49056

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ НЕПРИРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Вид модуляции сигнала во второй ступени – ЧМ. С учётом заданного вида модуляции сигнала определить его параметры характеризующие форму и требуемое значение полосы пропускания приёмного устройства. По полученному значению вероятности ошибки по формулам потенциальной помехоустойчивости найти минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи необходимое для обеспечения допустимого уровня искажения кода за счёт действия помех. Рассчитать требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала.

Русский

2013-12-20

2.06 MB

5 чел.

Федеральное агентство по образованию
ГОУ ВПО Уральский государственный технический университет - УПИ
кафедра «Радиоэлектронные и телекоммуникационные системы»

Оценка работы  

Члены комиссии  

 ______________________

Дата  ______________________

 

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ НЕПРИРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ

Курсовая работа

по курсу «Теория электрической связи»

                                               Подпись                           Ф.И.О.

Руководитель     Шкитенков В.В.

Студент     Болотова Е.А.

Группа Р-37082

Екатеринбург 2010


ЗАДАНИЕ НА КУРСОВУЮ РАБОТУ

Исходными данными для выполнения работы являются:

1. Значение показателя степени k = 6;

2. Значение частоты: fo = 400 Гц;

3.Допустимое значение относительной среднеквадратичной ошибки искажений сообщения при его преобразовании в цифровую форму и действии помех: = 0.2%;

4. Тип распределения сообщения – № 2 (нормальное);

5. Вид модуляции сигнала во второй ступени – ЧМ.

В соответствии с перечисленными выше исходными данными и требованиями необходимо, руководствуясь полученными в процессе изучения дисциплины знаниями и умением, литературными материалами и рекомендациями методических указаний, выполнить следующие действия.

1 Распределение относительной среднеквадратичной ошибки (ОСКО) входных преобразований на четыре составляющих: ОСКО, вызванной ограничением мгновенных значений исходного непрерывного процесса, ОСКО, вызванной временной дискретизацией, ОСКО квантования  исходного непрерывного процесса и ОСКО искажений сообщения, вызванных действием помех.

2. По результатам распределения ОСКО должны быть рассчитаны уровни амплитудного ограничения входного сообщения, частота дискретизации, число уровней квантования и разрядность двоичного кода, представляющего сообщение в цифровой форме, энтропию сообщения и производительность источника.

3. С учётом заданного вида модуляции сигнала определить его параметры, характеризующие форму, и  требуемое  значение полосы пропускания приёмного устройства.

4. Рассчитать допустимое значение вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода, исходя из заданного значения ОСКО сообщения, вызванной искажением разрядного символа.

5. По полученному значению вероятности ошибки по формулам потенциальной помехоустойчивости найти минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения допустимого уровня искажения кода за счёт действия помех.

6. Сформировать сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Рассчитать требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала.

7. Рассчитать требуемое отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности  помехи на выходе фильтра, согласованного со сложным сигналом информационной последовательности, обеспечивающее значение вероятности ошибки воспроизведения символа информационного кода, не превышающее значения, рассчитанного по условию пункта 4 в случае приема сигнала с неизвестной фазой.

8. Сформировать и привести в пояснительной записке  функциональные схемы оптимального и квазиоптимального приемных устройств, обеспечивающих при заданных условиях наилучшее качество приема сигнала выбранной формы при заданном виде модуляции.

9. Рассчитать требуемое отношение средней мощности исходного непрерывного сигнала к средней мощности шума в полосе сообщения, обеспечивающее пропускную способность канала связи, равную производительности источника сообщения.

10. Рассчитать пропускную способность дискретного бинарного канала с заданным значением вероятности ошибочного приема символа с предположением независимости передачи разных символов информационного кода. Сравнить полученное значение со значением производительности источника и объяснить причины несовпадения результатов.

В заключение разработать подробную функциональную схему передающей и приёмной частей системы передачи информации, привести её в пояснительной записке вместе с осциллограммами процессов в ключевых точках системы.


