic через канал увеличивается. Следовательно МДП-транзистор может управляться положительным и отрицательным напряжением. Условное графическое изображение полевых транзисторов со встроенным каналом показана на рис. 1-28 (О-основание или подложка)

Рис. 9-28. Условное графическое изображение МДП транзисторов со встроенным каналом n-типа (а), p-типа (б)

Схема выключения МДП-транзисторов показана на рисунке 9-29 (а,б,в)

Рис. 9-29. Схемы включения МДП-транзисторов с ОИ (а), с ОС(б), с ОЗ(в).

Статические характеристики МДП-транзисторов показаны на рисунке 9-30 (а, б).

Рис. 9-30. Статические характеристики МДП-транзисторов со встроенным p-каналом. Выходные или стоковые (а), стокозатворная (б).

Транзистор с индуцированный каналом (МОП- транзистор).

МОП-транзисторы могут быть выполнены с индуцированным каналом n-типа и p-типа. Транзистор (например n-типа) устроен так, что при отсутствии напряжения на затворе канал закрывается (рис. 1-31), в связи с тем, что n-области истока и стока образуют с О-основанием два p-n перехода, которые включены навстречу друг другу и при любой полярности напряжения СИ один из переходов заперт.

   

 

Рис. 9-31. Структурная схема полевого транзистора с индуцированным n-каналом.

В том случае, если на затвор подать положительное напряжение больше порогового  Uзи >Uзи (пороговые), то создаётся канал n-типа, соединяющий исток и сток. МОП-транзисторы с индуцированным каналом p-типа имеют принцип работы такой же как n-типа, но полярность напряжений у них противоположна МОП транзисторам n-типа. Условное графическое изображение полевых транзисторов с индуцированным каналом показано на рис. 1-32.

Рис. 9-32. Условное графическое изображение МОП-транзисторов с индуцированным каналом n-типа (а), p-типа (б).

Следует заметить, что МОП-транзисторы можно включать по схеме с ОЗ, ОИ, ОС. На практике чаще используются схемы полевых транзисторов с ОИ, что даёт возможность получить большие коэффициенты по напряжению, току и мощности.

Входные  и выходные характеристики МОП-транзисторов показаны на рис. 1-33 (а, б)

               

Рис. 9-33. Статические характеристики МОП-транзистора: стокозатворные (а) и выходные (б).

Транзистор с затвором Шотки.

Полевой транзистор (металл-полупроводник) или ПТШ (полевой транзистор с затвором Шотки) имеет в своей структуре вместо полупроводника кремния – арсенид галлия, что позволяет в несколько раз увеличить быстродействие при использовании его в информационных передающих устройствах (рис. 1-34).

Рис. 9-34. Структурная схема полевого транзистора с затвором Шотки.

ПТШ - транзисторы по принципу работы аналогичны полевым транзисторам с p-n затвором, а только роль управляющего p-n перехода выполняет переход Шотки. Напряжение перехода Шотки создаёт под затвором обеднённый слой, ширину которого можно изменять Uзи. Для того, чтобы создать в МЕР транзисторе проводящий канал, следует к затвору подать положительное напряжение относительно потока. Это напряжение в свою очередь является прямым для перехода Шотки и уменьшает ширину обеднённого слоя. Uзи можно увеличивать только до 0,7 В, так как при большем этого значения напряжение может создать для транзистора ток, который выведет транзистор из строя. Стокозатворные характеристики ПТШ - транзистора приведены на рис. 1-35.

Рис. 9-35. Стокозатворные характеристики в режиме обогащения (а), обеднения (б) канала.

Силовые полупроводниковые приборы.

Силовые полупроводниковые приборы – это управляемые приборы, работающие в ключевом режиме. Такие приборы работают на токах до 1000А и напряжении до 6000 В при частотах до 106Гц. Эти полупроводниковые приборы называются тиристорами и симисторами. В свою очередь теристоры подразделяются на диодные тиристоры (динисторы) и триодные (тиристоры)

Динисторы – это полупроводниковые приборы с тремя или более p-n переходами и с двумя режимами работы (включен, выключен).

Рассмртрим работу диодных динисторов, которые имеют два вывода от крайних чередующихся pn- областей (рис. 9-36 а,б).

 

рис. 9-36. Конструктивная схема устройства динистора (а) и его условное графическое изображение (б). А-апод, К-катод, У-управляющий электрод, П1, П2, П3 – электронно-дырочные переходы.

В том случае, если на динистор подаётся электрическое напряжение переключения, то он будет находится в закрытом состоянии (П1 и П3 смещены в прямом направлении, а П2 – в обратном и ток динистора практически равен нулю) и нагрузка отключена от электрического источника при условии, что напряжение питания больше напряжения переключения – динистор будет находиться в открытом состоянии (все переходы смещаются в прямом направлении) и нагрузка включается к электрическому источнику.

В включенном режиме работают также и тиристоры. В тиристоре имеется вывод от одной из баз транзисторов T1 и T2 четырёхсложной структуры. При подаче тока на одну из баз этих транзисторов коэффициент передачи растёт и транзистор включается.

Оптоэлектроника.

Оптоэлектроника это раздел электроники, изучающий преобразование оптических сигналов в электрические и наоборот. В системах передачи, обработки и хранения информации. Передача информации  в оптоэлектронных приборах осуществляется световыми фотонами с энергией

   

(9-38)

где, h=6,6 . 10-34 Дж.с  – постоянная Планка; - частота.

Передача, обработка и хранение информации с помощью оптоэлектронных элементов обеспечивает ряд преимуществ:

а) Высокую ёмкость оптических каналов передачи информиции;

б) Большую плотность записи;

в) Высокую помехозащищённость каналов связи (световая волна не реагирует на действие электромагнитных полей)

г) Большую возможность микроминиатюризации компонентов связи.

Светодиод.

Светодиоды – это такие приборы, которые имеют один p-n переход, преобразующий электрическую энергию в энергию некочерентной световой волны. Это явление происходит при протекании прямого тока диода в результате рекомбинации электронов и дырок в области p-n перехода и результатом этого явления получают излучение фотонов. Условное графическое изображение светодиода.

Рис9-37.Фотодиод.

Фотодиоды – это приборы в которых выдимое оптичесок излучение воздействует на p-n переход  и за счёт внутреннего фотоэффекта происходит разделение пар и образуется гальванический элемент. Условное графическое изображение фотодиода:

Рис.9-38Фоторезистор.

Фоторезисторы – это приборы, электрическое сопротивление которых изменяется в зависимости от падающей на него интенсивности и спектрального состава светового луча. Поток фотонов вызывает появление пар электрон-дырка, которые уменьшают сопротивление резистора. Явление уменьшения сопротивления резисторов под воздействием света называют внутренним фотоэффектом. Условное графическое изображение фоторезистора:

Фототранзистор(рис.9-39).

Фототранзисторы – это биполярные транзисторы, в которых при попадании света на базу транзистор открываеся . условное графическое изображение фототранзисторов структуры n-p-n.

Рис.9-39.

При включении фототранзисторов по схеме с ОЭ базовый фототок увеличивается в - раз (=50÷200). Это говорит о том, что фоточувствительность прибора очень высока.

Оптроны(рис.9-40)

Оптроны – это приборы, состоящие из источника и приёмника светового излучения, которые помещены в один корпус

Различают следующие оптроны (оптопары):

Резисторная оптопара

Диодная оптопара

Транзисторная оптопара

Рис.9-40

Рассмотрим простейшую схему усилителя на диодной оптопаре (рис. 9-41).

Рис. 9-41. Схема усилителя на диодной оптопаре.

В рассматриваемой схеме находится транзистор VT, с которого можно снимать усиленный сигнал. Uвх подаётся на светодиод и световая энергия от него попадает на вход фотодиода, который преобразует световую энергию в электрическиу, которая снимается с Uвых.


Тема 10. Транзисторные усилители электрических сигналов.

Усилителями электрических сигналов называют устройства, предназначенные для усиления мощности электрических сигналов. Обилие задач, решаемых при помощи электрических усилителей, весьма разнообразно, и поэтому трудно классифицировать усилители по какому–либо одному признаку Довольно распространенной является классификация усилителей по типу применяемых усилительных элементов (ламповые, полупроводниковые, оптоэлектронные) и по полосе пропускаемых частот:

а) усилителя низкой частоты (20 – 30000 Гц);

б) усилители высокой частоты (свыше 100 кГц);

в) усилители широкополосные (от долей Гц до нескольких МГц);

г) усилители постоянного тока (медленные колебания напряжения или тока).

Обычно любой электрический усилитель содержит несколько усилительных каскадов, каждый из которых является самостоятельным простейшим усилителем.

Усилительный каскад содержит  активный усилительный элемент (полупроводник) и набор вспомогательных деталей (конденсаторов, резисторов, индуктивностей), обеспечивающих заданный режим работы усилительному элементу и связь между отдельными усилительными каскадами. Кроме того, в состав усилителя входят входные и выходные устройства и источники питания  сетевого  или  автономного.

Структурную схему усилителя можно представить в следующем виде (рис.10-1)

В общем виде усилитель можно рассматривать как регулятор мощности электрической энергии, поступающей из источников питания в нагрузку, причем это регулирование осуществляется в соответствии с изменением входного сигнала (непрерывно, плавно, линейно и однозначно).

Название отдельных элементов структурной схемы усилителя следующее:

1. Входное устройство – «ВХ.У» предназначается для согласования сопротивлений источника сигнала – « ec » с входа первого каскада предварительного усиления – «1КПУ».

2. Каскады предварительного усиления (их может быть несколько) усиливают амплитуду входного сигнала до величины, необходимой для нормальной работы усилителя мощности – «УМ».

3. Усилитель мощности (иногда его называют оконечным усилителем) предназначен для отдачи в нагрузку заданной мощности усиленного сигнала – Р.

По способу соединения отдельных усилительных каскадов между собой различают усилители:

с непосредственными (гальваническими) связями;

резистивно–емкостными связями (RC –усилители);

с трансформаторными связями.

При усилении электрических сигналов неизбежно возникают некоторые отклонения формы выходного  сигнала  от  формы входного. Данные, характеризующие свойства усилителя и вносимые им искажения, называются показателями качества работы усилителя. Важнейшими из них являются следующие:

Рис. 10-1 Структурная схема усилителя (блок-схема)

Коэффициент  усиления.

         В зависимости от целевого назначения усилители имеют коэффициенты:

а) усиления по току Кi =Iвых/Iвх;

б) усиления  по напряжению Кu = Uвых/Uвх;

в) усиления по мощности Кр = Pвых/Pвх, где Iвых – ток в нагрузке, Iвх – ток, потребляемый от входного источника сигнала ec , Рвых мощность, выделяемая в нагрузке, Pвх – мощность, потребляемая от входного источника ec.

Для многокаскадных усилителей общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов:

К=K1 ´ К2 ´ ´ Кn,   

(10-1)

где n – число каскадов.

Часто коэффициенты усиления выражают в логарифмических единицах децибелах – дБ, что позволяет заменить произведение коэффициентов усиления суммой их  логарифмов и строить логарифмические амплитудно–частотные характеристики (ЛАЧХ) усилителей. Такой подход позволяет исследовать и синтезировать усилители с заданными амплитудными и частотными характеристиками.

Коэффициенты усиления в децибелах:

Ku=20lgKu=20 lg(Uвых/Uвх);

Ku=20lg(Iвых/Iвх);

Ku=10lg(Pвых/Pвх);    

(10-2)

Полоса пропускаемых частот (полоса пропускания) усилителя.  Полосой пропускания называются тот диапазон частот, в пределах которого усилитель обеспечивает заданную величину коэффициента усиления (не ниже чем в корень из 2–х раз от максимального).

Диапазон частот ограничивается верхней и нижней граничной частотами, за пределами которых частотная характеристика усилителя снижается ниже допустимого уровня. Снижение (завал) частотной характеристики происходит из–за наличия в схеме усилителя реактивных элементов, сопротивление которых зависит от частоты сигналов, подаваемых на вход усилителя.

Идеальная амплитудно–частотная характеристика усилителя имеет форму прямоугольника с основанием равным полосе пропускания усилителя и высотой равной Ко. Реальная частотная характеристика в силу указанных выше причин приобретает вид, изображенный на рис. 10-2

Рис.10-2 Амплитудно-частотная характеристика усилителя

На амплитудно–частотную характеристику усилительного каскада наибольшее влияние оказывают две емкости: емкость разделительного конденсатора  и паразитная емкость, нагружающая каскад по переменной составляющей выходного сигнала –Первая из них включена последовательно с входом каскада, вторая – параллельно выходу каскада.

Поскольку емкостное сопротивление конденсатора определяется частотой сигнала:

,                        

(10-3)

то ёмкость C1 снижает усиление каскада в области нижних частот, а емкость С2 – в области верхних частот. На средних частотах влиянием емкостей С1 и С2 можно пренебречь и поэтому усиление каскада будет максимальным.

Чувствительность  усилителя.

Чувствительность усилителя определяется той минимальной величиной тока или напряжения на входе усилителя, при которой на выходе усилителя создается номинальная мощность. Под номинальной мощностью обычно понимают мощность, при которой искажения не превышают допустимой величины при работе на расчетную нагрузку.

Собственные шумы усилителя.

Собственными шумами усилителя называются сигналы на выходе усилителя, которые существуют и при отсутствии полезных сигналов на входе усилителя.

Возникают собственные шумы в результате теплового перемещения зарядов на сопротивлениях и хаотического движения носителей зарядов в области базы транзистора.

Оцениваются собственные шумы по шумовому фактору, равному отношению мощности шума на выходе усилителя к произведению к мощности шума на входе усилителя, помноженному на коэффициент усиления:

Динамический диапазон частот.

Динамическим диапазоном усилителя называется отношение величины максимального допустимого сигнала на входе усилителя к  минимально – допустимому сигналу на его входе и обычно оценивается в децибелах. Определяется он по линейной части амплитудной характеристики   усилителя рис. (10-3)

Амплитудная характеристика усилителя не линейна как в области малых, так и в области больших сигналов. В области малых сигналов отклонения от прямой линии связаны с собственными шумами усилителя, в области больших сигналов – с нелинейными искажениями, вносимыми активными усилительными элементами (в основном – перегружающимися транзисторами) при выходе рабочей точки за пределы линейного участка характеристики.

Нелинейные искажения.

Нелинейными искажениями называют искажения формы усиливаемого сигнала в результате нелинейности вольтамперных характеристик  отдельных элементов схемы усилителя (например, транзисторов, катушек индуктивности с ферромагнитными сердечниками и т.д.). Причиной появления значительных нелинейных искажений может быть или неправильный выбор начального положения рабочей точки транзистора, или чрезмерно большая величина входного сигнала, или неправильно рассчитанная индуктивность.

Проявляются нелинейные искажения в том, что при подаче на вход усилителя чисто синусоидального сигнала, на его выходе появляются новые гармонические составляющие, искажающие форму первоначального сигнала.

Оцениваются нелинейные искажения по коэффициенту гармонии, равному отношению геометрической суммы n напряжений высших гармоник Ui к амплитуде первой гармоники U1 на выходе усилителя:

  

(10-4)

В практических расчетах обычно ограничиваются несколькими первыми гармониками, поскольку амплитудные значения гармонии более высоких порядков незначительны.

Линейные искажения.

К линейным искажениям относятся частотные и фазовые искажения. Частотные искажения оцениваются по амплитудно–частотной характеристике усилителя (см. рис.10-2).

Мерой частотных искажений служит коэффициент частотных искажений, определяемый как отношение коэффициента усиления на средних частотах к коэффициенту усиления на данной частоте.

Обычно при расчетах значения коэффициентов на данных граничных частотах принимаются равными друг другу. В этом случае коэффициент частотных искажений определяется как:

  

(10-5)

Фазовые искажения возникают в результате неодинакового времени прохождения отдельных гармонических составляющих сложного сигнала через реактивные элементы схемы усилителя.

В результате на выходе усилителя образуются фазовые (во времени) сдвиги гармонических составляющих

                 График зависимости угла сдвига фаз от частоты усиливаемого сигнала называется фазовой характеристикой усилителя.(рис.10-4)

Рис.10-3Амплитудная характерисика усилителя

Рис.10-4 Фазовая характеристика усилителя.

Переходные искажения.

Переходные  искажения играют существенную роль в импульсном усилителе. Эти искажения вызваны переходными процессами в цепях усилителя содержащих реактивные элементы, а также инерционностью активных усилительных элементов (рис. 10-5).

Переходные искажения оцениваются по переходным характеристикам усилителя, представляющим собой зависимость мгновенного значения выходного напряжения от времени при подаче на вход усилителя единичной ступени напряжения (скачка напряжения) Uвх.

Переходные искажения подразделяются на искажения фронтов и вершин усиливаемых импульсов. Искажения фронтов импульса характеризуются временем установления - tф , т.е. временем, в течение которого амплитуда выходного сигнала возрастает от 0,1 до 0,9 своего максимального значения. Искажения плоской вершины выходного импульса характеризуются выбросом d и спадом плоской вершины импульса .

Рис. 10-5.  Переходная характеристика усилителя

Перед рассмотрением вопроса принципа работы усилителного каскада необходимо рассмотреть динамические характеристики усилительного каскада, в котором транзистор включен по схеме с ОЭ и когда вход и выход схемы подключены к источникам смещения  и .(рис 10-6)

Рис. 10-6  Простейшая схема усилительного каскада, включенного по схеме с ОЭ.

 

Если на вход не подан сигнал, то  по второму закону Киргофа

  

(10-6)

или

                            

(10-7)

Это уравнение динамического режима или уравнение нагрузочной прямой.

Принцип работы усилительного каскада.

Принцип работы усилителя рассмотрим на примере усилительного каскада (рис. 10-7)

Здесь происходит усиление как по току, так и по напряжению.

а  , следовательно

, т.е.   и   

Рис. 10-7  Принцип работы усилительного каскада

Пусть на выход подаётся синусоидальный сигнал.

