49019

РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ НЕПРЕРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Распределение относительной среднеквадратичной ошибки (ОСКО) входных преобразований на четыре составляющих: ОСКО, вызванной ограничением мгновенных значений исходного непрерывного процесса, ОСКО, вызванной временной дискретизацией, ОСКО квантования исходного непрерывного процесса и ОСКО искажений сообщения, вызванных действием помех...

Русский

2013-12-19

916.5 KB

18 чел.

Федеральное агентство по образованию

ГОУ ВПО «Уральский государственный технический университет - УПИ»

Кафедра «Радиоэлектронных и телекоммуникационных систем»

РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ НЕПРЕРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ

Пояснительная записка к курсовой работе

по дисциплине: Теория электрической связи

Преподаватель:

Астрецов Д. В.

Студент:

Чернов М.Ю.

Группа

Р-33062

Номер варианта:

20

Дата:

27.05.2006

Екатеринбург 2006

Задание на проектирование

Исходными данными для выполнения работы являются:

1) статистические характеристики сообщения:

  •  значение показателей степени "к" – 3;
  •  значение частоты fo – 400 Гц;
  •  тип распределения сообщения – № 4;

2) допустимое значение относительной среднеквадратичной ошибки искажений сообщения при его преобразовании в цифровую форму и действии помех – = 1,5%;

3) вид модуляции сигнала во второй ступени – ОФМ.

В соответствии с перечисленными выше исходными данными и требованиями необходимо, руководствуясь полученными в процессе изучения дисциплины знаниями и умением, литературными материалами и рекомендациями методических указаний, выполнить следующие действия:

1. Распределение относительной среднеквадратичной ошибки (ОСКО) входных преобразований на четыре составляющих: ОСКО, вызванной ограничением мгновенных значений исходного непрерывного процесса, ОСКО, вызванной временной дискретизацией, ОСКО квантования  исходного непрерывного процесса и ОСКО искажений сообщения, вызванных действием помех.

2. По результатам распределения ОСКО должны быть рассчитаны уровни амплитудного ограничения входного сообщения, частота дискретизации, число уровней квантования и разрядность двоичного кода, представляющего сообщение в цифровой форме, энтропию сообщения и производительность источника.

3. С учётом заданного вида модуляции сигнала определить его параметры, характеризующие форму, и  требуемое  значение полосы пропускания приёмного устройства.

4. Рассчитать допустимое значение вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода, исходя из заданного значения ОСКО сообщения, вызванной искажением разрядного символа.

5. По полученному значению вероятности ошибки по формулам потенциальной помехоустойчивости найти минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения допустимого уровня искажения кода за счёт действия помех.

6. Сформировать сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Рассчитать требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала.

7. Рассчитать требуемое отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности на выходе фильтра, согласованного со сложным сигналом информационной последовательности, обеспечивающие значение вероятности ошибки воспроизведения информационного кода, не превышающего значении, рассчитанного по условию пункта 4 в случае приема сигнала с неизвестной фазой.

8. Сформировать и привести в пояснительной записке функциональные схемы оптимального и квазиоптимального приемных устройств, обеспечивающих при заданных условиях наилучшее качество приема сигнала выбранной формы при заданном виде модуляции.

9. Рассчитать требуемое отношение средней мощности исходного непрерывного сигнала к средней мощности шума в полосе сообщения, обеспечивающее пропускную способность канала связи, равную производительности источника сообщения.

10. Рассчитать пропускную способность дискретного бинарного канала с заданным значением вероятности ошибочного приема символа с предположением независимости передачи разных символов информационного кода. Сравнить полученное значение со значением производительности источника и объяснить причины несовпадения результатов.

В заключение необходимо разработать подробную функциональную схему передающей и приёмной частей системы передачи информации, привести её в пояснительной записке вместе с осциллограммами процессов в ключевых точках системы.