СОДЕРЖАНИЕ

[1] ЗАДАНИЕ НА КУРСОВУЮ РАБОТУ

[2] СОДЕРЖАНИЕ

[3] ВВЕДЕНИЕ

[4] РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ

[4.1] Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений

[4.2] Выбор частоты (интервала) дискретизации

[4.3] Расчет уровня амплитудного ограничения входного сообщения

[4.4] Расчет разрядности двоичного кода

[4.5] Расчёт допустимого значения вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода

[4.6] Расчет длительности импульса двоичного кода

[4.7] Расчет ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

[4.8] Расчет информационных характеристик источника сообщения и канала связи

[4.9] Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма

[4.10] Выбор сложных сигналов

[4.11] Неоптимальный приём

[5] СВОДНАЯ ТАБЛИЦА РЕЗУЛЬТАТОВ РАСЧЕТОВ

[6] ЗАКЛЮЧЕНИЕ

[7] СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

[8] ПРИЛОЖЕНИЕ 1

[9] ПРИЛОЖЕНИЕ 2

[10] ПРИЛОЖЕНИЕ 3

[11] ПРИЛОЖЕНИЕ 4

[12] ПРИЛОЖЕНИЕ 5

[13] ПРИЛОЖЕНИЕ 6

[14] ПРИЛОЖЕНИЕ 7

[15] ПРИЛОЖЕНИЕ 8

[16] ПРИЛОЖЕНИЕ 9

[17] ПРИЛОЖЕНИЕ 10


ВВЕДЕНИЕ

В настоящее время цифровые системы передачи информации получили очень широкое распространение. Они позволяют передавать не только дискретные, но и непрерывные сообщения, которые преобразуются в цифровые. Преобразование непрерывного сообщения в цифровую форму необратимо введет к потере всей полноты передаваемого сообщения, соответственно к его ухудшению. Поэтому в цифровой системе передачи информации очень важно правильно и оптимально подобрать параметры входных преобразований, чтобы не сильно исказить передаваемое сообщение, и при этом не использовать большой частотный ресурс. Значительную роль в искажение передаваемого сообщения вносят также помехи в линии связи. Поэтому для обеспечения заданной точности приема передаваемого сообщения, необходимо знать какую мощность должен иметь передатчик, чтобы на приемной стороне сообщение было принято без искажений.

Курсовая работа имеет целью закрепить навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчёта характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналам связи с помехами.


РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ

  1.  Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений

При передаче аналогового сообщения по цифровому каналу можно выделить два источника искажений: действие помех и сам способ преобразования сообщения в цифровую форму (входные преобразования). К входным преобразованиям относятся ограничение максимальных значений сообщения, дискретизация и квантование непрерывного сообщения. Таким образом, входные преобразования вносят три класса ошибок, которые можно считать некоррелированными. При этом эффективное значение относительной ошибки входных преобразований может быть найдено по формуле:

вх = , (1.1)

где 1 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения;

 2 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения;

 3 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения.

Суммируя ошибки, вызванные входными преобразованиями, и ошибку, вызванную помехами, получаем эффективное значение относительной среднеквадратичной ошибки передачи информации:

= , (1.2)

где 4 – эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума.

При заданном значении возможно несколько вариантов подбора значений слагаемых в формуле (1.2). Выберем следующий вариант распределения значений заданной ошибки:

i = , при i =  и 42 = 0,12 .                                                  (1.3)

1 = 2 = 3 = 0.115%, 4 = 0.063%.

  1.  Выбор частоты (интервала) дискретизации

Эффективное значение относительной ошибки временной дискретизации сообщения х (t) определяется равенством:

1=,                                               (2.1)

где Fд – частота временной дискретизации;

 Sx(f) – спектральная плотность мощности сообщения  х (t).

Форма спектральной плотности мощности сообщения определена равенством

Sx(f)=,                                                           (2.2)

где S0 – спектральная плотность мощности сообщения на нулевой частоте;

к – параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего        сообщение;

 f0 – частота, определяющая ширину спектра сообщения по критерию снижения Sх (f) в два раза по сравнению с её значением на нулевой частоте Sх (0).

При заданном значении 1 можно найти минимальное значение частоты дискретизации Fд, обеспечивающее допустимую погрешность первого из входных преобразований сообщения.

Подставляя (2.2) в (2.1), вычисляя интегралы и извлекая квадратный корень, принимая некоторые допущения, можно получить выражение, связывающее значения ошибки 1 и частоты Fд

,

Выражая отсюда , получаем

.                                                (2.3)

Подставляя числовые значения, получаем FД = 2.2 кГц.