                               

(10-8)

Если на вход подаётся положительный потенциал, то транзистор закрыт (отсечка), тогда , т.к.  (см. уравнение 7.) Если на базу подаётся отрицательный потенциал (участок ав), то транзистор открыт (насыщение), тогда   повторяет , но с большей амплитудой и в противофазе

                        

(10-9)

Итак, при подаче на вход усилительного каскада небольшого переменного напряжения   на выходе получается усиленный источником питания  сигнал той же формы. Однако амплитуда  не может превысить . Таким образом, имея транзистор можно при помощи маломощного источника переменного входного напряжения , управлять  энергией источника питания (). Если к усилительному каскаду добавить Rб1, а так же термостабилизирующую цепочку Rэ и Сэ, то получают полную схему одиночного усилительного каскада. (рис. 8). Также усилители имеют частотный спектр сигнала от десятков Гц до десятков кГц и называются усилителями низкой частоты (УНЧ).

Рис. 10-8. Полная схема одиночного усилительного каскада с общим эмиттером (УНЧ).

1)  и   - резисторы, которые образуют делители напряжения питания.

Прежде чем подать на вход схемы переменное входное напряжение, необходимо обеспечить определённый режим работы транзистора по постоянному току. Эммитерный p-n – переход смещен в прямом направлнии (, а коллекторный – в обратном  . Напряжение  от  , падающее на  , создает , определяющее рабочую точку А.

Обычно . В этом случае при изменении  напряжение смещения на базе остается постоянным, что обеспечивает активный режим транзистора.

Сопротивление делителя:

;      

                                    

(10-10)

2) - резистор нагрузки, обемпечивающий режим работы транзистора. На  выделяется мощность усиливаемого сигнала.

3)  и  - разделительные конденсаторы.  не дает возможности постоянному току протекать через источник входного сигнала. - на пропускает постоянную составляющую тока в следующий усилителный каскад.

4) - цепочка предназначена для термостабилизации режима работы усилительного каскада.

Усилитель низкой частоты с двумя каскадами усиления (УНЧ).

 На рис. 10-9 представлена схема УНЧ, которая состоит из двух усилительных каскадов с электроёмкостной связью и применяется в уселителях переменного напряжения. Разделительные конденсаторы С1 и С2 служат для того, чтобы на вход следующего каскада подавалась только переменная, составляющая коллекторного напряжения, предыдущего каскада. Остальные элементы имеют такое же назначение как и элементы полной схемы усилительного каскада (рис. 10-8).

Рис. 10-9. Схема усилителя низкой частоты с двумя каскадами.

Схема замещения усилительного каскада.

На рис. 10 представлена эквивалентная схема усилительного каскада с ОЭ.

Рис. 10-10. Схема замещения усилительного каскада с ОЭ. (А – управляющий источник тока базы, Rн- эквивалентное сопротивление нагрузки).

В этой схеме - это эквивалентное сопротивление усилителя. Сопротивление первого каскада Rн, которое равно входному сопротивлению второго каскада легко можно рассчитать пользуясь рис.1-20.

Динамическая характеристика каскада усилителя и режимы его работы.

Рабочая точка. Построение выходной характеристика позволяет определить ток, протекающий по цепи и, следовательно, падение напряжений на каждом участке цепи.

Для построения выходной характеристики (нагрузочной линии) (рис. 10-11а) на семействе  выходных статических характеристик можно воспользоваться методом холостого хода и короткого замыкания. При коротком  замыкании транзистора ток в цепи нагрузки будет равен  (точка a на оси ординат),  а при холостом ходе ток в цели будет равен 0, на резисторе  R не будет падения напряжения и напряжение на коллекторе транзистора будет равно напряжению питания       (точка b на оси абсцисс).

Прямая, соединяющие точки a и b и будет динамической характеристикой (или нагрузочной линией). Рабочая точка А – это точка пересечения нагрузочной прямой с выбранным значением Iб.

Для определения входного напряжения (Uбэ) строят входную динамическую характеристику  на семейство входных статистических характеристик (рис. 10-11а).

В состоянии покоя (Uвх=0), в цепи БЭ протекает ток покоя Iбо, а напряжение Uбэ=Uбо. Это электрическое состояние входной цепи каскада можно изобразить в виде точки С на входной динамической характеристике и ей соответствует выходной динамической характеристике также точка С (Uко, Iко). Также точка называется рабочей точкой. Если Uвх превышает величину, составляющую линейному участку 1,2 входной динамической характеристики, то возникает искажение форм входного сигнала.

 

Режимы работы усилительного каскада.

Пересечение, полученной нагрузочной линии и вольтамперной характеристики транзистора по заданным базовым током Iбр, определяемым величиной резистора в цепи базы Rб , задает начальное положение рабочей точки С, координаты которой характеризуют ток покоя Iкр, протекающий по цепи и падение напряжений на каждом из участков цепи (на активном сопротивлении URk  и на транзисторе Uкэп.

При появлении на входе усилительного каскада сигнала переменного напряжения Uвх, постоянный ток в цепи базы начнет алгебраически суммироваться с изменяющимся током входного сигнала. Рабочая точка С  при этом начнет  перемещаться по нагрузочной линии в пределах, определяемых амплитудой тока входного импульса. Перемещение рабочей точки С будет вызывать изменение коллекторного тока Iк и коллекторного  напряжения Uкэ. Если перемещение рабочей точки не достигнет пределов, отмеченных цифрами 1 и 2 на нагрузочной линии, то усиленный ток в выходной цепи транзистора будет протекать через резистор Rk  в течение всего периода изменения входного сигнала. Транзистор при этом будет работать в активной области, без отсечки или насыщения коллекторного тока. Такой режим работы транзистора называется режимом усиления малого сигнала или режимом усиления класса «А» (иногда режим усиления называют классом).

Если же рабочая точка в результате соответствующего выбора ее начального положения или слишком большой амплитуды входного сигнала окажется в области насыщения, то на оба  перехода транзистора попадет смещение в прямом направлении, оба р–n перехода транзистора полностью откроются и транзистор почти целиком будет пропускать коллекторный ток. Причем дальнейшее увеличение амплитуды входного сигнала уже не будет вызывать дальнейшего увеличения коллекторного тока. При положении рабочей точки в области отсечки оба р–n перехода транзистора закроются. Он скажется в запертом состоянии и практически не будет пропускать коллекторный ток.

Рис.10-11а. Работа каскада в режиме усиления класса «А»

Таким образом, в зависимости от начального положения рабочей точки и амплитуды входного сигнала, ток в нагрузке может протекать либо в течение всего периода изменения входного сигнала, либо в течение какой–то определенной части этого периода.

В зависимости от этого различают три основных режима усиления классов: «А», «В», «С», «АВ», «Д».

Количественно режимы усиления характеризуются величиной угла отсечки Q. Под углом отсечки понимают половину той части периода, в течение которой протекает ток через выходную цепь усилительного элемента.

Очевидно, что для режима усиления класса «А», рассмотренного выше, угол отсечки Q составляет 180°. В режиме  усиления класса «В» угол отсечки составляет Q  – 90°, в режиме усиления класса «С» угол отсечки Q меньше 90°.

Режим усиления класса «А» обеспечивает минимальные искажения усиливаемого сигнала, однако он неэкономичен по расходованию энергии источников питания, поскольку в этом режиме постоянная составляющая   тока все время проходит через выходную цепь усилительного каскада. Поэтому транзисторные схемы, работающие в режиме усиления  класса«А», применяются в основном  каскадах предварительного усиления.

В каскадах усиления мощности, в тех случаях, когда в нагрузку требуют отдать наибольшую мощность усиливаемого сигнала при минимальном расходовании энергии источников питания, применяется режим усиления класса«В», обладающий высоким коэффициентом полезного действия (до 70–75%).

Поскольку усилительные каскады, работающие в режиме усиления класса «В», пропускают только одну полуволну усиливаемого напряжения, то в выходных каскадах усилителей применяют двухтактные симметричные каскады, позволяющие получить высокий коэффициент полезного действия при допустимых нелинейных искажениях. (рис. 10-12).

Рис. 10-12. Работа усилительного каскада в режиме усиления класса «В».

Режим класса «С» применяют в мощных усилителях. Этот режим характерен  тем, что ток коллектора протекает в течении промежутка времени, которое меньше периода входного сигнала, а ток покоя не наблюдается () рис. 13.

Рис. 10-13. Работа каскада в режиме усиления класса «С».

Стабилизация положения рабочей точки.

Основные свойства усилительного каскада определяются положением начала рабочей точки, которые задаёт ток покоя выходной цепи Iок. Поэтому при изменении температуры, замене активного элемента и т.д. положение рабочей точки не должно изменяться.

Эмиттерная стабилизация.

Такая стабилизация осуществляется ООС по постоянному току. Напряжение ОС снимается с резистора Rэ, который включен в цепь эмиттера. С изменением температуры изменяется ток коллектора Iок и ток покоя эмиттера Iоэ и, например, они увеличиваются. Рабочая точка должна подняться вверх, но этого не произойдёт, т.к. напряжение смещения Uоб уменьшится и при этом уменьшатся и токи транзистора, а рабочая точка останется на месте.

Коллекторная стабилизация.

Такая стабилизация осуществляется ООС по напряжению. Если напряжение подать через  Rб, который  находится между коллектором и базой, то Uоб очень мало и им можно пренебречь, а при увиличении, например, температуры, и следовательно увеличению Iок, напряжение на резисторе (Rб*Iоб) уменьшится, т.е. уменьшится Iоб, а это в свою очередь не допустит увеличение тока  Iок.

Обратная связь в усилителях.

Обратной связью в усилителях (ОС) называют передачу электрического сигнала с выхода усилителя на его вход (рис. 10-14).

Коэффициент передачи цепи обратной связи:

   

(10-11)

который показывает, какая часть выходного сигнала передаётся на вход усилителя.

Рис. 10-14. Обратная связь в усилителях.

Коэффициент усиления по напряжению при отсутствии обратной связи:

    

(10-12)

Различают в усилителях положительную и отрицательную связь.

ОС называется положительной, если Uос совпадает по фазе с Uвх и суммируется с ним. Коэффициент усиления усилителя    

     

(10-13)

При ПОС коэффициент усиления увеличивается, но увеличиваются все виды искажений. ОС называется отрицательной, если Uос и Uвх находятся в противофазе и взаимно вычитаются.

     

(10-14)

При ОС коэффициент усиления уменьшается и уменьшает все виды искажений, увеличивает Rbx и стабилизирует работу схемы.

В зависимости от присоединение ОС к входу усилителя различают: ОС последовательную по напряжению (рис. 10-15А), последовательную по току (рис. 10-15В), параллельную по напряжению  (рис. 10-15Б), параллельную по току (рис.10-15Г) и последовательную комбинированную (рис.10-15д).

Рис. 10-15 . Обратная связь в усилителях.

Трансформаторные усилители мощности.

Усилители мощности используются для передачи в нагрузку максимальной мощности и в этой связи следует иметь в виду, что важным параметром схемы является коээициент полезного действия (КПД). КПД таких устройств должен быть высоким, что достигается при определённом соотношении между сопротивлением нагрузки и выходным сопротивлением. Эти соотношения достигаются при включении в схему усилителя трансформаторов и в конечном итоге усиление мощности зависит от коэффициента трансформации выходного трансформатора. Трансформаторные усилители мощности работают в режиме А,В и АВ.

Однотактный трансформаторный усилитель мощности.

Однотактные усилители мощности применяются для относительно малых выходных мощностях (4-5 Вт). Примером усилителя мощности является однотактный, который включается по схеме с ОЭ. (рис. 10-16).

рис. 10-16. Однотактный трансформаторный усилитель мощности.

Однотактные усилители мощности работают в режиме усиления «А», который характеризуется тем, что через транзистор ток проходит в течение всего периода. Максимальное мгновенное коллекторное напряжение Uкm (рис.11)может значительно превышать (почти в 2 раза) Ek за счёт ЭДС самоиндукции в обмотках трансформатора. Тогда на первичную обмотку ТР2 будет подаваться мощность равна:

Р=0,5 Ukm/Ikm   

(10-15)

Мощность на нагрузке составляет

Pн= P*КПД,    

(10-16)

где КПД трансформатора составляющая 0,75÷0,95.

Мощность, которая потребляется усилителем от источника питания

Рп=EкIкн    

(10-16а)

Отношения Р к Ру  для реальных схем составляет 0,3÷0,35.

Тогда КПД усилителя есть отношение Pн к Pп.

Как показывают расчёты теоретический КПД усилителя равен 50%, а реальный КПД 30%÷35%.

Двухтактные трансформаторные усилители мощности.

Двухтактный трансформаторный усилитель мощности может работать в схемах с ОЭ и с ОБ и в режимах классов А, В, АВ. рассмотрим схему двухтактного усилителя мощности в схеме с ОЭ и в режиме класса В (рис.10-17).

Рис. 10-17. Двухтактный трансформаторный усилитель мощности.

Если на базу подаётся отрицательная полуволна входного сигнала, то транзистор открыт, а при подаче положительной полуволны – транзистор заперт и таким образом в режиме класса В через транзистор проходит ток только в течение полупериода. Электрические токи в первичной обмотке выходного трансформатора за оба полупериода будут направлены встречно и поэтому во второй обмотке ток будет синусоидальным заданной увеличенной амплитуды. Применение класса В позволяет увеличить КПД схемы до 80% за счёт уменьшения потерь мощности в транзисторах. Нелинейные искажения могут быть уменьшены за счёт создания незначительного смещения входной цепи в цепи базы.

Следует заметить, что для снижения нелинейных искажений следует применять для усилителей режим класса АВ, но КПД при этом снижается.

Бестрансформаторный усилитель мощности.

Схема двухтактного усилителя мощности на транзисторах p-n-p и n-p-n   показана на рис. 10-18.

Рис. 10-18. Схема двухтактного усилителя мощности.

Транзисторы VT1 и VT2 усилителя работают в режиме класса В аналогично как  в двухтактном трансформаторном усилители. При поступлении на вход положительной полуволны VT1 работает в режиме усиления, а VT2 в режиме отсечки. При подаче на вход отрицательной полуволны транзисторы меняются ролями. Максимальная мощность на нагрузке Rн:

  

(10-17)

Чтобы уменьшить нелинейные искажения следует применять для таких усилителей режим класса АВ.

Импульсные усилители (ИУ).

ИУ предназначены для усиления импульсных сигналов и работает такой усилитель аналогично усилителю изображённому на рис. 8.Импульсные сигналы любой формы – сумма постоянной состовляющей и гармонических  колебаний различных  частот. Импульс на выходе усилителя не будет искажаться, только при достаточно широкой полосе пропускания усилителя. Удлинение фронта и выброс является следствием завала частотной характеристики в области верхних  частот, а скос вершины – завала в области низких частот. Для устранения искажения импульса вводят корректирующие цепи.

а) низкочастотная коррекция (рис.10-19)- коррекция плоской вершины импульса.

 

Рис. 10-19  Низкочастотная коррекция

Искажение плоской вершины импульса происходит из-за наличия . При зарядке  на низких частотах ее сопротивление увеличивается  (), а следовательно увеличивается падение напряжения на нем,что приводит к снижению .

Целью коррекции явл. увеличение   по мере уменьшения частоты. Для этого в цепь коллектора включается цепочка  и  выбирается большой для того, чтобы на верхних частотах его сопротивление было маленьким, и оно шунтировало бы . В этом случае цепь не оказывает влияние на работу усилителя.

С уменьшением частоты  увеличивается и  уже не шунтирует  и общее сопротивление  возрастает, а следовательно возрастает общее сопротивление коллекторной нагрузки.(), а вместе с тем  увеличивается и напряжение ,что приводит к увеличению  .

В этом случае увеличивается полоса пропускания за счет низких частот и устранияется скос плоской вершины импульса.

б) Высокочастотная коррекция(рис. 10-20) – коррекция форнта импульса.

Рис. 10-20.  Высокочастотная коррекция

Рис. 10-21. Схема замещения высокочастотной коррекции.

Корректирующая индуктивность  выбирается маленькой, чтобы на Н.Ч. и С.Ч.  было мало и не оказывало влияния на работу цепи. Емкость   образует с  и   параллелный резонанский контур, где  - емкость нагрузки; - емкость монтажа;-выходная емкость транзистора (10-21)

При высокой частоте контур находится вблизи резонанса и сопротивление его возрастает. Возрастает  и , расширяется полоса пропускания за счет  .

Усилители постоянного тока (УПТ).

УПТ называют усилитель, предназначенный для усиления постоянных и медленно изменяющихся электрических сигналов. Схема УПТ представлена на рис. 10-22.

   Рис. 10-22. Схема УПТ

АХЧ усилителя постоянного тока представлена на рис. 10-23.

Рис. 10-23 АЧХ для УПТ.

Полоса пропускания частот УПТ должна иметь нижнюю границу =0

В схеме УПТ не должно быть конденсаторов (между каскадами, а также блокировочных и разделительных). При  , . В УПТ   может самопроизвольно изменятся независимо. Это называют дрейфом нуля усилителя. Дрейф нуля искажает усиливаемые сигналы и нарушает работу цепи. Причиной является температурная и временная нестабильность элементов.

Дифференциальные усилители.

Дифференциальные  усилители (ДУ) по своей структуре являются УПТ. Схема ДУ приведена на рис. 10-24. Они имеют два входа и два выхода. Рассмотрим  схему замещения дифференциального каскада.

                          Рис. 10-24 Схема ДУ             Рис. 10-25 Схема замещения ДУ

      Если = (рис. 10-25), то мост сбалансирован и ток через .

     Схема ДУ аналогична схеме моста. Если выбрать , а и  идентичны, то схема ДУ будет симметрична.

       Если на вход ДУ подать  в одинаковых фазах (синфазных), то потенциалы баз  и , а следовательно и потенциалы коллекторов изменятся на одну и ту же величину. Тогда .

Если на вход подать =, но в противофазе, т.е. (дифференциальные сигналы), то потенциалы одного эмиттере (следовательно и коллектора) увеличится, а другого уменьшиться на , т.е. на одну и ту же величину. На выходе (аб) появится .

Таким образом, ДУ реагирует на разность входных сигналов, почему и называется дифференциальным.

Так. как синфазный сигнал ДУподавляется, то дрейфа нуля не существует. Помехи, являясь синфазными, тоже подавляются усилителем.

Если за ДУ следует каскад с одним входом, то у него используется только один выход.

Если   совпадает с  по знаку, то такой вход называется неинвертирующим. Если  противоположно по знаку  - инвертирующим выходом.

