49158

Цифровые системы передачи непрерывных сообщений

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений. Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму используются операции дискретизации и квантования. К входным преобразованиям относятся ограничение максимальных значений сообщения дискретизация и квантование непрерывного сообщения.1 где 1 – эффективное значение относительной ошибки вызванной временной дискретизацией сообщения; 2 – эффективное значение относительной ошибки вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения; 3 –...

Русский

2013-12-22

391 KB

3 чел.

Федеральное  агентство РФ связи и информатизации

Уральский технический институт связи и информатики (филиал)

ГОУ ВПО ”СибГУТИ”.

КУРСОВАЯ РАБОТА

Цифровые системы передачи непрерывных

сообщений

По дисциплине:

«Теория электрической связи»

Выполнил: Дмитриев В.В.,

студент группы АЕ-63

Проверил: Астрецов Д.В.

                                                                                                                                                                                Екатеринбург  2008


Содержание

[1]
Содержание

[1.1] Характеристика исходных данных.

[1.2] Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений.

[1.3] Выбор частоты (интервала) дискретизации.

[1.4] Распределение Лапласа (четвертого типа). Нахождение пик-фактора.

[1.5] Расчет числа разрядов квантования

[1.6] Расчет длительности импульса двоичного кода.

[1.7] Расчет ширины спектра, модулированного двоичным кодом.

[1.8] Расчет допустимой вероятности ошибки, вызванной действием помех.

[1.9] Расчет информационных характеристик источника сигнала и канала связи.

[1.10] Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма.

[1.11] Выбор сложного сигнала для передачи информации и для синхронизации.

[1.12] Построение мешающих сигналов на выходах согласованных фильтров.

[2]
Сводная таблица расчетов.

[3]
Заключение


Введение

Курсовая работа имеет целью закрепить навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчёта характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналам связи с помехами.

Основная задача курсовой работы - закрепление навыков расчёта характеристик системы передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами. Кроме того, в процессе её выполнения я должен продолжить знакомство с учебной и монографической литературой по теории электрической связи, закрепить навыки выполнения технических расчётов с использованием персональных ЭВМ.

Наконец, нельзя сбросить со счетов и последнюю, скорее по порядку, но не по важности, цель - отработку навыков изложения результатов технических расчётов, составления и оформления технической документации.

Для передачи непрерывных сообщений можно воспользоваться дискретным каналом. При этом необходимо преобразовать непрерывное сообщение в цифровой сигнал, т.е. в последовательность символов, сохранив содержащуюся в сообщении существенную часть информации. Типичными примерами цифровых систем передачи непрерывных сообщений являются системы с импульсно–кодовой модуляцией (ИКМ) и дельта–модуляцией (ДМ).

Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму используются операции дискретизации и квантования. Полученная таким образом последовательность квантованных отчетов кодируется и передается по дискретному каналу как всякое дискретное сообщение. На приемной стороне непрерывное сообщение после кодирования восстанавливается.

Преимущество цифровых систем передачи перед непрерывными системами в их высокой помехоустойчивости.

При цифровой системе передачи непрерывных сообщений можно, кроме того, повысить верность применением помехоустойчивого кодирования. Высокая помехоустойчивость цифровых систем передачи позволяет осуществить практически непрерывную по дальности связь при использовании каналов сравнительно невысокого качества.


Расчет параметров цифровых систем передачи непрерывных сообщений.

Характеристика исходных данных.

Подлежащее передаче по цифровому каналу сообщение представлено законом распределения (плотностью вероятности мгновенных значений), зависимостью спектральной плотности от частоты и эффективным значением напряжения, представляющим собой корень квадратный из удельной мощности процесса.

Задано также допустимое значение относительной эффективной ошибки входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех. К входным преобразованиям относятся ограничение максимальных значений сообщения, дискретизация и квантование непрерывного сообщения. Таким образом, входные преобразования вносят три класса ошибок, которые можно считать некоррелированными. Тогда эффективное значение относительной ошибки входных преобразований может быть найдено по формуле

             ,                  (2.1)

где 1 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения;

 2 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения;

 3 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения.

В реальных условиях все три операции выполняются практически одновременно в процессе преобразования аналогового сообщения в цифровую форму. Однако для удобства расчётов предполагается, что первой операцией является дискретизация, второй – ограничение, а третьей – квантование.