Содержание

[1]
Введение

[2]
Расчётная часть

[2.1] Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений

[2.2] Расчёт частоты (интервала) дискретизации

[2.3] Расчёт уровня амплитудного ограничения входного сообщения

[2.4] Расчет разрядности двоичного кода

[2.5] Расчёт допустимого значения вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода

[2.6] Расчёт длительности импульса двоичного кода

[2.7] Расчёт ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

[2.8] Расчёт информационных характеристик источника сообщения и канала связи

[2.9] Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма

[2.10]
Выбор сложных сигналов

[2.11]
Неоптимальный приём

[3]
Сводная таблица результатов расчётов

[4]
Графическая часть

  1.  
    Введение

В настоящее время цифровые системы передачи информации получили очень широкое распространение. Они позволяют передавать не только дискретные, но и непрерывные сообщения, которые преобразуются в цифровые. Преобразование непрерывного сообщения в цифровую форму необратимо введет к потере всей полноты передаваемого сообщения, соответственно к его ухудшению. Поэтому в цифровой системе передачи информации очень важно правильно и оптимально подобрать параметры входных преобразований, чтобы не сильно исказить передаваемое сообщение, и при этом не использовать большой частотный ресурс. Значительную роль в искажение передаваемого сообщения вносят также помехи в линии связи. Поэтому для обеспечения заданной точности приема передаваемого сообщения, необходимо знать какую мощность должен иметь передатчик, чтобы на приемной стороне сообщение было принято без искажений.

Курсовая работа имеет цель закрепить навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчёта характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналам связи с помехами.

  1.  
    Расчётная часть
    1.  Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений

При передаче непрерывного сообщения цифровым способом источники искажений сосредоточены на приёмной стороне в детекторе модулированного сигнала, а на передающей – в преобразователе непрерывного процесса в цифровой, т.е. в преобразователе "аналог-код". В свою очередь в последнем источнике можно выделить три причины возникновения искажений – временная дискретизация непрерывного сообщения, ограничение пиковых значений его и квантование. В реальных условиях все три операции выполняются практически одновременно в процессе преобразования аналогового сообщения в цифровую форму. Однако для удобства расчётов предполагается, что первой операцией является дискретизация, второй – ограничение, а третьей – квантование.

Эффективное значение относительной среднеквадратичной ошибки передачи информации можно в первом приближении представить в виде:

    = ,      ( 2.1.1 )

где 1 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения;

 2 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения;

 3 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения;

 4 – эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума.

При заданном значении возможно много вариантов подбора значений слагаемых в формуле ( 2.1.1 ). Выберем следующий вариант распределения значений заданной ошибки:

   и     (2.1.2)

%

= 0.474 %

Данный вариант распределения выбирается при расчёте параметров линий радиосвязи.

  1.  Расчёт частоты (интервала) дискретизации

Эффективное значение относительной ошибки временной дискретизации сообщения х (t) определяется следующим равенством

   1 = ,     ( 2.2.1 )

где Fд – частота временной дискретизации;

 Sx(f) – спектральная плотность мощности сообщения х(t).

Согласно заданию на проектирование форма спектральной плотности мощности сообщения определена равенством

   Sx(f) = ,     ( 2.2.2 )

где S0 – спектральная плотность мощности сообщения на нулевой частоте;

к – параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего сообщение;

 f0 – частота, определяющая ширину спектра сообщения по критерию снижения Sх (f) в два раза по сравнению с её значением на нулевой частоте Sх(0).

Подставляя ( 2.2.2 ) в ( 2.2.1 ), вычисляя интегралы и извлекая квадратный корень, получим выражение, связывающее значения ошибки 1 и частоты Fд. При заданном значении 1 можно найти минимальное значение частоты дискретизации Fд, обеспечивающее допустимую погрешность первого из входных преобразований сообщения.

Отсюда выразим и подсчитаем Fд.