Операционные усилители (ОУ).

ОУ называется усилитель постоянного тока с дифференциальным входным каскадом с широкой полосой пропускания (доГц), большим коэффициентом усиления по напряжению () большим ( и малым   ОМ).

Операционный (решающий) усилитель используется для выполнения математических операций над сигналами (сложение, умножение, дифференцирование, интегрирование и др.)

Современные ОУ выполняются на базе интегральной микросхемы на основе нескольких ДУ. (Четырехкаскадные и трехкаскадные, и т.д.)

Условное графическое обозначение операционного усилителя показано на рис. 10-27.

Рис.10-27.  Условные графическое обозначения ОУ (а)

и его амплитудная характеристики (б)

, обозначенный (+) называется неинвертирующим (прямым). Здесь сигнал на выходе и входе имеет одинаковый знак.

, обозначенный (-), наз. инвертирующим. Здесь сигнал на выходе имеет противоположную полярность по отношению к сигналу на входе.

Рассмотрим некоторые схемы включения ОУ:

1)Инвертирующий операционный усилитель (10-28):

Рис. 10-28. Схема инвертирующего операционного усилителя.

Усилитель охвачен отрицательной обработкой связью через R2 между выходом и инвертирующим входом. Допустим, что входное сопротивление усилителя велико Rвх-0, а Rвых-0, то при большом коэффициенте усилителя

0=105)  Iвх=Iвых

 

и находятся как

Iвх= и Iвых=   

(18)

Коэффициент усиления по напряжению с учётом обратной связи равен  

,     

(19)

где знак “-“ показывает на то, что при усилении происходит инверсия полярности входного сигнала на 1800.

Если изменять соотношения R1 и R2, то можно получить требуемый коэффициент усиления.

В том случае когда R1=R2, то схема будет работать в режиме повторителя.

Неинвертирующий усилитель.

Рис. 10-29. Схема неинвертирующего операционного усилителя.

Коэффициент усиления по напряжению составляет

  

(10-21)

Из уравнения видно, что Ku можно задать любым, изменяя соотношение сопротивлений R1 и R2, а при R2=0 можно получить схему повторителя напряжения.

Работа операционных усилителей связана с тем, что коэффициент усиления зависит от частоты сигнала и уменьшается с увеличением частоты. Для типового операционного усилителя Ku уменьшается начиная с частоты 104 Гц и достигает практически нулю при частоте порядка 107 Гц.

В настоящее время особое место в операционных усилителях занимают быстродействующие импульсивные операционные усилители в интегральном исполнении. В таких усилителях скорость нарастания выходного импульса 4000В за 1 мкс.

Электрические фильтры

В системах связи часто используется частотный способ разделения электрических сигналов, то есть каждому виду сигнала соответствует своя полоса частот. Все радиостанции, телевидение и другие виды связи работают в определенном диапазоне частот, и это разделение частот производится электрическими фильтрами. Электрические фильтры пропускают сигналы только определенной частоты, а остальные подавляет. По способу построения электрические фильтры могут быть пассивными, которые состоят из  R,C,L элементов, и активными, если в их схеме используется усилительные элементы. По характеру полосы пропускающих частот делятся на фильтры низких частот (ФНЧ, до 100кГц), фильтры высоких частот(ФВЧ), полосовые фильтры(ПФ) и заграждающие фильтры(ЗФ). Здесь рассмотрим только электрические фильтры ФНЧ и ФВЧ.

Обозначения в схемах электрических фильтров показано на рис 10-30.

 

Рис.10-30. Условное обозначение электрических фильтров.

Часто в вычислительной технике задающий генератор вырабатывает импульсы прямоугольной формы, которые предназначены для управления работой узлов вычислительных устройств. Каждый из узлов требует, чтобы на него подавались импульсы определенной формы, длительности и амплитуды, отличающиеся в общем случае от исходных импульсов по своим параметрам. Отсюда возникает необходимость предварительного преобразования параметров импульсов задающего генератора.

Характер преобразования импульсов может быть разнообразным. Например, может потребоваться изменение  длительности исходных импульсов, амплитуды или полярности, осуществление задержки во времени и выполнение операций дифференцирования или интегрирования. Преобразование импульсов осуществляется электрическими цепями, которые разделяются на два класса: линейные и нелинейные.

С помощью линейных цепей осуществляются также и другие преобразования, как дифференцирование, интегрирование и другие. Эти операции выполняются соответственно дифференцирующими и интегрирующими цепями, которые в свою очередь являются ФВЧ и ФНЧ.

Прежде чем переходить к рассмотрению дифференцирующих и интегрирующих цепей, проанализируем прохождение прямоугольных импульсов через электрические цепи с точки зрения переходных процессов в этих цепях. Для этого необходимо знать два закона коммутации и ой закон Кирхгофа:

1 закон коммутации: в момент коммутации ток в ветви с индуктивностью сохраняет то значение, которое он имел до коммутации и начинает изменяться именно с этого значения.

2 закон коммутации: в момент коммутации напряжение на конденсаторе сохраняет то значение, которое оно имело до коммутации и начинает изменяться именно с этого значения.

2 закон Кирхгофа: в любом замкнутом электрическом контуре алгебраическая сумма действующих ЭДС равна алгебраической сумме падений напряжений на всех участках данного контура.

Напомним, длительность переходного процесса составляет .

Рассмотрим, как будет изменяться напряжение на элементах R, L и C в RC- и RL- цепях, когда на их вход подается напряжение в виде прямоугольного импульса, показанного на рисунке 10-31. При этом импульс будет формировать во времени переключателем (см рис 10-31(а,б) рис 10-32 (а,б)).

В момент времени  переключатель переводится в положение П ( I ), по истечении времени  в момент  переключатель переводится в положение  П ( 2 ).

Прохождение прямоугольного импульса через RC- цепь.

Рассмотрим процессы в цепи (рис 10-31 а), когда переключатель П переведен в положение I-П( I ).

Согласно ому закону коммутации напряжение на конденсаторе не может изменяться скачком и в момент переключения сохранит свое значение (), а затем будет возрастать по экспоненциальному закону (рис 10-31 б).

Где - постоянная времени цепи, в секундах.

Когда переключатель находится в положении П( I ), по второму закону Кирхгофа . Отсюда напряжение на резисторе R (рис10- 31 д) во время зарядки конденсатора

  

(10-22)

По такому же закону будет изменяться и ток (рис 10-31 г), так как ток I, протекающий через сопротивление R, равен

(10-23)

Ток в цепи в первый момент максимален, затем он убывает по мере зарядки конденсатора.

Рассмотрим процессы в цепи (рис 10-31 а) в момент времени , когда переключатель переводится из положения П( I )в положение П(2).

Согласно ому закону коммутации напряжение на обкладках конденсатора не может изменяться скачком.

Поэтому после переключения в момент времени  напряжение на конденсаторе С будет равно значению напряжения до переключения

  

(10-24)

Конденсатор будет заряжаться с этого значения напряжения по экспоненциальному закону  (рис 10-31 в)

  

(10-25)

После переключения согласно второму закону Кирхгофа

  

(10-26)

Отсюда напряжение на сопротивлении R

  

(10-27)

Напряжение  будет отрицательным, так как теперь ток через R течет в обратном направлении (рис 10-31 д).

Соответственно выражение для тока будет иметь вид:

   

(10-28)

                                   

Рис. 10-31.Схема и временный эпюры напряжений и тока в RC –цепи ()

Прохождение прямоугольного импульса через RL-цепь

Переключатель в положении П( I )

Согласно 1 закону коммутации ток в цепи с индуктивностью (рис 10-32 а) не может изменяться скачком. Он нарастает по экспоненциальному закону  с постоянной времени (рис 10-32 в). По тому же закону изменяется и (рис 10-32 г), так как . На индуктивности в первый момент напряжение из-за ЭДС самоиндукции, а затем убывает по экспоненциальному закону , так что в  любой момент времени соблюдается ой закон Кирхгофа из положения П( I ).

Переключатель переведен в положение П( 2 ) из положения П( I ).

Согласно 1 закону коммутации ток в цепи с индуктивностью не может изменяться скачком. Он уменьшается постепенно, по экспоненциальному закону (рис 10-32 в)  , где . По такому же закону, как и ток, изменяется напряжение , так как  (рис 32 г).

Напряжение по индуктивности в первый момент максимально(рис 10-32 д), но оно отрицательно, так как ЭДС  самоиндукции катушки приближается к нулю, при этом в любой момент времени соблюдается 2 закон Кирхгофа: . Ток в цепи за счет уменьшения магнитной энергии, занесенной в катушке за время , постепенно убывает до нуля (рис 10-32 в).

Рис 10-32. Графики напряжений и тока в RL-цепи.

Дифференцирующие цепи.

Дифференцирующей называется цепь, сигнал на выходе которой пропорционален производной от входного сигнала.

  

(10-28а)

Сигналом называют физическую величину, несущую информацию. Нижу будем рассматривать импульсивные сигналы напряжения – импульсы напряжения.

Схема реальных дифференцирующих цепей показана на рис 10-33 а и 10-33 б.

Коэффициент пропорциональности М представляет собой постоянную времени цепи .

Для цепи RC =RC, для цепи RL =L/R.

Рис 10-33. Схема дифференцирующих цепей.

Дифференцирующая RC-цепь. (фильтр нижних частот)

Эта цепь является также четырехполюсником. В дифференцирующей RC-цепи сигнал снимается с резистора R, то есть (см рис 10-33 а). Дифференцирующий (входной) сигнал имеет прямоугольную форму(см ниже рис 10-33 а).

Рассмотрим действие такого сигнала (импульса напряжения) на дифференцирующую RC-цепь.

Рис 10-34. Дифференцируемый сигнал (а) и сигнал на выходе дифференцирующей RC-цепи (б),

В момент  (включение цепи) напряжение на выходе . Это следует из того, что в момент включения в цепи по второму закону коммутации напряжение на конденсаторе сохраняет свое значение, которое было до коммутации, то есть равно 0, следовательно, все напряжение будет приложено к резистору R().

Затем будет уменьшаться по экспоненциальному закону

  

(10-29)

Если ,за время действия входного импульса ()конденсатор почти полностью зарядится и в момент , когда действие импульса закончится 0, напряжение на конденсаторе  станет равно (на рис 10-34 б  показано пунктиром), а в напряжение на резисторе R   упадет до 0. Так как теперь цепь отключена от входного напряжения (=0, ), конденсатор начнет разряжаться и через время  напряжение на нем станет равно 0. Ток в цепи с момента  изменит направление, а напряжение на резисторе R в момент  скачком станет равно  и начнет спадать по экспоненте , а через время  станет равно 0.

Таким образом, на выходе цепи образуется два остроконечных импульса положительной и отрицательной полярностей, площади которых равны, а амплитуда равна .

Если  форма выходного импульса  будет иметь другой вид, чем на рис

10-34 б.

Рассмотрим два крайних случая:  и  (смотри рис 10-35 б и 10-35 в)

Рис 10-35. Изменение формы импульса на выходе дифференцирующей цепи в зависимости от соотношения между и .

А. (см рис 10-35 б)

В этом случае за время длительности импульса конденсатор успевает полностью зарядиться еще до того, как окончится действие импульса. На резисторе в момент включения получается скачок напряжения положительной полярности, равный амплитуде прямоугольного импульса , а затем напряжение убывает по крутой экспоненте и по мере зарядки конденсатора спадает до нуля до окончания действия импульса. По окончании действия импульса (в момент ) конденсатор начнет разряжаться, а за счет прохождения тока через резистор R на входе образуется импульс отрицательной полярности амплитудной -  . Площадь этого импульса будет равна площади положительного импульса. Такие цепи называются дифференцирующими укорачивающими.

Б. (см рис 10-35).

Так как время зарядки конденсатора примерно равно , конденсатор успеет зарядиться не ранее, чем через . Следовательно, и напряжение на резисторе , равное в момент  , уменьшится по экспоненте, станет равно нулю через . Поэтому за время  импульс  на сопротивление R практически не искажается и повторяет по форме импульс на входе.

Такая цепь используется как переходная между усилительными каскадами и предназначается для исключения влияния действия постоянной составляющей напряжение с коллектора транзистора предшествующего каскада на последующий.

Из формул и рис 34 и 35 можно заключить, что амплитуда выходных импульсов при различных соотношениях между  и  остается неизменной и равной , а длительность их с уменьшением  уменьшается. Точность дифференцирования будет тем выше, чем меньше  по сравнению с .

Наиболее точное дифференцирование можно получиться с помощью операционных усилителей.

Рассмотрим АЧХ дифференцирующей RC-цепи, изображённой на рис. 35а.

Рис. 10-35 а. АЧХ дифференцирующей цепи RC-цепи.

Частотный коэффициент передачи дифференцирующей RC-цепи равен:

Если приравнять  к 1/, то получают нижнюю границу полосы пропускания дефференцирующей RC-цепи .

Из графика 35а видно, что полоса пропускания дифференцирующей RC-цепи ограничена только со стороны нижних частот.


Дифференцирующая
RL-цепь

Дифференцирующая RL-цепь показана на рис 33 б, выходное напряжение снимается с индуктивностью L. В этом случае при рассмотрении процессов в цепи при дифференцировании прямоугольного импульса следует воспользоваться первым законом коммутации. Все рассуждения аналогичны тем, какие были при рассмотрении RC- цепей.

Следует отметить, что RL-цепи используются реже RC-цепей, так как конструктивно сложнее.

В связи с тем, что электрический фильтр является четырехполюсником, то для описания его используют коэффициент передачи(), с помощью которого можно определять диапазон пропускных частот. (рис 10-36).В том случае, если , то электрический импульс с высокой частотой будет пропускаться электрическим фильтром. Если  , то электрический сигнал с низкой частотой  будет подавляться.

 

Рис 10-36. Амплитудно-частотная характеристика ФВЧ.

Рассмотрим АЧХ интегрирующей RC цепи, изображённом на рис.2- 39а

Частный коэффициент передачи интегрирующей цепи равен

Если приравнять  к 1/, то получают нижнюю границу полосы пропускания интегрирующей  RC-цепи ,

и это объясняет, что интегрирующая RC цепь не пропускает высокочастотных составляющих спектров входных сигналов. Также фильтры ещё называют сглаживающими или низкочастотными фильтрами

Интегрирующие цепи(ФНЧ)

(фильтр высоких частот)

Сигнал на выходе интегрирующей цепи пропорционален интегралу входного сигнала .

Схемы реальных интегрирующих цепей показаны на рис10-37 а и 10-37 б. Коэффициент пропорциональности К в уравнении  есть величина, обратная времени цепи (). Для цепи RC =RC, для цепи RL =L/R.

Рис 10-37. Схемы интегрирующих цепей.

Интегрирующая RC-цепь.

Эта цепь является также четырехполюсником.

В интегрирующий RC-цепи выходной сигнал (импульс напряжения) снимается с конденсатора C, то есть (смотри рис 37 а).

Рассмотрим, какую форму будет иметь сигнал на выходе, если интегрируемый сигнал (входной импульс) будет прямоугольной формы. При этом  сначала, положим, что длительность входного импульса (смотри рис 38).

Рис 10-38. Интегрируемый сигнал (а) и сигнал на выходе интегрирующей RC-цепи (б), .

В момент включения цепи () напряжение на выходе в силу второго закона коммутации будет равно 0, а затем конденсатор будет заряжаться и напряжение на нем будет возрастать по экспоненциальному закону .

По истечению времени действия импульсов  конденсатор полностью зарядится и в момент времени  напряжение на нем достигнет . С этого момента действие импульса на цель прекращается, конденсатор начинает разряжаться по экспоненциальному закону  и через время, равное , напряжение на нем спадет до 0.

Если , амплитуда и форма импульсов на выходе будут другими. Такие импульсы

Показаны на рис 10-39 б для случая, когда ,на рис 39 в для случая когда  и нас рис 39 г  .

Рис 10-39. Изменение формы импульса на выходе интегрирующей цепи в зависимости от соотношения между  и .

Из формул и рис 10-39 следует, что в случае, если постоянная времени цепи , амплитуда выходного сигнала (импульса) будет меньше амплитуды входного сигнала. И она будет тем меньше, чем больше .

Для обеспечения более точного интегрирования постоянная времени цепи  выбирается такой величины, чтобы она была значительно больше длительности интегрируемого импульса . При этом учитывается уменьшение амплитуды. Наиболее точное интегрирование, как и дифференцирование, можно осуществить с помощью  операционных усилителей.

Интегрирующая RL-цепь

Такая цель показана на рис 10-37, выходное напряжение (сигнал) снимается с индуктивности L.

Все рассуждения и выводы об интегрирующих RC – цепях можно сделать и для RL- цепей. Интегрирующие RL- цепи конструктивно сложнее RC- цепей.

Отметим, что для дифференцирование и интегрирование с помощью RC – и RL- цепей можно осуществлять и в случаях, когда сигнал имеет не прямоугольную, а другую форму, например, трапециидальную.

Так как интегрирующая электрическая цепь является четырехполюсником, то все расчеты ФНЧ аналогичны расчетам ФВЧ. Следует добавить, что на практике, кроме уровня используются дополнительные частоты , которые показывают границу полосы подавления частоты фильтром. АЧХ интегрирующей цепи показаны на рисунке 10-40.

Рис.10-40. Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ.

Активные фильтры

В области частот порядка 100кГц необходимы электрические фильтры, требующие значительные электроемкости и индуктивности катушек. В связи с этим при построении электрических фильтров в качестве базовых элементов используют операционные усилители, тогда электрические фильтры называют активными. Следует добавить, что в его схеме присутствуют RC-цепи и операционные усилители. На рис. 41 приведена схема активного фильтра ФНЧ (фильтр низких частот).

Рис.10-41. Схема активного фильтра ФНЧ.

Коэффициент передачи активного фильтра с ФНЧ имеет вид:

 

(10-30)

В уравнении (30) подбором величин R,C можно получить желаемый вид АЧХ.

Если в фильтрах нижних частот заменить сопротивления и конденсаторы, то можно получить схему активного фильтра высоких частот. Следует заметить, что если параметры схемы остаются прежними, то коэффициенты передачи и граничные частоты уже становятся нижними границами, а крутизна спада АЧХ остается прежней.