  1.  Расчет уровня амплитудного ограничения входного сообщения

Сообщение второго вида х2(t) имеет нормальное распределение

W(х) = ,                                         (3.1)

где х2 - эффективное значение этого сообщения.

Эффективное значение относительной ошибки такого процесса, вызванной ограничением, связано с пикфактором соотношением

2 = ,                                    (3.2)

где вероятность выхода мгновенных значений второго сообщения за верхний и нижний пороги ограничения:

рогр = -                                  (3.3)

вероятность выхода мгновенных значений второго сообщения за верхний и нижний пороги ограничения;   

Ф(z) =  - функция Лапласа.

На Рис.1 приведён график зависимости 2 = f2) для сравнительно высоких значений Н и соответственно небольших 2.

Рис.1. Зависимость

Исходя из выбранного варианта распределения δ2 = , δ2 = 0,000115 =1.15.10-3, найдем соответствующее допустимой величине относительной ошибки 2 значение пикфактора Н = 4.2.

Полагая, что  найдем величину порога ограничения

,                          (3.4)

Рис.2. Распределение плотности вероятности сообщения 2-го вида

  1.  Расчет разрядности двоичного кода

Связь эффективного значения относительной ошибки квантования з с числом разрядов Nр двоичного кода при достаточно высоком числе уровней квантования, когда ошибку можно считать распределённой по закону равномерной плотности, определяется выражением

                                                                 з .                                                              (4.1)

Таким образом, задавшись допустимым значением относительной ошибки з, можно найти число разрядов двоичного кода,  обеспечивающее заданную точность преобразования:

 Nр = Е  + 1,                                               (4.2)

где Е (х) – целая часть дробного числа х.

Также необходимо учесть еще один импульс в начале, который будет опорным. Рассчитаем разрядность с учетом этого импульса:

.

Число уровней квантования:

.                                                              (4.3)

Подставляем числовые значения и получаем n = 4096.

Таким образом рассчитали число разрядов двоичного кода при достаточно большом числе уровней квантования, обеспечивающее заданную точность преобразования.

Приведенные выше расчеты справедливы для входных преобразований сообщения второго вида, и характеризуют сформированный сигнал ИКМ, обеспечивающий требуемый уровень точности передачи аналогового сообщения цифровым способом (использованием двоичного кода). В результате передаваемое сообщение не может быть принято с точностью большей рассчитанного уровня.

Последующие расчеты будут нацелены на то, чтобы минимизировать ошибки, связанные с передачей сигнала ИКМ.

  1.  Расчёт допустимого значения вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума, можно найти из формулы

 4 = 2Н ,                                                                   (5.1)

где pош – вероятность ошибочного приема одного из символов двоичного кода. приведённая формула справедлива при небольших значениях 4.

,                                                                (5.2)

подставляя числовые данные получаем .

  1.  Расчет длительности импульса двоичного кода

Длительность импульса кодовой последовательности можно найти из найденных ранее частоты дискретизации и разрядности двоичного кода

,                                                           (6.1)

где с – длительность временного интервала, предназначенного для передачи сигналов синхронизации.

Будем считать, что для синхронизации достаточно одного импульса, то есть с = u. Подставляя в (6.1) можно найти выражение для u

 ,                                                              (6.2)

Получаем .

  1.  Расчет ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

Для радиоимпульса прямоугольной формы обычно принимается

                       fс  1/u.           ( 7.1)

Для сигнала с частотной модуляцией ширина спектра увеличивается  по сравнению с предыдущим значением на расстояние между несущими последовательностей "единиц" и "нулей":

                 fс ЧМ  + fm.           ( 7.2)

Как правило, для уверенного различения несущих достаточно выбрать fm  1/u. Тогда для сигнала с частотной манипуляцией можно полагать:

                   fс ЧМ  2/u.                                                                               (7.3)

Получаем  fс ЧМ  

Перекрывание спектров должно произойти на уровне 0.5 от максимальной амплитуды, т.к. тогда  коэффициент взаимной корреляции ρ=0 и сигналы ортогональны. Если fс ЧМ > 2/u,  полоса частот расшириться, если fс ЧМ < 2/u, коэффициент взаимной корреляции ρ0 и произойдет проигрыш в энергии.