  1.  Расчёт уровня амплитудного ограничения входного сообщения

Второе преобразование – ограничение размаха отклонений сообщения от среднего значения (математического ожидания), полагаемого равным нулю. Введение ограничения неизбежно при преобразовании непрерывного сообщения в цифровую форму, однако процесс ограничения вызывает искажения исходного сообщения. Степень искажений зависит от закона распределения (плотности вероятности) исходного сообщения и от отношения порога ограничения к эффективному значению входного сообщения.

Сообщение четвёртого типа имеет распределение Лапласа:

W4(х) = ,       (2.2.1)

где a – параметр сообщения, определяющий его дисперсию, которая равна

         (2.2.2)

Непосредственным интегрированием можно получить выражение для эффективного значения относительной ошибки, вызванной ограничением пиковых значений этого сообщения.

,        (2.2.3)

где       - пикфактор.      (2.2.4)

Пикфактор - отношение максимального пикового значения непрерывного сообщения к его эффективному значению.

При вычислении пикфактора  учтём, что эффективное значение сообщения х(t) равно одному вольту: , тогда из (2.3.2) найдем :

   ;

 =,

отсюда получаем:

 ;

 H4= 3.358

Максимальное отклонение мгновенных значений сообщения от нулевого среднего значения определим из (2.3.4):

 ;

Um = 3.358

Рис. . Зависимость

            Рис. 2. Плотность вероятности сообщения четвертого типа

   

  1.  Расчет разрядности двоичного кода

Связь эффективного значения относительной ошибки квантования з с числом разрядов Nр двоичного кода при достаточно высоком числе уровней квантования, когда ошибку можно считать распределённой по закону равномерной плотности, определяется выражением

    3 ,     ( 2.4.1 )

Таким образом, задавшись допустимым значением относительной ошибки з, можно найти число разрядов двоичного кода, обеспечивающее заданную точность преобразования:

   Nр = Е  + 1,    ( 2.4.2 )

где Е (х) – целая часть дробного числа х.

Приведённые выражения справедливы при квантовании с одинаковым шагом (интервалом) по всему диапазону изменений сообщения.

Таким образом, в результате входных преобразований сформирован сигнал ИКМ, обеспечивающий требуемый уровень точности передачи аналогового сообщения цифровым способом – с использованием двоичного кода. Дальнейшая задача заключается в определении условий, при которых дальнейшая обработка сигнала не приведёт к существенному повышению искажений.

  1.  Расчёт допустимого значения вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума, можно найти из формулы

    4 = 2Н ,    ( 2.5.1 )

где рош – вероятность ошибки приёма разрядного символа. приведённая формула справедлива при небольших значениях 4.

  1.  Расчёт длительности импульса двоичного кода

После определения частоты дискретизации и числа разрядов двоичного кода можно определить длительность импульса кодовой последовательности

   ,    ( 2.6.1 )

где с – длительность временного интервала, предназначенного для передачи сигналов синхронизации.

Выберем .

Тогда

.

  1.  Расчёт ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

Спектральная плотность мощности двоичной последовательности кодовых символов имеет вид функции (sin2 х)/х2, максимум которой находится на несущей частоте, а ширина главного лепестка по первым нулям спектральной плотности равна f0 = 2/u. На практике обычно ширина спектра определяется полосой частот, в которой сосредоточено 80-90% энергии (мощности) сигнала. По этому критерию для радиоимпульса прямоугольной формы обычно принимается

    fс  1/u.     ( 2.7.1 )

Это же значение имеет ширина спектра всего фазоманипулированного сигнала, так как несущие частоты обеих последовательностей совпадают.

fсФМ ; 

fсФМ=

  1.  Расчёт информационных характеристик источника сообщения и канала связи

Для расчёта энтропии источника сообщения воспользуемся приближённой формулой, которая является достаточно точной при большом числе уровней квантования:

Н(х)  [бит/симв],  (2.5.1)

где  W(х) - плотность вероятности сообщения;

     (2.5.2)

=   –  значение интервала квантования;

UМ = 3.358   –  порог ограничения сообщения.

Получим значение энтропии источника сообщения:

Н(x) = 10.238 [бит/симв].