Интегральные микросхемы

Рассмотренные выше усилители нашли применение в интегральных аналоговых микросхемах (ИС), но отличаются тем, что дискретное исполнение элементов и функциональных узлов выполнено другими методами изготовления – методами интегральных схематичных микросхем (ИС). ИС – это микроэлектронное изделие (высокая степень миниатюризации ), которая выполняет выбранную функцию обработки электрического сигнала. Такие схемы имеют очень высокую степень упаковки соединений элементов и кристаллов. Интегральные схемы по технологиям изготовления разделяются на гибридные, полупроводниковые, пленочные.

Гибридные ИС содержат компоненты и отдельные кристаллы полупроводника. Полупроводниковая ИС- все элементы и их соединения выполнены в объеме или на поверхности полупроводника.

Пленочные ИС – все элементы и их соединения выполнены на поверхности диэлектрика.

Интегральные микросхемы имеют степени интеграции, показанные в таблице 1.

Таблица 1.

Название

схем

ИС

(простые интег-

ральные схемы)

СИС

(средние интег-

ральные схемы)

БИС

(большие интег-

ральные схемы)

СБИС

(сверхбольшие интегральные

схемы)

Отдельные

компоненты

10

При изготовлении интегральных микросхем используется способ обогащения отдельных участков полупроводниковой пластины донорными  и акцепторными примесями с использованием высоких технологий.

В интегральных схемах для получения конденсаторов используют электроемкость p-n переходов или наносят на поверхность металла слой диэлектрика, а затем наносят проводящий слой. Сопротивления могут быть получены в виде p-n переходов, включаются в обратной полярности, а также в виде полупроводника, который находится между двумя полупроводниками с другой проводимостью. Индуктивность в схемах получают созданием эффекта отставания тока от напряжения  (этот эффект наблюдается в реальной индуктивности), что может быть получено путем замедления движения носителей заряда в полупроводнике. Биполярные транзисторы (например n-p-n типа) для интегральных микросхем создаются в основном следующим способом: на пластину полупроводника кремния при сложном техническом процессе () наносят диоксид кремния толщиной м, а затем почти при такой же температуре вводят бор(p-проводимость) и создается база транзистора, а затем вводят фосфор-эмиттер(n-проводимость), затем создаются контакты напряжениям алюминия в области базы и эмиттера, осаждают слой на область коллектора и присоединяют контакты, выполненные и проволоки. Чтобы оценить степень миниатюризации приведем пример: на кремниевой пластине можно выполнить около 50,000 транзисторов, а современные технологии повышают это число во много раз.

Приведем интегральную схему усилительного каскада(рис 43) и аналогичную этой схеме – принципиальную схему(рис10- 42).

Рис 10-42. Принципиальная схема усилительного каскада.

Рис10- 43. Интегральная схема усилительного каскада.

На схеме транзистор состоит из трех слоев, Э (эмиттер)- , Б (база)-, К (коллектор) - , сопротивление  и  созданы слоями  и , слои  и  - изолируют резисторы от транзистора при запертых p-n переходах, слои  и  определяют толщину слоев и , и , соответственно, величину  и . Включение усилительного каскада в электрическую цепь осуществляется с помощью контактов 1,2,Э,Б,К.

Источники вторичного питания

Вторичные источники электрического питания необходимы для непосредственного электрического питания электронных устройств и должны обеспечивать устройства напряжением с заданными характеристиками. Эти источники питания получают электрическую  энергию от первичных источников (генераторов, аккумуляторов), т.к. питать электронные устройства от первичных источников нельзя. Это связано с тем, что выходное напряжение первичных источников не поддаётся регулировке и наблюдается их недостаточная стабильность. Источники вторичного питания (ИВП) выполняются отдельными блоками или могут входить в состав различных электронных устройств. ИВП разделяется на две группы: 1. инверторные, которые превращают напряжение переменного тока в постоянный ток с помощью выпрямителей и электронные генераторы, которые превращают постоянное напряжение в переменное , для питания электродвигателя; 2. конверторные, которые превращают одно напряжение в другое. (например, трансформатор). Выпрямители - это устройство для преобразования переменного напряжения в постоянное. Структурную схему источников электропитания можно представить в следующем порядке: трансформатор, который соединяется с выпрямляющим устройством (ВУ) (полупроводниковые приборы, обладающие односторонней проводимостью – диоды, транзисторы, триггеры), далее ВУ соединяют с фильтрующим устройством (ФУ),которое соединяют со стабилизатором напряжения (СН), и с СН уже снимают напряжение, необходимое для питания электронных устройств. ФУ предназначено для ослабления пульсаций выходного напряжения и в качестве такого устройства используют фильтры нижних частот. СН в структурной  схеме источников электропитания уменьшает влияние внешних воздействий (изменение напряжения питающей электрической сети, изменения нагрузки и др. – на выходное напряжение выпрямителя).

Выпрямители

По качеству выпрямительных волн выпрямители делятся на однополупериодные и двухполупериодные, а по числу фаз питающего напряжения различают однофазные, двухфазные, трёхфазные , шестифазные выпрямители.

Однофазный однополупериодный выпрямитель (рисю 10-44)

 

Рис.10-44. Схема однофазного выпрямителя.

Этот выпрямитель пропускает на выход только одну полуволну, от источника напряжения. (рис. 10-45)

  

Рис. 10-45. однополупериодное выпрямление.

Двухфазный  двухполупериодный выпрямитель (рис.10-46).

     

Рис. 10-46. Схема двухфазного двухполупериодного выпрямителя.

Этот выпрямитель представляет собой параллельное соединение двух однофазных однополупериодных выпрямителей и на выходе пропускается две полуволны (рис. 10-47).

Рис.10-47. Двухполупериодное выпрямление.

Двухфазный двухполупериодный выпрямитель обычно называют выпрямителем со средней точкой вторичной обмотки трансформатора.

Сглаживающие электрические фильтры

Напряжение после выпрямления имеет значительную пульсацию. Для сглаживания пульсации напряжения применяются сглаживающие фильтры. Рассмотрим работу ёмкостного сглаживающего электрического фильтра, схема которого представлена на рис. 10-48.

Рис. 10-48. Схема ёмкостного сглаживающего электрического фильтра.

Конденсатор Сф заряжается через VD до амплитудного значения напряжения U1 в те отрезки времени, при которых напряжение U1 во вторичной обмотке трансформатора превышает напряжение на Сф. В том случае когда Uс>U1 VD закрывается и конденсатор разряжается через Rн и тогда Uвых не уменьшается до минимума во вторую половину  периода, а увеличивает усреднённое значение выпрямлённого  напряжения по сравнению с однополупериодным выпрямителем без сглаживающего электрического фильтра.

Действие индуктивного сглаживающего фильтра (рис. 10-49) основано на следующем: сопротивление индуктивности постоянному электрическому  току незначительно, а сопротивление переменному току –велико, и поэтому падение напряжения на сопротивлении нагрузки от переменной составляющей уменьшается и как следствие, снижается пульсация выпрямленного напряжения.

Рис.10-49. Схема индуктивного сглаживающего электрического фильтра.

Следует знать, что электрические фильтры построенные на пассивных элементах целесообразно применять на частотах выше десятков килогерц до единицы милигерц обычно применяют активные фильтры.

Стабилизаторы напряжения постоянного тока STU 

(эталонное напряжение)

Напряжение источников электрического питания электронных устройств обычно изменяются при колебаниях напряжения сети  переменного тока. Также  напряжение источников может изменяться в зависимости от колебаний силы тока, потребляемой электронными устройствами.

Для стабилизации напряжения источников электропитания применяются стабилизаторы напряжения. Обычно в схемах такой стабилизации используют полупроводниковый стабилитрон, который работает в режиме лавинного пробоя. Условное обозначение стабилитрона в электрических схемах:

Как показывает ВАХ(рис.10-50) стабилитрона  в области напряжения пробоя стабилитрона незначительно изменяется при значительных изменениях тока стабилизации и это позволяет применять стабилитрон в качестве источников опорного напряжения, которое должно оставаться неизменным.

Рис.10-50. Вольтамперная характеристика стабилитрона.

Для стабилизации напряжения (получение эталонного напряжения) применяют электронную схему стабилитрона изображённую на рис.10-51.

Рис.10-51. Схема включения стабилитрона.

Для того, чтобы исключить тепловой пробой стабилитрона включают в схему (рис 10-51) сопротивления  R, которое ограничивает ток стабилитрона. (обратный ток «p-n» структуры стабилитрона). Дифференциальное сопротивление стабилитрона

                          

Как показывают расчеты при R>>r диф стабилизация становится лучше, если больше  отноение R0/rдиф.

Тема 11. Нелинейные и параметрические преобразования сигналов.

   Как правило, все информационные сигналы в электротехнике имеют низкую частоту, т. к. низкочастотные колебания плохо передаются, то прибегают к такому способу как наложение низкочастотных колебаний на высокочастотные. Процесс, при котором один или несколько параметров несущего колебания изменяются по закону передаваемого сообщения, носит название модуляция. Получаемые в процессе модуляции колебания называют радиосигналами. В аналоговых системах связи радиосигналы передаются непрерывно во времени, при модуляции могут изменяться амплитуда, частота или фаза несущего гармонического колебания подвергается изменению, различают два основных вида аналоговой модуляции: амплитудную и угловую. Последний вид модуляции в свою очередь, разделяется на частотную и фазовую.

Амплитудная модуляция

  В процессе осуществления амплитудной модуляции несущего колебания (рис. 11-1)

Uн(t) = Uн cos(ωot+φo )                  Uн(t) = Uн cos(ψ (t))    

(11-.1)

Его амплитуда должна изменятся по закону:

Uн(t) = Uн +e(t)    

(11-2)

где Uн - амплитуда в отсутствие модуляции; - угловая частота;o - начальная фаза;

- полная фаза;  - безразмерный коэффициент пропорциональности;

e (t) – модулирующий сигнал (передаваемый сигнал).

Подставив формулу (4.2) в (4.1) получают общее выражение для АМ – сигнала

UАМ(t) = Uн cos(ωot+φo )

UАМ(t) = (Uн +e(t))cos (ωot+φo )  

(11-3)

Рассмотрим простейший вид амплитудной модуляции – однотональную, когда модулирующий сигнал представляет собой гармоническое колебание:

     

(11-4)

где  - амплитуда;  - круговая частота;  - период;  - начальная фаза. Для упрощения примем начальные фазы несущего колебания и модулирующего сигнала  и . Тогда, подставив формулу (11-4) в (11-3), получают выражение для АМ сигнала:

UАМ(t) = (Uн +Eo cos(t))cos (ωot)   

(11-5)

 Обозначим через максимальное отклонение амплитуды АМ – сигнала (рис.11-3) от амплитуды несущей  и, проведя несложные преобразования получают:

UАМ(t) = Uн (1+M cos(t))cos(ωot)   

(11-6)

где  - коэффициент или глубина амплитудной модуляции.

Спектр АМ сигнала

 Любой радиосигнал можно представить в виде нескольких гармонических составляющих, и совокупность этих радиосигналов называется спектром радиосигнала. Используя в формуле (4.6) тригонометрическую формулу произведения косинусов, получим:

(11-7)

Из формулы (11-7) видно, что при однотональной модуляции спектр АМ сигнала состоит из трех высокочастотных составляющих. Первый из них представляет собой исходное несущее колебание с амплитудой  и частотой . Вторая и третья составляющие характеризуют новые гармонические колебания, появляющиеся в процессе амплитудной модуляции и отражающие передаваемый сигнал.

Колебания с частотами ω0+Ω и ω0-Ω называются соответственно верхней и нижней боковыми составляющими. Амплитуды боковых составляющих одинаковы, равны и распространены симметрично относительно несущей частоты сигнала ω0. Ширина спектра АМ-сигнала при однотональной модуляции . При отсутствии модуляции (М=0) амплитуды боковых составляющих равны 0 и спектр АМ сигнала переходят в спектр несущего колебания (рис. 11-4) (составляющие  на частоте ). Также графически можно показать спектр модулирующего и АМ сигнала. При M<=1 амплитуда АМ сигнала изменяется в пределах от минимальной  до максимальной . Исключая постоянное значение , получают формулу, удобную для экспериментального определения коэффициента модуляции:

  

(11-8)

  Если же M>1, то возникает искажение, называемые перемодуляцией (рис 11-7). Наличие таких искажений в АМ сигнале может привести к потере передаваемой информации.

   

Рис 11-1 Несущие частота

                                                                                     

Рис. 11-2 Модулирующий сигнал

Рис. 11-3 АМ-сигнал

Рис. 11-4 Спектр несущего колебания

Рис. 11-5 Спектр модулирующего колебания

Рис. 11-6 Спектр АМ-сигнала

Рис. 11-7 Искажение АМ-сигнала при  перемодуляции

  Преимущество в АМ-модуляции является простота формирования и детектирование сигналов малый диапазон частот, занимаемых ею при передаче данных всего . Недостатками являются то, что при возникновении посторонних токов и напряжений в линии, сигнал сильно искажается, скорость изменения амплитуды ограничена шириной полосы частот линии и ненадежно детектируются малые изменения амплитуды.

Частотная модуляция

 При частотной модуляции частота несущего колебания

 

( 11-8)

связана с модулирующим сигналом  (рис. 11-9) зависимостью:

    

(11-9)

где  - размерный коэффициент пропорциональности между частотой и напряжением [рад/(B*c)].

Рассмотрим однотональную частотную модуляцию, когда модулирующим сигналом является гармоническое колебание:

   

(11-10)

Примем для упрощения начальную фазу несущего колебания φо= 0 . Полную фазу ЧМ-сигнала в любой момент времени определим путем интегрирования частоты, выраженной через формулу (11-9).

   

(11-11)

где  - максимальное отклонение частоты от значения , или девиация частоты. Отношение:            

 

являющееся девиацией фазы несущего колебания, называют индексом частотной модуляции. С учетом (11-10) и (11-11) выражение для ЧМ-сигнала (рис. 11-10) запишется следующим образом.

 

(11-12)

Рис. 11-8 Несущие колебания

Рис. 11-9 Модулирующий сигнал

Рис. 11-10 ЧМ-сгинал

Фазовая модуляция

В фазомодулированном напряжении полная фаза несущего колебания изменяется пропорционально модулирующему сигналу:

      

(11-13)

где  - размерный коэффициент пропорциональности [рад/B].

При однотональной модуляции фаза несущего колебания:

    

(11-14)

  Из (11-14) следует что как и в случае частотной модуляции полная фаза несущего колебания при фазовой модуляции изменяется по гармоническому закону. Максимальной отклонение фазы несущего колебания от начальной фазы характеризует индекс фазовой модуляции:

        

(11-15)

С учетом (11-13) и (11-14) уравнение ФМ-сигнала имеет вид:

Дифференцирование формулы (11-14) дает частоту ФМ-сигнала:

 

    

(11-16)

где  - максимальное отклонение частоты от значения несущей , т.е. девиация частоты при фазовой модуляции.

Спектр ЧМ сигнала при однотональной модуляции

Используя тригонометрические преобразования запишем соотношение (11-12) следующим образом:

  

(11-17)

 

(4.18)

Проанализируем  выражения отдельно для малых (m<<1) и больших (m>1) индексов модуляции. Спектр ЧМ-сигнала при m<<1 (рис.11-.11). в этом случае спектр чм-сигнал аналогичен спектру АМ сигнала и также состоит из несущего колебания и двух боковых составляющих с частотами  и . Индекс модуляции играет здесь ту же роль, что и коэффициент амплитудной модуляции М. единственное и принципиальное отличие – повороты фазы нижней составляющей на , что аналитически приводит к превращения АМ-сигнала в ЧМ-сигнал.

Рис. 11-11  Спектр ЧМ-сигнала при  m<<1

Рассмотрим спектр ЧМ-сигнала  при m>1.В этом же случае спектр ЧМ-сигнала с однотональной модуляции при индексе модуляции m>1 состоит из исходного несущего колебания и бесконечного числа боковых составляющих с частотами  и , расположенными попарно и симметрично относительно несущей частоты . Теоретически спектр ЧМ-сигнала (аналогично ФМ-сигнала) бесконечен по полосе частот, однако в реальных случаях он ограничен. Действительно, начиная с номера порядка n>m, амплитуда боковых состовляющих практически равна нулю. Поэтому считается, что практическая ширина спектра радиосигналов с угловой модуляцией:

∆ ωум = 2(m+1)Ω     

(11-19)

ЧМ- и ФМ-сигналы, применяемые на практике имеют индекс модуляции m>>1, поэтому:

∆ωум =2mΩ      

(11-20)

 Таким образом, полоса чистот, занимаемая сигналами с угловой однотональной модуляцией,значительно шире, чем при амплитудной.

Рис. 11-12. Спектр ЧМ-сигнала при m=3

   Следует отметить, что радиосигнал с угловой модуляцией имеют ряд преимущесв перед амплитудно-модулированными колебаниями.

Поскольку при угловой модуляции  амплитуда модулированных колебаний не несёт в себе никакой информации и не требуеться  её постоянства, то практически любые вредные нелинейные  изменения  амплитуды радиосигнала в процессе осуществленния связи  не приводят к искажению передоваемого сообщения.

Постоянсво амплитуды радиосигнала  при угловой  модуляции позволяет  полностью использовать энергетические возможности  генератора несущей частоты, который работает в этом случае  при неизмененной колебательной мощности.Однако для реализации этих преимуществ, необходимо  отводить конкретному радиосигналу слишком широкую полосу чистот, значительно превышающую ширину спектра модулирующей функции.

Импульсная модуляция

    Импульсной модуляцией называют модуляцию, при которой несущий сигнал представляет собой последовательность импульсов, в один из параметров которых вводиться информация о передаваемом сообщении.Для дискретных сигналов процесс модуляции принято называть манипуляцией параметров импульсов.