Рис.3. Спектральная плотность ЧМ сигнала

  1.  Расчет информационных характеристик источника сообщения и канала связи

При достаточно большом числе уровней квантования справедлива следующая формула

Н(х)[бит/симв],                          (8.1)

где W(х)  - плотность вероятности сообщения;

 h = 2UМ  2-Nр  - значение интервала квантования;

 UМ – порог ограничения сообщения.

H(x)=(бит/симв)

Рассчитаем информационную насыщенность сообщения:

 IН(х) = Н(х)/НМАКС,                                                           (8.2)

где НМАКС – максимальная энтропия источника, достигаемая при равномерном  распределении.

НМАКС =12 бит/симв,

IН(х) = .

Тогда избыточность может быть найдена из выражения

 r(х)=1–IН(х)=.                                              (8.3)

r(х) =.

Производительность источника сообщения найдем из равенства

 I(х)=2.f0.Н(х),бит/с.                                                          (8.4)

I(х) = 2.400.6.85=5.48.103 бит/с.

Пропускная способность канала связи определяется формулой Шеннона

С=log2бит/с.                                                   (8.5)

С учётом того, что пропускная способность канала должна быть не меньше производительности источника найдём значение отношения мощностей сигнала и помехи, требуемое для согласования источника сообщения с каналом связи.

Пусть log 2 =2.f0 Н (х), тогда .

= 1.328.104 = 41.23 .

  1.  Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма

Полагая априорные вероятности передачи единиц и нулей двоичного кода равными 0.5, можно записать:

рош=1–Ф,                                                     (9.1)

где   Ф (х) =   - функция ("интеграл ошибок") Лапласа;

 -                                                                         (9.2)

отношение энергии сигнала Ессu  к  спектральной плотности N0/2 аддитивного "белого" шума;

  =  -                                                      (9.3)

коэффициент взаимной корреляции сигналов, соответствующих передаче "единицы" и "нуля".

При использовании частотной модуляции = 0. Тогда вероятность ошибочного приёма символа двоичного кода может быть найдена по формуле

       рош = 1 – Ф (q/√2) = Ф (-q/√2),                                          (9.4)

Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи приведены на рис.4. Задаваясь значением вероятности ошибки, полученной из приближённого равенства (5.2), можно найти требуемое значение отношения q2, обеспечивающее качество приёма при наилучшем способе.

Рис.4. Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи

  1.  Выбор сложных сигналов

Чтобы эффективно использовать излучаемую энергию, будем применять сложные сигналы. Один сигнал должен  быть использован для синхронизации, второй – для передачи информационных символов.

Сложный сигнал для передачи синхронизирующих импульсов, обеспечит определение временного положения разрядных импульсов двоичного кода на приемной стороне, что необходимо как для восстановления аналогового сигнала на приемной стороне, так и для правильной регистрации и отображения цифрового сигнала. Длительность сигналы синхронизации составляет u, если увеличить его длительность, то произойдет потеря времени, а если уменьшить, то произойдет расширение спектра.

В качестве сложного сигнала предлагается использование фазокодовой манипуляции каждого из импульсов информационной бинарной последовательности либо сигналом Баркера, либо линейной рекуррентной последовательностью (М-последовательностью). Сравнение качества различных сигналов целесообразно проводить на основе их функций автокорреляции. С этой точки зрения наибольшей привлекательностью обладают сигналы (коды) Баркера, максимальный уровень боковых лепестков которых меньше максимального уровня главного лепестка в N раз, где N – число импульсов кода. Однако, максимальная длина кода Баркера N=13, более длинных таких кодов не найдено. Поэтому на практике значительно чаще используются линейные рекуррентные последовательности максимальной длины (М-последовательности).

Сформируем сложные сигналы, используя 15-ти элементные М-последовательности.

Для формирования сигнала информационных символов зададимся начальными условиями: n=4, d1=0, d2=1, d3=1, d4=0, С1=0, С2=0, С3=1, С4=1. Сформируем остальные элементы. Символы dk можно найти из рекуррентных уравнений

                          ,                                       (10.1)

где ,  - двоичные коэффициенты, принимающие значения “0” и “1”.

Суммирование в (10.1) ведется по “модулю 2”.