Информационная насыщенность сообщения

Для оценки избыточности рассчитаем информационную насыщенность сообщения:

   IН(х) = Н(х)/НМАКС,     (2.5.3)

где НМАКС – максимальная энтропия источника, достигаемая при равномерном распределении:

     при       ,

где ;

= ,

где определяется по формуле  (2.5.2)

НМАКС = 12 [бит/симв];

Получим значение информационной насыщенности сообщения из формулы (2.5.3):

IН(х) = 0.853

Избыточность источника сообщения

Избыточность может быть найдена из выражения

   r(х) = 1 – IН(х) = ;   (2.5.4)

r(х) = 0.147

Производительность источника сообщения

Производительность источника сообщения находится из равенства

   I(х) = 2f0 Н(х), бит/с.    (2.5.5)

I(х) = 8.19 [кбит/с]

Пропускная способность канала связи

Пропускная способность канала связи определяется формулой Шеннона

   С = log 2  бит/с.   (2.5.6)

С учётом того, что пропускная способность канала должна быть не меньше производительности источника найдём значение отношения мощностей сигнала и помехи, требуемое для согласования источника сообщения с каналом связи.

log 2> 2 Н (х)          

Требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи:

Pс/Pш= 1458000

Реальная пропускная способность канала связи

Реальная пропускная способность канала связи определяется формулой:

,  (2.5.7)

где  - допустимое значение вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода (см. п. 2.8.).

R = 9.6 [кбит/с]

  1.  Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма

Рассмотрим алгоритм оптимального приёма, обеспечивающий потенциальную помехоустойчивость выделения бинарного сигнала. Полагая априорные вероятности передачи единиц и нулей двоичного кода равными 0.5, можно записать:

   рош = 1 – Ф,    ( 2.9.1 )

где Ф(х) =  - функция ("интеграл ошибок") Лапласа;

     -      ( 2.9.2 )

- отношение энергии сигнала Ес = Рс u к спектральной плотности N0/2 аддитивного "белого" шума;

    =  -    ( 2.9.3 )

- коэффициент взаимной корреляции сигналов, соответствующих передаче "единицы" и "нуля".

При использовании фазовой модуляции S1(t) = - S2(t) и из ( 2.9.3 ) следует, что = -1.

Тогда вероятность ошибочного приёма символа двоичного кода может быть найдена по формуле

   рош = 1 – Ф(q) = Ф(-q).    ( 2.9.4 )

Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи приведены на рис. 4. Задаваясь значением вероятности ошибки, полученной из приближённого равенства (2.5.1), можно найти требуемое значение отношения q2, обеспечивающее качество приёма при наилучшем способе.

Рис. 3.  Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи

  1.  
    Выбор сложных сигналов

Сформируем сложные сигналы, используя М-последовательность с числом импульсов =15.

Для передачи информационных символов:

Начальные условия:  

0 1 0 1;

С1 = С2 = 0; С3 = С4 = 1;

Следовательно, получаем

0 1 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1

Для сигнала синхронизации:

Начальные условия:  

0 1 0 1;

С2 = С3 = 0; С1 = С4 = 1;

Следовательно, получаем

0 1 0 1 1 0 0 1 0 0 0 1 1 1 1

Длительность импульса теперь должна уменьшиться и стать равной

Длительность импульса теперь должна уменьшиться и стать равной

   ик =  u,      ( 2.10.1 )

где N = 15 – количество импульсов в фазоманипулированном коде, несущем один символ (единица или ноль) информационного кода (длина последовательности).

Рассчитаем новое значение полосы пропускания приёмника:

  1.  
    Неоптимальный приём

При неоптимальном приёме выражения для вероятностей ошибок зависят от конкретной схемы, реализующей различение символов двоичного кода дискретного сигнала. При рациональном построении устройств некогерентной обработки можно использовать следующее приближённое выражение для вероятности ошибки при ОФМ:

   рош.      ( 2.11.1 )

В приведённой формуле считается, что априорные вероятности передачи единиц и нулей одинаковы, а

  q2 = Рсо / Рш = 2Рсо ик / N0 -     ( 2.11.2 )

- отношение максимальной (пиковой) мощности сигнала к мощности помехи на выходе согласованного с ФКМ сигналом фильтра.