  Импульсную модуляцию в зависимости от выбора изменяемого параметра модулируемой импульсной последовательности принято делить на следующие виды

(рис. 4.13):

амплитудно-импульсную (АИМ), когда по закону передаваемого сообщения изменяется амплитуда импульсов исходной последовательности;

широтно-импульсную (ШИМ), при изменении по закону передаваемого сообщения длительности (ширины) импульсов исходной последовательности;

фазо-имульсную (ФИМ), или время-импульсная (ВИМ), если по закону передоваемого сообщения изменяется временное положение импульсов;

импульсно-кодовую (ИКМ), применяется  наиболее широко в современной радиоэлектронике и системах связи, при которой передоваемый аналоговый первичный сигнал превращается в цифровой код – последовательность импульсов(1-«едениц») и пауз (0- «нулей»), имеющих одинаковую длительность.

Рис. 11-13. Импульсная модуляция.

Рассмотренные выше электрические цепи представляют собой  последовательный и параллельный колебательные контуры соответственно. Цепь, в которой индуктивность, емкость и активное сопротивление соединены последовательно, называется последовательным колебательным контуром . Цепь, в которой индуктивность, емкость и активное сопротивление соединены параллельно, называется параллельным колебательным контуром.

В колебательных контурах при определенных условиях могут  возникать особые явления, которые называют резонансными. Резонанс в последовательном колебательном контуре называют резонансом напряжений, резонанс в параллельном колебательном контуре – резонансом токов.

В цепях переменного тока резонанс наступает тогда, когда частота источника напряжения равна резонансной частоте контура (собственной частоте колебаний контура, если    ). При резонансе ток и напряжение совпадают по фазе, т.е. угол φ = 0.

                                   Резонанс напряжений

Закон Ома для последовательной цепи, состоящей из активного, индуктивного и емкостного сопротивлений выражается формулой:

       

(11-21)                                                                                                 где R – активное сопротивление контура;

     XL и XC - индуктивное и емкостное сопротивления контура соответственно.

Угол сдвига фаз между током и напряжением

      

(11-22)

Резонанс наступает тогда, когда цепь ведет себя как чисто активная, т.е. когда ток и напряжение совпадают по фазе, угол φ = 0.

Условием возникновения резонанса в последовательном колебательном контуре является равенство реактивных сопротивлений контура  .

Тогда полное сопротивление цепи будет равно его активной составляющей:

     

(11-23)

Сдвига фаз между током и напряжением не будет, угол φ = 0, cos φ = 1.

Векторная диаграмма цепи при резонансе напряжений представлена рис. 18 (а и б).

При резонансе напряжений действующие значения реактивных составляющих     напряжения UL и UC равны по величине, мгновенные значения равны и противоположны по знаку, векторы    и   равны и  противоположны по знаку.

Результирующее напряжение при резонансе равно его активной составляющей

     U =Ua.

Следовательно, мощность, развиваемая источником, является активной мощностью, она поддерживает в цепи R, L, C  незатухающие колебания, несмотря на то, что в цепи есть активное сопротивление. Энергия магнитного поля при резонансе полностью переходит в энергию электрического поля и наоборот:

       

(11-24)                                                                             

Частота, при которой в контуре наступает резонанс, называется резонансной.

Значение резонансной частоты можно определить из условия резонанса    XL=XC.

    Т.к.  

 и    

(11-25)

то резонансная частота контура

                                 

(11-26)

Резонанс напряжений можно получить изменяя в цепи индуктивность, емкость или частоту напряжения источника питания контура,         всего, если хотят настроить контур в резонанс, используют конденсатор переменной емкости. С этого конденсатора снимают выходное напряжение.

Если   XL=XC>=R, напряжение на индуктивности  UL   и емкости   UC  могут достигать значительной величины и во много раз превышать общее напряжение U, приложенное к цепи. Ток в цепи I также значительно возрастает:                         

             

(11-27)        

               Для исключения перегрузки источника питания в схему иногда вводят ограничивающее сопротивление Rорг . Поскольку резонанс сопровождается значительными перенапряжениями и сверхтоками, в мощных    установках он является аварийным. Свойства колебательного контура характеризуются рядом величин:

            а) Характеристическое сопротивление контура (или волновое)

             

(11-28)

Эта величина имеет размерность сопротивления (величину ρ можно получить из уравнения:                     

)    

(11-29)

             б) Добротность контура    

         

(11-30)

Добротность контура служит характеристикой реального контура, когда.

При резонансе добротность контура равна  отношению напряжения на емкости или индуктивности к напряжению на активном сопротивлении.

Покажем это:

  ,  но     

(11-31)  

Т.к.  ,  то      и    

(11-32)

Отсюдаи      

(11-33)

Добротность радиотехнических контуров обычно составляет 50-200.

               в) Затухание контура  

     

(11-34)

                г) Резонансные кривые – это графическое изображение зависимости напряжений на емкости, индуктивности и активном сопротивлении, а также тока от частоты (см.рис.19).

Чаще всего резонансные кривые стоят в зависимости от относительной частоты

   

(11-35)

где   А – значение напряжения или тока;

        w, f  - текущее значение угловой частоты и частоты соответственно;

         - значения угловой частоты и частоты при резонансе.

Построенные таким образом зависимости обладают наибольшей общностью.

Вид резонансных кривых, построенных в функции относительной  частоты, целиком определяется добротностью контура Q. На рис.20 показано семейство резонансных кривых     для различных значений добротности контура.

 

Из рис.20 видно, что с увеличением добротности контура резонансная кривая становится острее.

              д) Полоса пропускания контура (или ширина резонансной кривой) – это полоса частот вблизи резонанса, на границах которой выходная величина А (напряжение, ток) составляет от резонансного (максимального) значения (см.рис.21).

Резонанс токов

Как указывалось выше, резонанс токов наблюдается в параллельных колебательных контурах, содержащих элементы L, C и R (см.рис.22).  Параллельные контуры могут быть и другого вида.

  

Примечание: Rогр  включают для исключения перегрузки источника питания.

Закон Ома  для параллельного соединения активного сопротивления, емкости, индуктивности в общем случае выражается формулой:

          

(11-36)

где   g - активная проводимость;

        bL и bc - реактивные проводимости, индуктивная и емкостная соответственно.

Угол сдвига фаз между током в неразветвленной части цепи I и приложенным напряжением        равен

    

(11-37)

Если   bL = bc , цепь будет вести себя так, будто она содержит только активное сопротивление. В этом случае  в неразветвленной части цепи ток I будет совпадать по фазе с приложенным к контуру напряжением, φ = 0, cosφ = 1.Такое состояние цепи называется резонансом токов.

Резонансная частота контура определяется следующим образом    

          

(11-38)

           

(11-39)

Т.к. при резонансе ,     

   

(11-40)

Отсюда      

      

(11-41)

Или    

     

(11-42)

При малых значениях активных сопротивлений R1   и   R2 выражение для fрез  для последовательного колебательного контура

        

(11-43)

Векторная диаграмма цепи для случая, когда   показана на рис.23 (значения величин взяты произвольно).

Общий реактивный ток, равный разности реактивных токов ветвей, при резонансе токов равен 0. Общий ток цепи имеет только активную составляющую, таким образом, его величина в момент резонанса имеет наименьшее значение. В идеальном случае, если R1 = R2  = 0, резонанс токов эквивалентен размыканию цепи.

Рассмотрим, какое значение имеют токи в ветвях и индуктивностью и емкостью при резонансе, если активное сопротивление ветвей контура R1 и  R2  малы, по сравнению с реактивными сопротивлениями. Ток Ī1 отстает, а ток Ī2 опережает напряжение          и ток Ī на угол, близкий к π⁄2  (см.рис.24).

В этом случае токи Ī1  и  Ī2 между собой сдвинуты по фазе на угол, близкий к π, а амплитуды их будут практически равны, т.к. ХL   =  Хc, и во много раз больше амплитуды тока в неразветвленной ветви. Поэтому резонанс в параллельных контурах называют резонансом токов.

Поскольку токи ветвей сдвинуты по фазе на угол ≈ π  при малых R1  и  R2  и равны по величине, можно считать, что при резонансе они образуют как бы один контурный ток Ir, замыкающийся в колебательном контуре. Зависимость тока Iк от частоты ƒ показана на рис.25 (резонансная кривая).

Свойства параллельного колебательного контура характеризуются теми же величинами, что и последовательный колебательный контур.

Добротность Q = ρR для параллельного контура равна отношению тока в индуктивности Il   или емкости Iс к току в неразветвленной части цепи при резонансе

      

(11-44)

Резонансные кривые для параллельного колебательного контура показаны на рис.26. (R≈0).

Резонанс токов в отличие от резонанса напряжений не является опасным для электрических установок, поскольку в реальных условиях реактивные проводимости редко бывают высокими.

Явления резонанса напряжений и токов широко  используются в технике связи, автоматике и телемеханике, для улучшения cosφ в промышленных установках.


Тема 12. Аналоговые и цифровые элементы и устройства. Аналоговые и цифровые ключи.

Аналоговые и цифровые устройства работают соответственно с аналоговыми и цифровыми сигналами. Природа аналоговых сигналов заключается в том, что многие физические величины могут принимать любые значения и непрерывный сигнал, отображающий эту информацию, может иметь большое число значений. В этом случае непрерывный сигнал, который изменяется аналогично исходной информации, называется аналоговым.

Непрерывные сигналы можно представлять и в дискретной форме. И для этого непрерывного сообщения применяют квантование по уровню и времени. Для квантования сигнала по уровню непрерывный сигнал (ток или напряжение) заменяют набором дискретных значений из представленного интервала. Квантование по времени заключается в замене непрерывного сигнала чередующимися импульсами, которые следуют через определенные интервалы времени. Это и есть цифровой сигнал.

Механический ключ (аналоговый коммутатор).

Ключевая схема (рис 12-1) предназначена для коммутации тока в нагрузке и содержит источник напряжения питания, нагрузку (R) и ключ (Кл).

Рис 12-1. Аналоговый коммутатор(механический ключ).

Если ключ идеален, то есть его сопротивление  в разомкнутом состоянии бесконечно велико, а в замкнутом равно 0, то ток в цепи при разомкнутом ключе I=0, а при замкнутом I=E/R.

Аналоговый коммутатор на биополярном транзисторе (электронный ключ).

На рисунке 12-2 показана схема коммутатора на биополярном транзисторе.

                 Рис. 12-2 Схема аналогового коммутатора на биополярном транзисторе.

Для перевода транзистора в режим отсечки следует подать на базу отрицательное напряжение и на выходе Uвых = 0 (выключено). Чтобы открыть VT следует на вход подать напряжение больше, чем напряжение отсечки на величину ΔU=I1R1 и переход коллектор-база откроется и VT будет работать как ключ в инверсном включении.

Диодный коммутатор (аналоговый ключ).

Если на вход подать положительное напряжение (рис 12-3) VD открывается и через него протекает ток (включено), а при отрицательном напряжении, подаваемом на вход, через диод идет незначительный ток(отключен). Диодный коммутатор подобен механическому ключу.

                                

Рис 12-3. Схема последовательного диодного ключа.


Цифровой электронный ключ на биполярном транзисторе

 

Рис 12-4. Схема цифрового ключа на биполярном транзисторе(а) входная статистическая характеристика VT(б).

В схеме цифрового ключа (рис 12-4), транзистор, работающий в ключевом режиме, должен находится только в определенном состоянии. Первое состояние соответствует точке 1 на выходных статистических характеристиках транзистора(рис 12-4 б) когда Uвх=0, транзистор закрыт и устанавливается это состояние  резистором R1. При этом ток коллектора также равен 0 и Uвых=Ек. Второе состояние транзистора соответствует точке 2, которое обеспечивается подачей на вход высокого положительного напряжения и при этом Uвых=0. В этом случае коллекторный ток достигает максимального значения (Ik=Ek/Rk). Так работает цифровой ключ на биполярном транзисторе. Следует заметить, что в настоящее время находят применение цифровые ключи на полевых транзисторах, которые в изготовлении проще, чем на биполярных транзисторах.

Регенеративные импульсные устройства

Принципы построения и режим работы регенеративных импульсных устройств

На вход различных импульсных устройств часто требуется подать импульсы напряжений прямоугольной формы или крутые перепады напряжений. Крутые перепады напряжений (токов) могут создаваться в результате возникновения регенеративных процессов.

Регенеративными называются процессы, протекающие лавинообразно под воздействием положительной обратной связи.

Регенеративными импульсными устройствами называются устройства, в которых в результате регенеративных процессов возникают крутые перепады напряжений и токов. В этих устройствах используют усилители с положительной обратной связью. По построению и назначению регенеративные импульсные устройства делятся на две группы: мультивибраторы и триггеры.

Мультивибраторы на биполярных транзисторах

Мультивибратор это генератор, вырабатывающий импульсы прямоугольной формы.

Рассмотрим мультивибратор на биполярных транзисторах  V и V. Схема мультивибратора с коллекторно-базовыми связями представляет собой двухкаскадный усилитель.

  

                                                                                           

                                                                                            

                                                                                                        

Рис.12-6 Схема мультивибратора в режиме автоколебаний.

и  - обеспечивают  ПОС;

и   - резисторы, которые осуществляют подачу напряжения смещения на базы V и V;

Схема симметрична и    и  V и V одного типа. Каждый транзистор работает в режиме ключа, т.е. переходит от отсечки к насыщению и наоборот.

заряжается по контуру , а  - по контуру . На базы V и V от  через  и   подается отрицательное смещение, поэтому  и  будут работать в активном режиме. При малейшем нарушении симметрии в цепи наступает самовозбуждение. Предположим, что в какой-то момент  скачком окажется больше , т.е. >. Тогда  возрастает и   станет менее отрицательным, следовательно,  тоже станет менее отрицательным (т.к. напряжение на  по второму закону коммутации скачком измениться не может ) и  подзакроется и  уменьшится. Уменьшение  приведет к уменьшению  и   станет более отрицательным, следовательно,  станет более отрицательным, V еще больше откроется и  еще больше возрастет. Это закончится тем, что транзистор V войдет в режим насыщения, а V - в режим отсечки. Этот процесс называют лавинообразным (регенеративным). Он происходит очень быстро. Во время лавинообразного процесса формируются крутые фронты импульса (аб).рис 12-7)

                                                                                                                                            t

                       а

                          б

                                                                                                                                                 t

    

                                       а   

                                б

   Рис 12-7 эпюры напряжений на выходе мультивибратора

       Лавинообразный процесс прекращается после того, как V войдет в режим насыщения, а V- в режим отсечки. Тогда , а .

В схеме наступает состояние квазиустойчивого равновесия, во время которого формируются плоские вершины (см. графики) импульсов.

Режим насыщения V поддерживается отрицательным смещением на базе от  через , а режим отсечки V поддерживается положительным потенциалом .

При этом  заряжается по контуру: с постоянной времени зарядки , а  перезаряжается по контуру: с постоянной времени перезарядки.            

Ждущий мультивибратор с коллекторно-базовыми связями (одновибратор)

Этот мультивибратор используется для получения одиночных импульсов заданной длительности (рис 12-8).

.                    Рис. 12-8.Схема ждущего мультивибратора (одновибратор).

Из рис 12-8 видно, батарея Еб запирает транзистор  и открывает он тогда, когда его подключают к Езап (запускающаяся батарея). Параметры сопротивлений Rк1 и Rк2 подбираются так, чтобы  был закрыт батареей + Еб, а  был бы открыт и насыщен. Зарядка конденсатора идет по цепи 0, ,С, Rк1  и .

Для генерации импульса на базу  подают запускающий импульс (-Езап),  и  открываются, в цепи устанавливается лавинообразный процесс, изменяются токи  и  и схема опрокидывается. После опрокидывания схема  открывается и переходит в режим насыщения, а  в режим отсечки. В этом случае  и  подсоединяются к нулевому зажиму .

Теперь  работает по цепи 0, ,, Rк1,. И по этой цепи  разряжается. Когда =0, то потенциал базы  тоже станет равен нулю. При значении 0  открывается и теперь  и - открыты, в схеме развивается лавинообразный процесс и схема опрокидывается. При этом  - закрыта, -открыт и ,  перезаряжается по схеме 0, ,,,. Схема опять приходит в устойчивое состояние, а на выходе получаются почти прямоугольные импульсы с любой заданной длительностью.

Триггеры на дискретных элементах

Триггер это устройство, имеющее два состояния устойчивого равновесия, которые скачкообразно переходят одно в другое под воздействием внешнего импульса.

Триггер – цифровой автомат, обладающий памятью и служащий для хранения одного разряда двоичных чисел (одного бита информации).Его называют также автоматом Мура.

Триггеры изготавливаются как на отдельных (дискретных) элементах, так и в интегральном исполнении. В различных устройствах они выполняют функцию счетных, переключающих, пороговых и запоминающих элементов.

Физические процессы удобнее рассмотреть на схеме триггера в дискретном исполнении с коллекторно-базовыми связями на биполярных транзисторах с независимым смещением (рис.12- 9).

 

Рис.12-9 Схема триггера с коллекторно-базовыми связями на биполярных транзисторах.

Схема триггера – двухкаскадный усилитель постоянного тока с ПОС, осуществляемой через цепи  и , которые соединяют коллектор одного с базой другого транзистора. Схема симметрична:   , V и V одного типа. В отличии  от мультивибратора триггер имеет источник смещения >0, (запирающий транзисторы ) и  и  в цепях связи между усилительными каскадами.

Параметры триггера подбираются так, чтобы открытый транзистор работал в режиме насыщения, а закрытый – в режиме отсечки. Открытый транзистор имеет потенциал коллектора, близкий к нулю (можно приписать ему уровень “0”), т.к. . Закрытый транзистор имеет потенциал коллектора близкий к напряжению источника питания, т.е.  (можно приписать ему уровень “1”), т.к. . Это состояние триггера устойчивое до тех пор, пока на вход триггера не будет подан запускающий импульс, который переводит триггер из одного устойчивого состояния в другое. Пусть триггер находится в таком устойчивом состоянии, когда V - открыт, а V - закрыт, т.е. , a . Это состояние протекает сколь угодно долго. На базу V снизу подается напряжение , а сверху , но т.к. , то на базу подается отрицательный потенциал, который удерживает V в состоянии насыщения. На базу V снизу , а сверху (с коллектора V) . Следовательно, на базу V подается положительный потенциал, который удерживает V в состоянии отсечки.

Чтобы вывести схему из устойчивого состояния нужно подать на базу  через  запускающий импульс положительной полярности (положительный потенциал) .