Получаем последовательность:  011010111100010.

Сформируем сигнал синхронизации:

Начальные условия: n=4, d1=1, d2=0, d3=1, d4=0, С1=1, С2=0, С3=0, С4=1. Остальные элементы:

Получаем последовательность:  101011001000111.

Вид модуляции – ЧМ, следовательно, при появлении “0” частота сигнала отличается от частоты “1” на определенное значение (1/u). Для наглядности изображения используем период заполнения равный длительности импульсов при “1” и двум длительностям импульсов при “0”.

Рис.5. Передача единицы

Рис.6. Передача нуля

Рис.7. Структура сигнала синхронизации

Длительность импульса теперь уменьшится в N раз:

 ик=u,                                                                                                               (10.2)

где  N – количество импульсов в фазоманипулированном коде, несущем один символ (единица или ноль) информационного кода (длина последовательности).

ик = =2.9 мкс.

Рассчитаем новое значение полосы пропускания приёмника:

fс ЧМ  

При использовании сложного сигнала энергия сигнала не изменится. Так как отношение сигнал/шум зависит лишь от энергии сигнала и спектральной плотности шума и не зависит от формы сигнала:

         .                                                               (10.3)

Значит использование сложных сигналов не приведет к изменению помехоустойчивости приемника. Однако при использовании сложных сигналов можно добиться ряда преимуществ, таких как: повышение помехоустойчивости по отношению к помехам от других подобных систем связи,  при действии узкополосных помех, многолучевом распределении сигнала и т.п. При использовании ортогональных сложных сигналов можно добиться увеличения эффективности использования частотного ресурса, то есть использовать множество каналов с ортогональными сложными сигналами, не используя при этом разделение по времени и по частоте. Кроме того, использование сложного сигнала позволяет обеспечить синхронизацию устройства восстановления аналогового сообщения по принятому цифровому сигналу.

  1.  Неоптимальный приём

При неоптимальном приёме выражения для вероятностей ошибок зависят от конкретной схемы, реализующей различение символов двоичного кода дискретного сигнала. Можно использовать следующее приближённое выражение для вероятности ошибки при ЧМ:

рош.                                                                    (11.1)

В приведённой формуле считается, что априорные вероятности передачи единиц и нулей одинаковы, а

 q2 = Рсо / Рш = 2Рсо ик / N0 –                                            (11.2)

отношение максимальной (пиковой) мощности сигнала к мощности помехи на выходе согласованного с ФКМ сигналом фильтра.

Найдём требуемое отношение q2 для обеспечения заданного значения вероятности ошибки рош при некогерентной обработке и сравним его с подобным отношением для оптимального приёма:

 

.

Определим проигрыш в мощности сигнала, вызванный неизвестностью начальной фазы.

.

Можно заметить, что проигрыш в отношении сигнал/шум, вызванный неизвестностью начальной фазы, небольшой.


СВОДНАЯ ТАБЛИЦА РЕЗУЛЬТАТОВ РАСЧЕТОВ

Параметр

Значение

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения (1)

1.15.10-3

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения (2)

1.15.10-3

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения (3)

1.15.10-3

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума (4)

6.3.10-4

Частота дискретизации (Fд)

2.2.103 Гц

Пикфактор (П)

4.2

Число разрядов двоичного кода (Np)

12

Ширина спектра сигнала ()

57.15 кГц

Ширина спектра сложного сигнала ()

686 кГц

Требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи

41.23 

Требуемое отношение при оптимальном когерентном приеме

63

Требуемое отношение при оптимальном некогерентном приеме

68.78


ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В ходе выполнения данной курсовой работы были изучены цифровые методы передачи непрерывных сообщений.

В расчетной части курсовой работы по исходным данным относительная среднеквадратичная ошибка была распределена на 4 составляющих, рассчитаны уровни амплитудного ограничения входного сообщения, частота дискретизации, число уровней квантования и разрядность двоичного кода, представляющего сообщение в цифровой форме, энтропию сообщения и производительность источника. Были определены параметры сигнала с частотной модуляцией, в том числе характеризующие его форму и требуемое значение полосы пропускания. Было рассчитано допустимое значение вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода, найдено минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения допустимого уровня искажения кода за счёт действия помех.