Найдём требуемое отношение q2 для обеспечения заданного значения вероятности ошибки рош при некогерентной обработке и сравним его с подобным отношением для оптимального приёма:

= 26.381

Определим проигрыш в энергии (мощности) сигнала, вызванный неизвестностью начальной фазы:

-25.091%

  1.  
    Сводная таблица результатов расчётов

Параметр

Значение

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения (1)

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения (2)

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения (3)

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума (4)

Частота дискретизации (Fд)

3.082 кГц

Пикфактор (П)

3.358

Число разрядов двоичного кода (Np)

12

Ширина спектра сигнала ()

43.15 кГц

Ширина спектра сложного сигнала ()

0.647 МГц

Требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи ()

1458000

Требуемое отношение при оптимальном когерентном приеме

33

Требуемое отношение при оптимальном некогерентном приеме

26.381

  1.  
    Графическая часть

Рис. 4.  Структура информационного сигнала

Рис. 5.  Структура сигнала синхронизации

Рис. 6.  Диаграмма на выходе СФ, настроенного на информационные сигналы, когда на его вход приходит правильный (информационный) сигнал

Рис. 7.  на выходе СФ, настроенного на информационные сигналы, когда на его вход приходит неправильный (синхро) сигнал

Рис. 8. Оптимальный когерентный приемник

Рис. 9. Оптимальный некогерентный приемник

Рис. 10. Согласованный фильтр для информационного сигнала

Рис. 11. Согласованный фильтр для сигнала синхронизации

Рис. 14. Согласованный фильтр для одиночного прямоугольного видеоимпульса

Передающая часть:

Передающая часть:

5. Заключение

В ходе проведенной работы были закреплены навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами. Были рассчитаны характеристики помехоустойчивости и другие показатели качества передачи информации по каналам связи с помехами.

Были рассчитаны параметры входных преобразований и значения ошибок, вносимых ими. Входным преобразованиям необходимо отдать немалое внимание, так как они вносят определенный лимит на качество сообщения, и качество на приемной стороне выше заданного получить уже  не удастся. К искажениям также приводят помехи в линии связи, поэтому было рассчитано отношение мощности сигнала к мощности помехи, необходимое для обеспечения заданного качества приема.

Были сформированы также сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Рассчитали требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала. Сложные сигналы не дают выигрыша в помехоустойчивости. Однако их применение обеспечивает помехоустойчивость от подобных систем связи, что позволяет использовать одни и те же частоты для передачи множества сообщений одновременно. Были разработаны структурные схемы согласованных фильтров для информационных сигналов и сигналов синхронизации. Также проверили реакцию фильтров, когда на их вход приходят правильный и неправильный сигналы.

Была разработана общая структурная схема передачи информации.


6. Список используемой литературы

  1.  Расчет параметров цифровых систем передачи непрерывных сообщений. Методические указания к курсовой работе по дисциплинам “Теория электрической связи” и “Основы теории связи” / Д. В. Астрецов. Екатеринбург: УГТУ-УПИ, 2000.
  2.  Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для студентов вузов, обучающихся по специальности “Радиотехника” /С. И. Баскаков. М.: Высшая школа, 2000.
  3.  Радиотехнические системы передачи информации.: Учебное пособие для вузов / В.А.Борисов, в.в. Калмыков, Я.М. Ковальчук и др.; Под ред. В.В. Калмыкова. М.: Радио и связь, 1990.
  4.  Теория передачи сигналов. Учебник для электротехнических институтов связи /М. В. Назаров, Б. И. Кувшинов, О. В. Попов. М: Связь, 1970.