    

    

Uзап                        φб1             φб2                    φб1                φб2

                                                                                                                t

                                                                                                               t

                                 О               Н               О               Н

    

                                                                                                                t

                                Н                 О                Н

     

Рис.12-10 Эпюры напряжений на выходах  триггера:

,  - входные импульсы на базы  и ;

0 – отсечка;

Н – насыщение;

,  примерно равное .

Тогда  становится менее отрицательным и V начинает закрываться, а  - уменьшается и  - уменьшается. При этом  становится более отрицательным, а, следовательно,  тоже более отрицательным и V будет приоткрываться и т.д. Процесс будет развиваться лавинообразно и закончится тем, что V закроется (отсечка), а V откроется (насыщение). Чтобы вывести схему из этого устойчивого состояния, нужно подать запускающий импульс на базу открытого теперь V.

и  шунтируют  и   ускоряют процесс открывания и закрывания VT.  Их обычно называют ускоряющими. Если V открыт, а V закрыт, то  и . Как только V закроется,  начнет заряжаться и в цепи базы V потечет зарядный ток, который добавится к току базы открывающегося V. Это ускорит процесс открывания V.

Схемы запуска триггера

Существует два способа запуска триггера: раздельный и счетный (общий).

Раздельный запуск.(без пунктирной линии)

Раздельный запуск осуществляется подачей импульсов одной полярности, попеременно то на один, то на другой входы триггера (на базы транзисторов).

Рассмотрим схему триггера с раздельным запуском с подачей запускающих импульсов на базы через диоды (рис.3).

  Рис 12-11 Схемы запусков триггера

V и V,  и ,  и  - элементы цепи запуска. Пусть  V открыт (насыщен), а V закрыт (отсечка). Подадим на    . Он продифференцируется  на два коротких импульса остроконечной формы и противоположенной полярности. Так как открыт, то , а, следовательно, , но . V открыт и пропустит положительный импульс на базу. Тогда V начинает закрываться, а V открываться. В результате лавинообразного процесса V закроется (отсечка), а V откроется (насыщение). Это состояние будет сохраняться до тех пор, пока не поступит на . Когда V закроется, то  , VД1 закрывается и отключает  от базы V (поэтому диоды V и V называются отсекающими).До подачи следующего разряжается через . Такой триггер называют RS- триггером.

Счетный запуск (с учетом пунктирной линии, С31 переносится на 1 и С32 на 2)

При счетном запуске импульсы определенной полярности подаются на общий вход и каждый импульс приводит к опрокидыванию триггера. В отличие от RS- триггера здесь  и  соединены вместе. Эта схема применяется для счета импульсов.

Пусть V открыт (режим насыщения) (, ), а V закрыт (режим отсечки) (, ). Тогда V открыт, а V - заперт.  заряжен до 0, а  до . Положительный , продифференцированный , проходит через открытый  на базу V, подзакрывая его. При этом V начинает открываться  становится более отрицательным). В результате лавинообразного процесса V запирается, а V открывается, т.е. триггер опрокидывается. V и V пропускают запускающий импульс только на базу открытого VТ2.

Разрешающие время триггера – время, за которое триггер переходит из одного устойчивого состояния в другое.

- время, в течение которого транзисторы открываются и устанавливается ПОС;

- время, в течение которого длится лавинообразный процесс;

- время, в течение которого заканчивается переходной процесс;

Величина, обратная , называется быстродействием триггера.

              

Основные логические элементы.

В алгебре логики истинность суждения (высказывания) обозначают символом "I", а ложное-"0". Значение параметров электронных элементов необходимо перевести на язык алгебры логики ("0" или "I"). Значение параметров можно задавать уровнем напряжения или полярностью импульсов.

Если сигналы подаются в виде высокого и низкого напряжения, то такой способ подачи сигнала называть потенциальным. Логика называется положительной, если высокому потенциалу приписывается "I", а низкому "ноль" "0".

Логика называется отрицательной, если высокому потенциалу приписывается «0»,а низкому «1»

Если сигнал подают в форме импульса, то такой способ подачи называют импульсным. Наличие импульса – «1», отсутствие  - «0». Это положительная логика. Если наоборот- отрицательная логика. Если наоборот-отрицательная.

Любые логические операции можно выполнить с помощью трёх основных и простых логических элементов(базисных логических функций), выполняющих операции:

"НЕ"- логическое отрицание (инверсия); "И"- логическое умножение (конъюнкция);

"ИЛИ"-логическое сложение (дизъюнкция).

Функционально полную систему могут обеспечить составные (комбинированные) логические    элементы, выполняющие логические операции:

"И-НЕ"- отрицание конъюнкции;

"ИЛИ-НЕ"- отрицание дизъюнкции.

Логические элементы в дискретном исполнении

Базисные логические функции(логические элементы) могут быть представлены как в дискретном исполнении, так и методами интегральной технологии. Базисные логические функции(логические элементы) «И», «ИЛИ» и «НЕ» могут выполняться на диодах, резисторах, биполярных полевых транзисторах. В соответствии с конструкцией построения логических элементов различают резисторно-транзисторную логику(РТЛ), диодно-транзисторную(ДТЛ), транзисторно-транзисторную логику(ТТЛ), а также логику на полевых транзисторах(«р»-канальная-рМОП, «n»-nМОП), комплементарную (КМДП) и динамическую (МОП).

Логический элемент "НЕ" (логическое отрицание)

Логический элемент "НЕ" имеет один вход и один выход. Условно обозначается в схемах:

Таблица истинности операции "НЕ" имеет вид:

X

Y

0

1

1

0

Логический элемент " НЕ" представляет собой усилительный каскад на транзисторе, включённом по схеме ОЭ и работает в ключевом режиме. На вход подаются положительные сигналы в положительной логике. Используется транзистор типа n-p-n (рис.3-12.).

 

Рис. 12-12. Электронная схема реализующая логический элемент "НЕ".

Допустим, что транзистор VT закрыт отрицательным потенциалом на базе от -Еб. Если на "Вх" подать низкий потенциал, соответствующий "0" , то VT остаётся закрытым, а при этом Iк=0 и .

Следовательно, на выходе будет высокое напряжение соответствующее "I". 

Если на “Вх” подать высокий положительный потенциал соответствующий "I", то VT будет в состоянии насыщения и.

.Такой логический элемент еще называют "инвертором".

Логический элемент "И" (логическое умножение)

Обозначается. Элемент имеет как минимум два входа и один выход. Условное обозначение элемента “И”:


Таблица истинности операции «И» имеет вид:

X1

X2

Y

0

0

0

0

1

0

1

0

0

1

1

1

Схема двухходового элемента «И» на биполярных транзисторах показана на рис 12-13.

Рис 12-13. Электронная схема, реализующая логический элемент «И».

Из схемы (рис 3-13) видно, что транзисторы VT1 и VT2 соединены последовательно и электрический ток может протекать тогда, когда открыты оба транзистора. В том случае, когда один из транзисторов будет закрыт, то на входе напряжение будет равно «0», что соответствует  таблице истинности. Этот логический элемент называется конъюктор.

Логический элемент «ИЛИ» (логическое сложение)

                                                                                                          

Обозначается .

Таблица истинности операции «или» имеет вид:

X1

X2

Y

0

0

0

0

1

1

1

0

1

1

1

1

Схема двухходового логического элемента «ИЛИ» показаны на рис 12-14.

Рис 12-14. Электронная схема, реализующая логический элемент «ИЛИ».

Схема элемента «ИЛИ» выполнена на биполярных транзисторах  (технология транзисторно-транзисторной логики). Если на входы и  не подается напряжение, то TV1 и TV2 заперты и на  (на выходе) нет напряжения, и это соответствует тому, что на выходе логический «0». Если на один вход или на оба входа подается положительное напряжение (логическая «1»), то один или оба транзистора открываются и на выходе появляется положительное напряжение, отображающее «1», что соответствует таблице истинности. Этот логический элемент еще называют дизъюнкцией.

Логический элемент «И-НЕ» (отрицание умножения, штрих Шеффера)

Условное обозначение в схемах.

Таблица истинности операции “И-НЕ” имеет вид:

X1

X2

Y

0

0

1

0

1

1

1

0

1

1

1

0

Рассмотрим схему «И-НЕ»  (элемент Шеффера, рис 12-15)

Рис 12-15. Электронная схема, реализующая логический элемент «И-НЕ» (выполнена в ТТЛ).

Данная схема предназначен для работы от сигналов в виде напряжений, отрицательной полярности в отрицательной логике. (рис 3-15)

При отсутствии сигналов на входах схемы,  и заперты положительным смещением , тока нет и на выходе (то есть «I»).Когда на входы одновременно будут поданы ( то есть «I») и, то V и V откроются и на выходе .Если на ВхI подать «0», а на Вх2 –«1», то  будет заперт, а  открыт, тока в цепи нет и  (логическая «1»). Если на ВХ1 подать «1», а на ВХ2 – «0», то на выходе также (логическая «1»)

Логический элемент «ИЛИ-НЕ»(отрицание сложения, элемент  Пирса)

Условное обозначение в схемах (логического элемента «ИЛИ-НЕ»

Таблица истинности логического элемента «ИЛИ-НЕ» :

X1

X2

Y

0

0

1

0

1

0

1

0

0

1

1

0

Рассмотрим схему элемента «ИЛИ-НЕ» (рис 12-16) :

Рис 12-16. . Электронная схема, реализующая логический элемент «ИЛИ-НЕ».

Схема (рис 12-16) работает от сигналов в виде напряжений отрицательной полярности в отрицательной логике. Схема выполнена на транзисторе и работает как логический элемент "НЕ" с несколькими входами (не менее двух).

При отсутствии на входах сигналов транзистор заперт положительным смещением +Еб на базе, тогда Iк=0 и Uвых = -Ек (т.е. "I"). Когда на любой из входов поступит сигнал Ubx = Uo (т.е. "I"), то транзистор отпирается и Uвых 0 (т.е. "О") и т.д. Здесь чаще всего используют МОП-транзисторы, т.к. у них высокая степень интеграции и повышенная помехоустойчивость.

Основываясь на законах алгебры логики можно любой логический элемент заменить устройством, собранных только на двухходовых элементах И-НЕ.

1). Операция НЕ, ,

РИС 12-17

Таблица истинности операции «НЕ».

у

0

0

1

1

1

0

2). Операция И,

Таблица истинности операции «И».

Х1

Х2

И1

НЕ(у1)

И2

НЕ (у)

0

0

0

1

1

0

0

1

0

1

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

1

3). Операция «ИЛИ»,

Таблица истинности операции «ИЛИ».

Х1

Х2

И1

И2

И1

И2

И3

У(или)

0

0

0

0

1

1

1

0

0

1

0

1

1

0

0

1

1

0

1

0

0

1

0

1

1

1

1

1

0

0

0

1

4). Операция сложения по модулю два (исключающее ИЛИ),

Таблица истинности операции «исключающее ИЛИ».

Х1

Х2

И1

И2

И1

И2

И3

И4

И3

И4

И

НЕ(У)

0

0

0

0

1

1

0

0

1

1

1

0

0

1

0

1

1

0

0

1

1

0

0

1

1

0

1

0

0

1

1

0

0

1

0

1

1

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

0

Триггеры в интегральном исполнении

Обычно триггеры выполняют в виде интегральных микросхем.   Такие триггеры состоят из логических элементов и блок-схема такого симметричного триггера со счетным входом изображена на рис. 12-18

Он состоит из алогических элементов «ИЛИ» (цепь запуска) и «НЕ» (однокаскадные усилители -инверторы), соединенных цепями перекрестной обратной связи.

Симметричный триггер работает следующим образом. Предположим, что на вход первого инвертора HE1 сигнал не подан - «О». В этом случае на его выходе появится сигнал «1». Этот сигнал, пройдя через логический элемент ИЛИ2, поступит на инвертор НЕ1. В результате на выходе инвертора НЕ2 установится напряжение, соответствующее «О». Сигнал «О» поступит на вход элемента ИЛИ1 а далее на вход инвертора HE1. Если учесть предположение, что входные сигналы триггера равны «О» то триггер все время будет находится в устойчивом состоянии. Это состояние изменится только тогда, когда на Bxl будет подан сигнал «1». Процесс перехода триггера в новое устойчивое состояние произойдет аналогично описанному выше.

Рис. 12-18 Блок-схема  статического  триггера.

Рис.123-19. Схема для установочного запуска триггеров.

Симметричные триггеры, применяемые в ЭВМ, должны отвечать следующим требованиям:

1.Триггер должен сохранять устойчивое состояние в реальных условиях эксплуатации ЭВМ, т.е.
при суммарном воздействии всех дестабилизирующих факторов и помеховых импульсов.

2.При каждом воздействии запускающего импульса триггер должен бесперебойно срабатывать.

3.Триггер должен обладать заданной нагрузочной способностью, т.е. он должен нормально работать на нагрузку, включаемую по мере необходимости на выход триггера.В логических схемах ЭВМ, в устройствах памяти, регистрах, счетчиках, преобразователях кода и т.д. применяются цепочки из рядов последовательно - соединенных триггеров. Часто возникает необходимость возвратить всe триггеры данного ряда в исходное состояние, т.е. осуществить «сброс» триггеров. Это обычно производится при помощи одновременной подачи на входы всех триггеров данного   ряда специального сбрасывающего (или установочного) импульса. Для этой цели используется один общий источник импульсов, работающий по схеме, приведенной на рис.3-19.

Резисторы R1, R2,..., Rn включаются для выравнивания токов во всех каналах запуска, диоды VД1,... VДn применяются для разделения цепей установочного запуска.

В случае применения триггеров со счетным входом установочный импульс   может подаваться на коды триггеров после дифференцируемых емкостей.

Интегральная технология и использование методов алгебры логики позволили создать большое число различных триггеров на базе логических элементов, различающихся структурой цепей управления и режимами работы. Триггер состоит из цепей управления и запоминающих устройств и имеет один, два (или более) входа и два выхода. Каждый из входов имеет определенное функциональное назначение, которое отражается в обозначении данного входа (R, S, К, D и т. д.). Цепи управления, в которые поступают входные (информационные) сигналы, преобразуют их в сигналы для запоминания и считывания.

Запоминающие устройства состоят из двух плеч, в каждом из которых одновременно хранятся сколь угодно долго два сигнала, один из которых соответствует логической 1, другой — логическому 0. Выход триггера Q, с которого в исходном состоянии снимается высокий потенциал, обычно называют прямым, другой — инверсным (обозначается).

Кроме симметричных триггеров в зависимости от выполняемых функций различают еще триггеры с раздельный запуском (RS-триггер), синхронный (RCS- триггер), со счетным запуском (Т-триггер), с элементами задержки или логическими переключающими схемами в цепях управления (D-триггер), универсальные JK-триггеры), на базе которых могут быть реализованы остальные типы триггеров.

По способу записи информации все триггеры подразделяют на асинхронные, в которых информация записывается непосредственно при поступлении входного сигнала, и тактируемые (синхронные), записывающие входную информацию только при поступлении разрешающего тактового импульса.

Названия триггеров составляют из типов входов. Синхронные триггеры бывают со статическими и динамическими входами. Динамическим называют такой вход, действие поданных уровней сигналов, на который прекращается после соответствующего переключения триггера. Рассмотрим примеры построения некоторых типов триггеров на базе логических элементов либо «ИЛИ — НЕ», либо «И — НЕ».

 

RC-триггер

Буквы R и S означают: R - раздельный вход установки в состояние О, S — раздельный вход установки в состоянии 1.
Схема асинхронного
RS триггера на двух логических элементах и его графическое обозначение в схемах показано на рисунке 12-20. Триггер имеет два прямых входа R и S и два выхода: прямой Q и инверсный . Перекрестная связь выхода каждого элемента ИЛИ — НЕ со входом другого обеспечивает схеме два устойчивых состояния. Предположим, что на входах R и S действуют уровни логического 0, не влияющие на состояние триггера. Примем для определенности, что на прямом выходе триггера Q имеет место уровень логического 0. Этот сигнал совместно с нулевым уровнем на входе S образуют на инверсном выходе  триггера уровень логической 1. Уровень логической 1, в свою очередь, формирует совместно с 0,на входе R на прямом выходе Q уровень логического 0. Это устойчивое состояние триггера называют нулевым по уровню на прямом выходе.

Таблица истинности асинхронного RS триггера (С).

   

вход

выход

Режим работы

S

R

Q

0

0

0

1

хранение

1

0

1

0

Запись 0

0

1

0

1

Запись 1

1

1

x

x

запрещено

Рис12-20. Асинхронный RS  триггер на двух логических элементах ИЛИ-НЕ, и его графическое обозначение.

Переключают триггер в другое состояние тподачей на один из входов сигнала логической 1, при подаче на вход R уровня 1, а на вход S уровня 0 на инверсном выходе устанавливается сигнал Q=0, который переводит триггер в состояние 1, соответствующее Q = 1. Аналогично происходит переключение триггера и при подаче уровня логической единицы на вход S.

Для RS-триггера существует запретная комбинация входных сигналов. Триггер теряет свойства (его состояние становится неопределенным) при одновременной подаче на входы R и S уровня логической 1. Если отпирающие импульсы действуют одновременно, то триггер оказывается временно в симметричном состоянии, из которого он может выйти равновероятно в любое из двух устойчивых состояний. Таким образом, результат неоднозначный, что недопустимо.

В схеме рис. 12-21 элементы «ИЛИ — НЕ» могут быть заменены элементами «И — НЕ». Свойства триггера при этом сохраняются, но управление им должно производиться уровнями логического 0. Такой триггер можно рассматривать как RS-триггер с инверсными входами. Более сложные триггеры D-, Т- и JK-типов выполняют на базе одного или двух RS-триггеров с использованием в цепях управления элементов задержки или логических переключающих схем. Наибольшее распространение получили триггеры с логическими переключающими схемами в цепях управления, поскольку интегральное исполнение элементов задержки затруднено.

Таблица истинности асинхронного RS триггера.

вход

выход

Режим работы

S

R

Q

0

0

0

1

запрещено

1

0

1

0

Запись 0

0

1

0

1

Запись 1

1

1

x

x

хранение

рис. 12-21 Асинхронный RS триггер на двух логических элементах И-НЕ (a ) и его графическое изображение(б)

RCS-триггер (синхронный)

Если необходимо, чтобы триггер реагировал на изменение входного сигнала только в определённый интервал времени, то используют триггерные устройства с синхронизацией (рис.12-22).