Были сформированы сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Сложные сигналы имеет большую базу, и поэтому диапазон частот, занимаемый сложным сигналом (ЧМ=686 кГц), значительно превышает минимально необходимый, определяемый длительностью передаваемого информационного символа (ЧМ=57.15 кГц). Сложные сигналы эффективно используют излучаемую энергию, и поэтому она остается неизменной, а т.к. отношение сигнал/шум зависит лишь от энергии сигнала и спектральной плотности шума, то помехоустойчивость приемника не изменяется. Однако можно добиться ряда других преимуществ (четкая и надежная синхронизация  приемном устройстве, повышение помехоустойчивости по отношению к помехам от других подобных систем связи,  при действии узкополосных помех, многолучевом распределении сигнала).

В работе были построены автокорреляционные функции для информационного сигнала, сигнала синхронизации, а также их взаимно корреляционные функции. Разработаны структурные схемы согласованных фильтров, а также подробная функциональная схема передающей и приёмной частей системы передачи информации.

Определен проигрыш в мощности сигнала, вызванный неизвестностью начальной фазы, он составил 8.41%.


СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

  1.  Д.В. Астрецов, Цифровые системы передачи непрерывных сообщений: Методические указания  к выполнению курсовой работы по дисциплине «Теория электрической связи». Екатеринбург: ГОУ  ВПО УГТУ-УПИ имени первого президента России Б.Н.Ельцина.  2010. 31 с.
  2.  Клюев. Л.Л, Теория электрической связи. Мн.: Дизайн ПРО, 1998. 336 с.
  3.  Пенин П.И., Филлипов Л.И., Радиотехнические системы передачи информации: Учеб. пособие для вузов. М.: Радио и связь, 1984. 256 с.
  4.  Пенин П.И.,  Системы передачи цифровой информации. Учебное пособие для вузов. М.: Сов. радио, 1976. 368 с.


ПРИЛОЖЕНИЕ 1

Передаваемый сигнал

Рис. П.1 Структура передаваемого сигнала


ПРИЛОЖЕНИЕ 2

Структурные схемы согласованных фильтров

Рис.П.2.1 Структурная схема СФ, настроенного на информационный сигнал

Рис.П.2.2 Структурная схема СФ, настроенного на сигнал синхронизации


ПРИЛОЖЕНИЕ 3

Прохождение информационного сигнала через фильтр, согласованный с информационным сигналом

Таблица П.3 К построению сигнала на выходе согласованного фильтра

Рис.П.3 Реакция СФ, настроенного на информационные сигналы, когда на его вход приходит информационный сигнал


ПРИЛОЖЕНИЕ 4

Прохождение сигнала синхронизации через фильтр, согласованный с информационным сигналом

Таблица П.4 К построению сигнала на выходе согласованного фильтра

Рис.П.4 Реакция СФ, настроенного на информационные сигналы, когда на его вход приходит сигнал синхронизации


ПРИЛОЖЕНИЕ 5

Прохождение информационного сигнала через фильтр, согласованный с сигналом синхронизации

Таблица П.5 К построению сигнала на выходе согласованного фильтра

Рис.П.5 Реакция СФ, настроенного на сигнал синхронизации, когда на его вход приходит информационный сигнал


ПРИЛОЖЕНИЕ 6

Прохождение сигнала синхронизации через фильтр, согласованный с сигналом синхронизации

Таблица П.6 К построению сигнала на выходе согласованного фильтра

Рис. П.6 Реакция СФ, настроенного на сигнал синхронизации, когда на его вход приходит сигнал синхронизации




ПРИЛОЖЕНИЕ 7

Функциональная схема передающей и приёмной частей системы передачи информации

Рис.П.7 Общая структурная схема передачи информации.