Формирование ОФМ

Модулятор сложных

сигналов

Σ

Формирование

ИКМ

Квантователь

граничитель

максимального

отклонения

Дискретизатор

Преобразование

в электрическую форму

Фазовый модулятор

Генератор тактовых импульсов

Усилитель мощности

Генератор сложных сигналов №1

Генератор сложных сигналов №2

Генератор несущей

Код синхронизации

АЦП

Декодер ОФМ

Информационный канал

Из линии связи

К получателю

Формирователь импульсов синхронизации

ЦАП

Формирователь ИКМ

Фазовый

детектор

τи

Пороговое устройство

Амплитудный детектор

Усилитель с согласованным фильтром №2

Усилитель с согласованным фильтром №1

Усилитель напряжения

Канал синхронизации

От источника сообщения

В линию

связи

Синхронный детектор

0

1

S1(t)

Х

РУ

ФНЧ

СФ

τи

Декодер ОФМ

ПУ

СФ2

ПУ

Декодер ОФМ

РУ

Интегратор

EMBED Equation.3  

СФ1

  1.  

 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

9806. Эвристические правила принятия рискового решения 113 KB
  Эвристические правила принятия рискового решения. В случаях когда риск рассчитать невозможно, принятие рисковых решений основывается на эвристике, представляющей собой совокупность логических приемов и методических правил отыскания истины. Рис...
9807. Факторы внешней среды в риск-менеджменте предприятия 34.5 KB
  Факторы внешней среды в риск-менеджменте предприятия. Факторы внешнего окружения предприятия формируют совокупность сред экономической, политической, правовой, социально-культурной, технологической, географической, институциональной. Каждая из них ...
9808. Среда прямого и косвенного воздействия на предпринимательскую структуру 67.5 KB
  Среда прямого и косвенного воздействия на предпринимательскую структуру. С целью конкретизации выбора стратегии развития, а значит и уменьшения риска допустить ошибку при прогнозировании и планировании своей деятельности, менеджеры предприятий оцени...
9809. Определяющие факторы внутренней среды в рискованной деятельности предприятия 32 KB
  Определяющие факторы внутренней среды в рискованной деятельности предприятия. Внутреннюю среду субъекта хозяйствования определяют факторы, которые требуют особого внимания в менеджменте риска. Это, во-первых, кадровый состав предприятия, его потенци...
9810. Рейтинг странового риска 46.5 KB
  Рейтинг странового риска. Страновой риск - это рискованные вложения средств в ценные бумаги субъектов хозяйствования, находящихся под юрисдикцией государства с неустойчивым социально-экономическим положением, проявлением массовых волнений, забастово...
9811. Макроэкономическая обстановка и характер управленческой деятельности в условиях риска 31 KB
  Макроэкономическая обстановка и характер управленческой деятельности в условиях риска. В процессе преобразований, происходящих в трансформационной экономике, менеджеры и предприниматели сталкиваются с большими трудностями. Часто они должны принимать...
9812. Приоритеты при регулировании взаимоотношений в системе природа - хозяйство - человек 51.5 KB
  Приоритеты при регулировании взаимоотношений в системе природа - хозяйство - человек Человеческая деятельность всегда связана с определенной опасностью. Стихийные бедствия, несчастные случаи, просчеты в хозяйствовании, отклонения при выпол...
9813. Приемы управления чрезвычайными ситуациями природного, техногенного и экологического характера 84.5 KB
  Приемы управления чрезвычайными ситуациями природного, техногенного и экологического характера. Изменение приоритетов в экологической и экономической политике государств, усиление опасности стихийных бедствий для субъектов хозяйствования требуют сов...
9814. Компенсация ущерба субъектов хозяйствования при проявлении форс-мажорных обстоятельств 30 KB
  Компенсация ущерба субъектов хозяйствования при проявлении форс-мажорных обстоятельств. Признание чистого риска потерь и создание дополнительных материально-денежных ресурсов для самострахования или переуступки риска страховым компаниям, а также пар...