Это - триггеры RSC - типа. Они имеют дополнительный синхронизирующий вход С.     

Если С = 0 , то при любых значениях R и S сигналы на входах RS-триггера логические "1" и состояние RS-триггера не меняется.

Если C = 1,S=1,R = 0,to формируется нулевой сигнал на выходе Э1 и RS-триггер устанавливается в "1" (Q= 1, =0).

Если С = 1, S = 0, R = 1 , то появляется "0" на выходе Э2 и RS-триггер устанавливается в "0").

Значение входных сигналов S = 1,R=1,C=1 приводит к неопределенному состоянию устройства. Следовательно, такое состояние схемы является запрещенным.

С

S

R

Q

Составляющие

1

1

1

x

x

Запрещено

1

1

0

0

1

Сост. 1

1

0

1

1

0

Сост . 2

0

1

0

0

1

не меняется

0

0

1

0

1

не меняется

Таблица истинности синхронного RS триггера.

Рис.12-22 Синхронный RCS-триггер (a) , графическое изображение(б) и таблица истинности(в)

D-триггер

D-триггер построен на логических элементах «И-НЕ» и изображен на рис 12-23.

Рис 12-23. Логическая схема D-триггер

D-триггер- это триггер, который повторяет на своем выходе состояние входа. Из рис 12-23 видно, что D-триггер можно образовать из RS-триггеров, если на их входы одновременно  подавать инверсные сигналы. Информация в D-триггерах хранится за счет синхронизации и в этой связи D-триггеры имеют информационный вход D и вход синхронизации С. В описываемом триггере сигнал на входе передается на выход только по сигналу синхронизации и этот триггер называется триггером с запоминанием информации (триггер задержки).

Условное графическое обозначение D-триггера представлено на рис 12-24.

.

Рис 12-24. D-триггер в интегральном исполнении.

Таблица истинности D-триггера.

C

D

1

0

0

1

1

1

1

0

- логический уровень на этом выходе после подачи импульса синхронизации.

Т-триггер

Т-триггер состоит из двух синхронных RS-триггеров M и N, которые имеют синхронизирующие входы С и счетный вход Т и логический элемент НЕ (рис 12-25).

Рис 12-25. Т- триггер с синхронизирующим «С» входом в интегральном исполнении

Если, то на выходных триггера М будут такие же сигналы, а на входе S триггера М появится 1, (на выходе R=0). При подаче сигнала «1» на Т автоматически отключает триггер N от M и в то же время обеспечивает запись в него сигналов наS=1, наR=1. При условии, что Т=0 обеспечивает отключение триггера М и запись сигналов с его выходов проходит в триггер N, который переводится в состояние Q = 0,  = 1. И тем самым переходит в состояние, противоположное предыдущему.JK-триггер

Это наиболее универсальный триггер, который строится на основе двухступенчатого RS-триггера и двух логических элементов И-НЕ (рис 12-26).

Рис 12-26. Схема JK-триггера в интегральном исполнении.

При комбинации сигналов если J=1 и K=0, то при Q=0 получают на S(триггер М) единицу. После подачи первого синхронизирующего импульса на С, триггер установится в состояние Q=1.

При комбинации сигналов J=1 и К=0,то при Q=1 на S и R (триггера М) будут равны “0” и при подаче синхронизирующего импульса на С, триггер не будет изменять своего состояния.

Таким же образом по отношению к состоянию Q=0 действует сигнал К=1 при J=0.

При комбинации сигналов J=K=1получают S=1 (триггер М) и R=0 (триггер М) при Q=0 и S=0(триггер М) и R=0 (триггер М) при Q=1. Таким образом триггер переключается в противоположное состояние при соответствующем фронте сигнала на С.

Условное графическое изображение JK-триггера показано на рис 12-27.

Рис 12-27. Условное графическое изображение JK-триггера

Таблица истинности JK-триггера.

J(t)

K(t)

Q(t+1)

Q(t+1)

Примечание

0

0

Q(t)

Q(t)

RS- режим

0

1

0

1

RS- режим

1

0

1

0

RS- режим

1

1

Q(t)

Q(t)

Режим  Т триггера

Таблица получения из JK-триггерa. RS, T, D-триггеров

 JK

RS

T

D

Тема 13. Комбинационные цифровые устройства.

Передача и хранение информации проводится с помощью знаков, под которыми следует понимать совокупность признаков распознания какого-либо объекта или явления.

Сообщение – это последовательность знаков, которые содержат некоторую информацию.

Аналоговый сигнал – это такой сигнал, который принимает произвольные значения в любой  момент времени

Импульсный  сигнал – это такой сигнал, который в течение короткого промежутка времени изменяется от другого постоянного значения (дискретные значения).

С помощью импульсных сигналов можно составить сообщение, которое отображает дискретную или аналоговую информацию.

Кодирование информации – это представление сообщения в виде комбинаций из числа исходных знаков, а кодированные сигналы называют цифровыми сигналами.

В вычислительной технике используется код с основанием два, например, цифры 0 и 1 в двоичной системе счисления. Символу 1 соответствует положительный импульс напряжения, 0 – отрицательный или отсутствие импульса. В двоичных символах можно закодировать и передать любую информацию.

К математическим основам цифровой техники относятся системы счисления (СС). Системы счисления в зависимости от основания бывают: десятичные с основанием десять, восьмеричные  с основанием восемь, двоичные с основанием два и т.д.

В цифровых устройствах используют элементы, которые имеют два устойчивых состояния и в этой связи двоичная система счисления чаще всего применяется для представления и обработки информации.

Все системы счисления разделяются на позиционные и непозиционные. Большое распространение для информационных систем получили позиционные системы счисления.

Позиционная система счисления -  это система представления чисел, в которой количественные значения каждой цифры, входящий в запись числа зависит от позиции в ряду цифр, представляющих число. Позиционные системы счисления, в которых для всех разрядов числа используется одинаковое основание, называются однородными. В однородной позиционной системе счисления с основанием «к» положительное число М(к) записывают в виде последовательности к-тых цифр: , где а – содержимое разряда; n- номер разряда. Чтобы записать числа в различных системах счисления используются различные цифры: в 2СС (0;1), в 8СС (0,1,2,3,4,5,6,7), в 16СС (0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,A,B,C,D,E,F). Согласно (1) приведём примеры записи целых чисел в различных системах счисления и перевода в десятичную систему:

    Логические устройства подразделяются на комбинационные устройства и последовательные.

    Комбинационные устройства – это устройства, в которых выходные сигналы в определённый момент времени определяются входными сигналами тот же момент времени.

    Последовательное устройство – это устройство (конечный автомат) обязательно имеют элементы памяти.

Сумматоры

Сумматоры выполняют следующие операции:

сложение

вычитание

деление

умножение

вычисление тригонометрических функций

и т.д.

Различают последовательные и параллельные сумматоры.

Последовательные сумматоры производят суммирование разряд за разрядом.

Параллельные сумматоры производят суммирование по всем разрядам сразу.

В сумматоре предусматривается устройство, которое функционирует перенос в старший разряд.

Рассмотрим схему полусумматора, представленного на рис 13-1.

Рис 13-1.Логическая схема полусумматора.

Этот полусумматор обеспечивает существование одноразрядных чисел при

и   =1.Значение младшего разряда сопровождается переходом в старший разряд.

Таблица истинности полусумматора

y(сумма)

P(i + 1)

0

0

0

0

0

1

1

0

1

0

1

0

1

1

0

1

Полный одноразрядный сумматор

Полный одноразрядный сумматор складывает три одноразрядных двоичных числа ,,и имеет два выхода ( и )

Действие этого сумматора можно описать следующими логическими функциями:

(13 - 1)

Преобразуем (13-2) на основании законов алгебры логики.

(13-4)

Рис 13-2. Логическая схема полного одноразрядного сумматора.

Условное обозначение полного одноразрядного сумматора.


Таблица истинности полного одноразрядного сумматора.

Pi

ai

bi

S

Pi+1

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

1

1

0

0

1

1

0

1

0

1

0

1

0

1

0

1

1

0

1

0

0

1

0

0

0

1

0

1

1

1

Сумматор по модулю два

Это устройство с двумя входами (x1, x2) и на выходе (Z) появится сигнал 1 в том случае, если на входы будут поданы сигналы 0 и 1. Этот Сумматор по модулю два называют схемой «исключающее ИЛИ!».

Рис13-3. Схема сумматора по модулю два.

Таблица истинности логической функции сумматора по модулю два.

X1

X2

Z

0

0

1

1

0

1

0

1

0

1

1

0

(единица в следующий разряд)

Если составить функцию по единицам таблицы истинности, то можно получить

(13-5)

Умножители

Рассмотрим умножение двоичных чисел на конкретном примере:

Из примера видно, что умножение двоичных чисел выполняется достаточно просто, так как умножение производится на «1» и «0». При этом множитель сдвигается каждый раз влево на один разряд  и затем они суммируются. Эту операцию можно реализовать с помощью регистра сдвига и сумматора.

Шифраторы(СД)

Это комбинаторное цифровое устройство кодирования, преобразующие десятичные числа в двоичную систему счисления. Логически схема шифратора показана на рис. 13-3.

Допустим на пульте находится 10 клавиш (от 0 до 9) и при нажатии одной из клавиш подается единичный сигнал x0,x1,..,x9, а на входе появится двоичный код.

Следовательно необходим в данном случае преобразователь, имеющий 10 входов и 4 выхода.

На входе должна появится «1» при нажатии любой нечетной клавиши.

Для остальных цифр кодирование смотри логическую схему шифратора.

Если подать сигнал на один из входов шифратора, то на выходе должен появиться двоичный код.

В том случае, если число входов составляет 2 n, то число выходов должно быть «n»и равно числу разрядов двоичного кода. Этим кодом можно закодировать 2 n ситуаций. На рис. 13-3 показана логическая схема шифратора при n=3.

Рис 13-3. Логическая схема шифратора.

Действие шифратора можно описать следующими логическими функциями:

Как видно из (13-6) три функции реализуются тремя дизъюнкторами, на входах которых образуется трёхразрядный двоичный код.

Условное обозначение шифратора.

Таблица истинности шифратора

Z 4

Z 3

Z 2

Z 1

0

0

0

0

0

1

0

0

0

1

2

0

0

1

0

3

0

0

1

1

4

0

1

0

0

5

0

1

0

1

6

0

1

1

0

7

0

1

1

1

8

1

0

0

0

9

1

0

0

1

Дешифраторы

Дешифратор-это узел, преобразующий код, поступающий на его входы в сигнал только на одном из его выходов.

Дешифратор двоичного n-разрядного кода имеет 2 n-выходов в связи с тем, что каждому из двух значений входного кода должен соответствовать единичный сигнал на одном из выходов дешифратора.

Рассмотрим схему линейного дешифратора на три входа (рис 13-4)

Рис 13-4. Логическая схема дешифратора.

Таблица истинности для дешифратора сможет быть представлена такой же как для шифратора только наоборот. Распознавание дешифратора двоичных чисел состоит в том, что в зависимости от номера набора, поступившего на его вход сигнал «1», появится на одном определенном выходе (остальные выходы дадут «0»)

Таблица истинности для данного линейного дешифратора на 3 входа: (2 3 = 8 выходов)

(полный дешифратор 3-х разрядных чисел)

набора

Входы

Выходы

X1

X2

X3

Y0

Y1

Y2

Y3

Y4

Y5

Y6

Y7

0

1

2

3

4

5

6

7

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

1

1

0

0

1

1

0

1

0

1

0

1

0

1

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

0

0

0

0

1

Рассмотрение данной схемы (рис 13-4) показывает, что каждая из функций  представляет конъюнкцию 3-х переменных и может быть реализована с помощью 3-х ходовых схем логического элемента «И».

Следует заместитель, что бывают дешифраторы с синхронизирующим входом, при котором дешифрация кода будет произведена во время подачи синхронимпулься, который поступает на вход синхронизации(обычно обозначается «с»). Кроме того, еще должен быть управляющий единичный сигнал.

Действие дешифратора можно описать следующими восьмью логическими функциями (трёхразрядный дешифратор имеет 2 3 = 8 выходов)

             (13-7)

Очевидно, что в код входного числа входят сигналы «1» и «0», но логическое «И» не реагирует на сигнал «0». В этой связи в качестве источников сигналов «0» используют, например, сигналы с инверсных выходов триггеров.

Условное обозначение 3-х линейно дешифратора.

Преобразование кодов

Общие понятия:

Преобразователи кодов – это устройства для автоматического изменения по заданному алгоритму для соответствия между входными и выходными кодами без изменения их смыслового содержания.

1 тип:

Элементы входного кода соответствует элементу выходного кода.

Здесь эту роль выполняют последовательно-параллельные регистры. Такое устройство с объектом по двух проводному каналу на выходе передатчика строит преобразование параллельного кода в последовательный на выходе и наоборот.

2 тип:

Элементы выходного кода не соответствуют элементам входного.
В этом случае процесс происходит в 2 этапа:

1)сначала входной n-разрядный код преобразовывается в промежуточный дешифратор

2)промежуточный дешифратор преобразуется в требуемый n-разрядный код шифратором.

Мультиплексоры(коммутаторы)

Мультиплексор (MUX) – это комбинационное цифровое устройство, которое осуществляет коммутацию двоичного сигнала Хn с одного из n-входов на всего один выход. Процесс происходит в присутствии С-синхронизируещего импульса, а номер входа «n", подключаемого к выходу определяется сигналами А0, А1 и т.д. на так называемых адресных входах. (Адрес – это двоичная запись номера «n» коммутируемого входа).

Мультиплексор – это узел, осуществляющий преобразования параллельных цифровых кодов в последовательные.

Рассмотрим схему мультиплексора с синхронизирующим входом «С» (рис. 13-5)

 

Рис13-5. Логическая схема мультиплексора с синхронизирующим входом «С»

Условное обозначение мультиплексора

Таблица истинности мультиплексора

A1

A0

C

Y

любые

0

1

1

1

1

0

x1

x2

x3

x4

0

0

1

1

0

1

0

1

Формула перехода мультиплексора для выхода y:

     

(13-8)

Мультиплексор – это узел, осуществляющий преобразование параллельных цифровых кодов в последовательные. Рассмотрим схему мультиплексора без синхронизирующего входа (рис 13-6).

                             

                 Рис. 13-6 . Логическая схема мультиплексора без синхронизирующего входа.

Действие мультиплексора без синхронизирующего входа можно описать следующей логической функцией F1:

       

(13-9)

Таблица истинности мультиплексора без синхронизирующего входа

i

V2

V1

X1

X2

X3

X4

F1

1

0

0

0

0

0

0

1

1

2

0

1

0

0

0

1

1

1

3

1

0

0

0

1

0

1

1

4

1

1

0

0

1

1

1

1

Демультиплексор

Демультиплексор или распределитель выполняет функцию обратную мультиплексорам, т.е. преобразует последовательный вход в параллельный. Он осуществляет подключения входного сигнала на один из нескольких своих входов (каналов направления).

Для случая, когда n=4, демультиплексор в соответствии  с сигналами на адресных входах V1 и V2 передает двоичную информацию со входа на один их четырех выходов y1, y2,    y3, y4. В схеме даны описания логическими функциями перехода для каждого

выхода. (рис 13-7).    

 

                      Рис. 13-7. Логическая схема демультиплексора.

Схема сравнения или компаратор

Цифровые компараторы применяются для выполнения сравнения двух чисел, заданных  в двоичном коде. Эти компараторы могут определять для двух двоичных чисел «а» и «» операции а=, а>, a<. На рисунке 13-8 представлена схема одноразрядного компаратора, который представляет собой логический элемент «исключающее ИЛИ-НЕ». Работа схемы представлена таблицей истинности. Если, например, а> обеспечивается для четырехразрядного числа, в четырех случаях:

 а4>4 , а4=4 и а3>3 , или а4=4 , а3=3 и а2>2 , или а4=4 , а3=3 и а2=2 , а1>1 . В том случае если поменять местами аi иi  то а<.

Рис. 13-8. Логическая схема одноразрядного компаратора.

Таблица истинности одноразрядного компаратора:

а

y1(a >)

y3(a<)

0

0

0

1

0

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

0

1

0

Регистры (узлы накапливающего типа)

Регистр (RG) – это устройство для приема, преобразования, хранения и выдачи по команде информации. В качестве ячейки памяти используются RS, D или JK триггеры, которые могут хранить одноразрядные двоичные числа.

Для хранения n-разрядных чисел необходимо “n” триггеров.

Запись информации и считывание в триггере могут производиться:

Параллельно, всеми разрядами одновременно, т.е. во все разряды одновременно заносится один такт.

Последовательно, т.е. поочередно начиная со старшего или младшего разряда.

По способу ввода или вывода информации регистра различают:

Однофазного типа.

В этом случае операция производится только в прямом или только в обратном коде.

2) Парафазного типа.

В этом случае запись  и считывание производится как в прямом так и в обратном коде.

Регистры также разделяют на:

Асинхронные (функцию тактирующих сигналов производят управляющие сигналы)

Синхронные (управляющие сигнала стробируются тактирующими импульсами. (Стробирующий сигнал - это импульс, выделенный во времени)

Набор элементарных операций:

Установка – это запись в операционный элемент двоичного кода (установка «0» во всех разрядах счетчика).

Передача – прием – перезапись кода числа из одного операционного элемента в другой.

Сдвиг – это изменение положения разрядов кода относительно первоначального.

Преобразования – это адресная передача сигнала от многих источников к одному потребителю. 

Параллельный статический регистр

Схема параллельного статического регистра представлена на рис. 13-9.

Рис.13-9.  Логическая схема параллельного статического регистра

Условное обозначение параллельного статического регистра:

Запись и хранение в параллельном статическом регистре .

Начальное состояние  или ввод равняется «0», т.е. ввод отсутствует. На входах RS триггеры устанавливаются «1». Далее на х2=0, на х1=1, а при  (запись и чистка) = 1 переключает логический элемент  и на входе RS  триггера T1 появляется 0, а Q1=1. (Смотри работу RS триггера). На входе T2 остается 1 и соответственно на выходе T2 Q2=0.