ПРИЛОЖЕНИЕ 8

Структурные схемы оптимального когерентного и некогерентного различителей бинарных сигналов

Рис.П.8.1 Структурная схема оптимального когерентного демодулятора ЧМ-сигнала

Рис.П.8.2 Структурная схема оптимального некогерентного

демодулятора ЧМ-сигнала


ПРИЛОЖЕНИЕ 9

Некоторые структурные схемы

Рис.П.9.1Схема формирования М-последовательности синхросигнала

Рис.П.9.2 Структурная схема фазового модулятора

 


ПРИЛОЖЕНИЕ 10

Осциллограммы процессов в контрольных точках системы


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

20153. Нормативно-правовые акты об охране труда 95.5 KB
  Основные законодательные акты об охране труда. Конституция Украины как основной источник охраны труда. Кодекс законов о труде Украины. Основные положения Закона Украины Об охране труда. Подзаконные нормативно- правовые акты, регулирующие вопросы охраны труда. Локальные нормативно- правовые акты в сфере охраны труда.
20154. Проекторы 61 KB
  Применение совмещенного изображения . проектор оптикомеханический или оптикоцифровой прибор позволяющий при помощи источника света проецировать изображения объектов на поверхность расположенную вне прибора на экран. Для поддержания картинки не требуется постоянного питания – энергия расходуется только в момент изменения изображения. Оптикомеханическая система развёртки изображения и система фокусировки расположены в проекционной головке которая соединяется с источником лазерного излучения при помощи гибкого оптоволоконного кабеля.
20155. Микроскопы 111 KB
  1 освещается источником света 1 через конденсор 2 и преломившись в объективе световой поток дает нам изображение которое будет увеличенным действительным но перевернутое. Если в плоскости изображения предмета поместить экран в виде стеклянной пластины то оператор увидит через окуляр в плоскости этой пластины обратное изображение предмета которое по сравнению с изображением будет еще увеличенным но уже мнимым.ИЗО2 ОГУ22 эта головка двойного изображения которая используется для измерений расстояния между осями отверстий. Если...
20156. Классификация КИМ и область применения 74 KB
  1 Ручной трехкоординатный прибор ОУ отсчетное устройство; ЦПМ принтер Все операции связанные с измерением детали на ручном типе КИМ выполняются оператором вручную. Типичными операциями для такого типа машин являются: измерение межцентровых расстояний; определение расстояний между плоскостями; определение координат точек плавных криволинейных поверхностей и др. В настоящее время такой тип машин практически не выпускается. КИМ данного типа обеспечивают высокую точность измерения но обладают низкой производительностью поэтому не нашли...
20157. Узлы координатных перемещений и измерительные преобразователи КИМ 33.5 KB
  Трехкоординатные измерительные приборы предназначены для измерения и контроля размеров корпусных деталей блоки цилиндров корпуса насосов для контроля штампов прессформ для подготовки программ к станкам с ЧПУ. Измерительные системы координатных перемещений предназначены для отсчета перемещения подвижных узлов ТИП при измерении координат точек. Подавляющее большинство ТИП до 80 оснащено фотоэлектрическими измерительными системами имеющими растровые измерительные линейки штриховые меры.
20158. Устройства взаимодействия с измеряемой деталью КИМ 221.5 KB
  Три группы устройств: жесткие щупы; щуповые головки; оптические и проекционнооптические устройства. Щуповые головки являются одним из основных узлов и они в равной степени с измерительным преобразователем и узлами координатных перемещений участвуют в измерении координат точек и определяют точность универсальность и производительность КИМ. Щуповые головки дают возможность автоматизировать процесс измерения на КИМах. Все щуповые головки по принципу функционирования подразделяются на 2е большие группы: щуповые головки нулевыеголовки...
20159. Приборы для измерения угловых величин. Автоколлиматоры. Гоннометры. ОДГ 308 KB
  Изображение секундной и минутной шкал наблюдается с помощью окуляра 6 через полупентопризму 13 которая из мнимого изображения делает действительное. Неподвижный узел – сетка с минутной шкалой и указателем секундной шкалы. Изображение марки отразившись от зеркала 1 попадает между штрихами минутной шкалы и в процессе измерения его совмещают с ближайшим штрихом минутной шкалы. Смещение Δ измеряется по секундной шкале жестко связанной с линзой относительно указателя на минутной шкале и т.
20160. Приборы для измерения угловых величин. Уровни. Квадранты 480 KB
  Преобразователи угловых перемещений. Преобразователи угловых перемещений. непосредственное измерение углов в угловых величинах по угловым шкалам.
20161. Механические и гидростатические приборы при измерении отклонений от прямолинейности и плоскостности 1.31 MB
  Для более точной оценки просвета используют образец просвета рис. Рис.1 Рис.2 На рис.