Описанную работу регистра – это запись информации в регистр и ее хранение.

Считывание (рисунок 13-9).

На выходах у1 и у2, работающих в режиме хранения устанавливаются 0 при =1, на у1=1, на у2=0. Это и есть процесс считывания информации.

Параллельный регистр построенный на “n” триггерах (рисунок 13-10).

В исходное состояние (нулевое) на все n-триггеров необходимо подать TR=1 (TR подсоединяется ко всем RS триггерам к R см. предыдущую схему) запись и чистка.

Чтобы запомнить число х1 значение всех всех его n разрядов подаются на входы хi.  Подача сигнала Тпр(прямой)(это тактовый импульс). С числом х1i1, хi2, … , хin), которое хранится в регистре, могут выполняться поразрядные сложение числа, умножение и т.д. Когда подаются сигналы Тпр следующие, триггеры, хранящие значение «1» в разрядах числа х1, сохраняют своё состояние каким бы ни было значение одноименного разряда х2, а хранившие «0» либо сохраняют его(если значение одноименного разряда х2=0), либо переключаются в «1», если в разряде числа х2 есть «1».

Рис.13-10. Схема параллельного регистра, построенный на “n” триггерах.

Ввод:

             

Вывод:

(однофазный ввод в прямом коде)

Последовательные сдвигающие регистра(RG)

В таких регистрах ввод-вывод регистрируемого кода производится последовательно разряд за разрядом со сдвигами (передачей) состояния предыдущего триггера последующему.

i-1

i

i+1

0

1

1

0

0

1

1

1

0

1

0

1

1

1

0

1–вправо

0–влево
Сдвиг вправо на 1 разряд соответствует операции деления на 2, а сдвиг влево на 1 разряд соответствует операции умножения.

Последовательный регистр, построенный на D-триггерах (рис13-11).

Рис.13-11. Последовательный регистр, построенный на “D” триггерах (А) и его временная диаграмма (Б).

Условное обозначение последовательного регистра на D-триггерах:

По приходу тактового импульса «С» первый D-триггер записывает код «х» («0» или «1»), находящийся в этот момент на его D-входе, а каждый следующий D-триггер переключается в состояние, в котором до этого находился предыдущий. Таким образом записываемый сигнал проходит со входа D-триггера к выходу “Q” с задержкой, имеющий длительность большую, чем передний фронт тактового импульса. В этот момент и происходит запись информации. Каждый тактовый импульс последовательно сдвигает код числа в регистре на один разряд. Для записи «n»-разрядного кода необходимо «n» тактовых импульсов.

Расшифровка временной диаграммы

Допустим записано 4-х знаковое число (1011) в соответствующие разряды регистра Q4 =1, Q3 =1, Q2 =1, Q1 =1. Эта запись закончится после прихода 4-го тактового импульса. До следующего тактового импульса данное число хранится в регистре. Если необходимо получить хранимую информацию в последовательном коде, то ее снимают с Q4 в момент прихода следующих 4-х тактов (5-8). Это и есть режим последовательного считывания. При каскадном последовательном соединении регистров увеличивается информационная емкость, которая характеризуется количеством разрядов в регистре.

Счетчики импульсов (CTn).

Общие сведения.

Счетчик – это устройство у которого на входе есть последовательность импульсов, которые счетчик преобразует в цифровой код.

Счетчики – это конечные автоматы, внутреннее состояние которых определяется только количеством сигнала «1» пришедших на вход. Сигнал «0» не изменяет их внутреннего состояния.

Счетчики по направлению счета делятся на:

Суммирующие;

Вычитающие;

Реверсивные;

Начальное состояние для суммирующих счетчиков «0», т.е. все обнулено. При поступлении одного импульса все увеличивается на 1 и т.д.

Для вычитающих счетчиков во всех разрядах не «0», а «1».Начальные состояния реверсивных счетчиков представляется различными комбинациями. Для построения счетчиков используются в основном Т-триггеры и JK-триггеры.

Параметры счетчиков:

Мсr (Kсr) – модуль счета, т.е. количество импульсов которое может быть сосчитано счетчиком;

Быстродействие Тр – максимальная частота следования импульсов;

Количество триггеров, необходимых для работы счетчиков рассчитывают по формуле:

 

При Мсr = 2, N=1;

При Мсr = 10, N4;

При Мсr = 2n, N=n;

Условное обозначение счетчика:

Счетчики в зависимости от Мсr делятся на :

двоичные

десятичные

и т.д.

В зависимости от использования триггеров счетчики разделяются на:

синхронные

асинхронные.

Асинхронные последовательный двоичный счетчик с

последовательным переносом

Рис. 13-12. Схема асинхронного последовательного счетчика в последовательными переносами(АПДСПП) – (А), и его временная диаграмма (Б).

Синхронный параллельный двоичный счетчик (СТ2)

Такой счетчик обладает высоким быстродействием, т.к. тактовые импульсы одновременно поступают на входы всех триггеров счетчика. На схеме рис 13-13 показано, что

Т1, Т2, Т3 – … счетные входы, а Q1, Q2, Q3 – прямые выходы.

Вначале на R подается «1» и устанавливается «0» на всех выходах. На замкнутых через &     между собой входы T и Р0 поступают счетные импульсы.

Первый импульс пройдет на вход первого триггера и опрокинув триггер D1 в единичное состояние подготовит для передачи второго импульса на счетный вход D2. Прохождение  всех следующих импульсов дано на диаграмме (рис 13-16) и выполняются элементами  D4, D5, D6.

Рис. 13-13. Схема параллельного двойного счетчика (ПДС).

Рис. 13-14. Временная диаграмма ПДС.

Запоминающие устройства (ЗУ).

В вычислительных устройствах, которые предназначены для хранения, записи и считывания информации применяют запоминающие устройства.

Классификация ЗУ.

Оперативные запоминающие устройства (ОЗУ или RAM-Random access memory) эти устройства служат для записи и чтения информации в любом месте памяти.

Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ или ROM-Ready only memory) эти устройства служат для считывания ранее записанной информации.

Перепрограммируемые (репрограммируемые) запоминающие устройства (РПЗУ). Эти устройства служат для однократного и многократного изменения информации в ПЗУ. ЗУ, которые программируются пользователем называются ППЗУ или PROM-programmable read-only memory).

ОЗУ – это простейшие ячейки памяти, построенных на биполярных транзисторных структурах, в которых используется для запоминания электроёмкость p-n перехода. Изменяющийся электрический заряд ёмкости соответствует логическому нулю или единице. Такие ЗУ ненадёжны в работе вследствие рассасывания заряда токами утечки. На практике широко применяются статические ОЗУ, в которых запоминающаяся ячейка выполнена на триггере, схема которого выполняется либо на биполярных транзисторах, либо на полевых транзисторах. Примером статического ОЗУ может быть параллельный регистр, но применяется он только для создания ОЗУ малой ёмкости.

В статических ОЗУ записанная информация постоянно сохраняется и не разрушается при её считывании.

Динамические ОЗУ.  Элементом памяти может быть электроёмкость (например электроёмкость полупроводниковых устройств), что требует постоянного восстановления записанной информации в процессе её хранения. Эти ОЗУ имеют большой объём памяти, но технически более сложны в управлении. В динамических ОЗУ считывание информации сопровождается её разрушением.

Рассмотрим схему ячейки памяти ОЗУ на многоэмиттерных транзисторах (рис. 13-15), которая является частью матрицы памяти.

Рис. 13-15. Схема ячейки памяти на многоэмиттерных транзисторах, 4,3-разрядные сигналы, 1,2-адресные шины.

Если рассмотреть режим считывания (рис.4-19), то на шинах 1, 2 напряжение повышается. При условии VT1 – открыт, а VT2- закрыт,  электрический ток в управляющем эмиттере будет равен нулю и напряжение на 3 не изменяется, а в управляющем эмиттере VT1 появится разность напряжений, которая считывается усилителем.

ПЗУ имеют также ячейки памяти, объединённые в матрицу, но только в каждой ячейке не всегда записаны логические ноль и единица.

Чтобы получить нуль в необходимых ячейках памяти, необходимо закрыть доступ в нужную ячейку. Если матрица реализована на диодах, то чтобы получить нули в нижних диодах их пережигают в специальных устройствах.

Рассмотрим работы матрицы ПЗУ, (функциональная схема) изображённую на рис. 13-16.

Рис. 13-16. Функциональная схема ПЗУ.

Например с адреса на дешифратор адреса (на рисунке они не показаны) поступает команда с адресом строки, где записана информация и дешифратор подаёт по команде управления положительное напряжение, которое соответствует логической единицы будет передаваться только в вертикальные проводники, где остались диоды. В тех же проводниках (3 и 5), где отсутствуют диоды, действует логический ноль. Далее сигналы через усилители в шину данных посылаются кодовые комбинация 11010.

Перепрограммируемые устройства имеют ячейки памяти выполненную на полевом транзисторе с «плавающим» изолированным затвором. Обычно их называют ЛИЗМОП-транзисторы и его схема представлена на рис. 13-17.

Рис. 13-17. Схема запоминающей ячейки.

Если на сток подаётся большое напряжение, то происходит обратимый лавинный пробой диэлектрики и на «плавающий» затвор находится внутри диэлектрика SiO2  , то ток утечки незначителен и информация сохраняется довольно долго. Если подать необходимое напряжение на затвор, то происходит исчезновение заряда (туннельный эффект) с плавающего затвора и хранимая информация уничтожится. По описанному принципу работает и флеш-память.

Тема 14. Дискретная и цифровая обработка сигналов.

В настоящее время в радиотехнике и системах передачи информации используются дискретные и цифровые сигналы. К дискретным сигналам относятся сигналы, которые используются в системах передачи информации с амплитудно-импульсной модуляцией (смотри тему 11). Эти сигналы называются сигналами неквантованными по амплитуде.

Дискретизация сигнала – это замена во времени аналогового сигнала дискретной последовательностью отсчетов, которые следуют с интервалом времени. При дискретизации аналогового сигнала формируется множество его отсчетных значений соответствующей амплитуды. Соответствующие амплитуды представляют собой совокупность коротких импульсов чередующихся через заданный промежуток времени.

Рисунок

Рис 14.1 Аналого-цифровое преобразование сигналов (сверху вниз):

а)-аналоговый

б)-дискретизированный

в)-квантованный

г)-цифровой

Для того, чтобы дискретные сигналы представить цифровыми сигналами (кодирование) следует провести квантование по уровню напряжения (14.1 в). Обычно применяют квантование сигнала равномерное, при котором каждому фиксированному уровню сигнала присваивают определенное значение цифрового кода (14.1 в). Как правило при этом используют двоичные цифровые коды, состоящие из n-разрядов, каждый из которых имеет два значения 0 или 1 (пауза или импульс). На рис 14.1 г) представлено квантование на 23=8 уровней, что соответствует трехразрядному двоичному коду.

Цифровая фильтрация

Цифровые фильтры

Цифровая обработка сигналов обязательно включает фильтрацию, при которой производится выделение полезных составляющих сигнала и подавление помех. Эти функции выполняют цифровые фильтры. Цифровой фильтр – это электронное устройство, позволяющее выделять полезные сигналы в определенном диапазоне частот. Цифровой фильтр строится на трех элементах: элемент задержки (ячейка памяти), умножитель и сумматор. Дискретный сигнал на выходе элемента задержки отличается от входного на один такт входного сигнала. Далее этот сигнал попадает в умножитель и изменяется в заданное количество раз. И, наконец, сумматор суммирует необходимое количество сигналов. Если сравнить аналоговый фильтр с цифровым, то следует заметить, что аналоговый фильтр имеет в своей схеме конденсаторы или катушки индуктивности, которые на низких частотах имеют большие габариты, а в то же время цифровой фильтр можно изготовить в одном микрочипе.

Принцип действия цифрового фильтра

Допустим, что входная последовательность Un из трех единичных дискретных отсчетов U0, U1, U2 непрерывного сигнала подается на вход фильтра с импульсной характеристикой Sm в виде двух отсчетов (S0=1,5; S1=1)(рис 14-2 (1) и (2)). Когда действует первый сигнал, то возникает два отсчета (рис 14-2 (3)) и так далее. В результате на выходе цифрового фильтра создается сумма откликов (выходных отсчетов): 1,5; 2,5; 2,5; 1. (рис 14-2 (6)).

Рис 14-2. Цифровая фильтрация.

1 – входной сигнал;

2 – импульсная характеристика;

3, 4, 5 – отклики на 0,1 входные отсчеты;

6 – выходной сигнал.

и это условно определяет алгоритм линейной цифровой фильрации. Такой алгоритм показыает, что выходная последовательность – это дискретная свертка входного сигнала с импульсной характеристикой цифрового фильтра.

Цифроаналоговые преобразователи (ЦАП)

Цифроаналоговые преобразователи предназначаются для преобразования цифровых  сигналов в аналоговые. Следует заметить, что при этом каждому значению цифрового сигнала в двоичной системе соответствует его аналоговое значение, выраженное в единицах напряжения.

Для реализации ЦАП можно использовать дешифратор. Если на дешифратор подавать стабилизированное напряжение, то на выходе дешифратора, который отображает уровень логической единицы, напряжение должно быть одинаковым на всех десятичных выходах. Все выходные напряжения можно просуммировать и тогда  на выходе получают постоянное напряжение, значение которого будет соответствовать значению аналогового сигнала.

Схема простейшего преобразователя (ЦАП) показана на рис 14-3, который преобразовывает четырехдиапазонный код (х1, х2, х3, х4) в напряжение. Если в соответствующий разряд поступает логическая единица, то ключ при этом должен быть замкнут.

Рис. 14-3. Схема ЦАП.

В связи с тем, что входное сопротивление ЦАП подбирается очень малым, то устройство имеет потенциал равный нулю. При этом ток, формируемый в к-том разряде равен:

(хк – двоичный разряд кода)

(14-1)

Если умножить сумму разрядных токов на (-Rос), то выходное напряжение (аналоговый сигнал) составляет:

 U = -E (Rос /R)*N         

где 

(14-2)

Следует заметить, что устройство ОУ (рис 4-17) называется преобразователем токa в напряжение. Такой преобразователь имеет практически нулевое входное сопротивление и формирует напряжение на выходе пропорционально входному току

U=-R* Iвх.

 

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП)

Аналого-цифровые преобразователи предназначены для преобразования аналоговых сигналов в цифровые. Результатом такого преобразования является то, что непрерывное мгновенное значение напряжения сигнала заменяется дискретным значением эталонного напряжения (квантование сигнала по уровню). На входе АЦП обычно включают ОУ, который доводят уровень входного сигнала до необходимого значения и устройство выборки-хранения, производящие дискретизацию аналогового сигнала, запоминает его значение в момент отсчета (рис 14-4).

 

Рис. 14-4. Схема АЦП.

Конденсатор С с помощью ключа (Кл) подключается к Uвх на очень короткое время и заряжается до значения напряжения входного сигнала в данный момент времени. Затем конденсатор С подключается к ОУ, который исполнен по схеме повторителя (Коу=1, Rвх). В результате напряжение на конденсаторе не изменяется и тем самым «запоминает» значение сигнала в момент отсчета, выполняя операцию дискретизацию непрерывных сигналов.

Применение электромагнитных волн для различных видов связи

 Рассмотрев вопросы электромагнитных колебаний их модулирования, а также теорию электромагнитных волн можно установить принцип радиосвязи. Он состоит в том, что в антенне передающей радиостанции, настроенной в резонансе с генератором, возбуждаются сильные высокочастотные токи и антенна излучает электромагнитные волны.

  Если на пути  распространения электромагнитных волн поместить открытый колебательный контур, то в последнем будут возбуждаться вынужденные электромагнитные колебания. В том случае, когда частота вынужденных колебаний совпадает с частотой собственных колебаний возникает электрический резонанс и в контуре возникают заметные электромагнитные колебания, которые затем передаются через детектор в приемное устройство (телеграф, телефон, радио и т.д.).

 Впервые электромагнитные волны экспериментально получил Г. Герц (1888 г.). В своих экспериментах Герц, уменьшая число витков катушки индуктивности в контуре и площадь пластин конденсатора, а также раздвигая их перешел от закрытого к открытому электрическому колебательному контору (вибратор Герца), который позволил переменному электрическому полю заполнить окружающее контур пространство, что в свою очередь существенно повысило интенсивность электромагнитного излучения. Таким образом, эксперименты  Герца  показали, что электрические и магнитные поля распространяются в виде волн, поведение которых полностью описываются уравнениями Максвелла. Электромагнитные волны Герца отправлялись и принимались на небольшие расстояния. В дальнейшем А.С. Попов (1895г.) с помощью антенны и мощного излучения передавал сигналы с помощью электромагнитных волн на расстоянии десятков километров.

    Передача информации производится с помощью передающих и приемных устройств звукового диапазона частот с амплитудой и угловой модуляцией. Здесь не рассматриваются устройства с фазовой модуляцией, так как они сложны для понимания и в то же время они работают практически так же, так и устройства с частотой модуляцией. Амплитудный передатчик и все детекторы представляют собой чисто теоретические схемы, а частотный передатчик  представляет собой  вполне реальную схему. Дальность действия такого передатчика около 100 м. Принимать же сигнал можно на обыкновенном приемнике c FM  диапазоном (частота колеблется от 80-108 МГц). Схема амплитудного передатчика имеет следующие устройства: генератор высокочастотных колебаний (несущей); усилитель модулирующего сигнала; источник модулирующего сигнала (рис.14-5).

Рис. 14-5 АМ- передатчик

В качестве генератора высокочастотных колебаний обычно используют неинвертирующий усилитель, в состав которого входит операционный усилитель, R1 и R2 (рис. 6.-2, НУ). Работа такого усилителя заключается в следующем UA=UВХ, а напряжение UA снимаются с делителя напряжения

    

(14-3)

   Если UA=UВХ, то коэффициент усиления равен:

  

(14-4)

 Для получения высокочастотных синусойдных колебаний в схеме использован LC-генератор Хартли (рис.6.2, ГХ), в котором LC-контур настроен на определенную частоту, присоединенную к усилителю подобной схеме для того чтобы обеспечить усиление на его резонансной частоте. Конденсатор СБ снимает переменную составляющую с базы. Резисторы RБ1 и