Эффективное значение относительной ошибки временной дискретизации сообщения х (t) определяется равенством [1]

          1 =   ,     (2.2)

где Fд – частота временной дискретизации;   

 – спектральная плотность мощности сообщения  .

В задании на проектирование форма спектральной плотности мощности сообщения определена равенством

   ,                (2.3)

где S0 – спектральная плотность мощности сообщения на нулевой частоте;

 k – параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего        сообщение;

 f0 – частота, определяющая ширину спектра сообщения по критерию снижения  в два раза по сравнению с её значением на нулевой частоте . Подставляя (2.3) в (2.2), вычисляя интегралы и извлекая квадратный корень, можно получить выражение, связывающее значения ошибки 1 и частоты Fд. При заданном значении 1 можно найти минимальное значение частоты дискретизации Fд, обеспечивающее допустимую погрешность первого из входных преобразований сообщения.

Исходные данные:

  •  Показатель степени К = 4
  •  f0 = 800 Гц
  •  δ % = 0.7 = 0.007
  •  Вид модуляции – ОФМ
  •  Четвертый закон распределения.

Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений.

Как следует из вышеприведённого, при передаче непрерывного сообщения цифровым способом источники искажений сосредоточены на приёмной стороне в детекторе модулированного сигнала, а на передающей – в преобразователе непрерывного процесса в цифровой, т.е. в преобразователе "аналог-код". В свою очередь в последнем источнике можно выделить три причины возникновения искажений – временная дискретизация непрерывного сообщения, ограничение пиковых значений его и квантование. Эффективное значение относительной среднеквадратичной ошибки передачи информации можно в первом приближении представить

в виде:

           = ,      (2.4)

где i , i =   - эффективное значение относительной ошибки, вызванной каждой из перечисленных выше причин.

При заданном значении возможно много вариантов подбора значений слагаемых в формуле (2.4).

Указанный выше вариант, когда сумма квадратов первых трёх слагаемых на порядок превышает значение дисперсии относительной ошибки, вызванной действием помех, часто применяется на практике, но не является экономным с точки зрения затрат энергии источника сигнала. В частности, рекомендован выбор всех слагаемых одинаковым. В данной курсовой работе выберем следующий вариант распределения значений заданной ошибки:

δ1= δ2 = δ3 = δ4 = 0.5δ

δ1 = δ2 = δ3 = δ4 = 0.5 * 0.007 = 3.5 * 10-3 = 0.0035

Выбор частоты (интервала) дискретизации. 

При выборе частоты дискретизации FД необходимо пользоваться правилом, следующим из равенства (2.2), с использованием выражения (2.3) для спектральной плотности мощности сообщения. При вычислении интегралов в (2.2) использовать приближённое выражение

 (2.5)

1 =  

При вычислении спектральной плотности S0 следует учитывать, что эффективное значение сообщения х (t) равно одному вольту, а  интеграл (2.5) в полубесконечных пределах равен

Произведем расчет:

Теперь можно найти частоту дискретизации Fд

Fд=  Гц.

Распределение Лапласа (четвертого типа). Нахождение пик-фактора.

Второе преобразование – ограничение размаха отклонений сообщения от среднего значения (математического ожидания), полагаемого во всех вариантах заданий равным нулю. Введение ограничения неизбежно при преобразовании непрерывного сообщения в цифровую форму, однако процесс ограничения  вызывает искажения исходного сообщения. Степень искажений зависит от закона распределения (плотности вероятности) исходного сообщения и от отношения порога ограничения к эффективному значению входного сообщения, которое для всех сообщений полагается равным одному вольту (σч=1В). В дальнейшем отношение  H   максимального  пикового значения непрерывного сообщения к его эффективному значению называется пикфактором. В качестве исходных данных использовано четыре вида законов распределения аналоговых сообщений.

Сообщение четвёртого типа имеет распределение Лапласа

        W4 (x) = ,     (2.6)

где  а – параметр сообщения, определяющий его дисперсию, которая равна

        х2 = 2а2.                 (2.7)

Непосредственным интегрированием можно получить выражение для эффективного значения относительной ошибки, вызванной ограничением пиковых значений этого сообщения:

               24 = ехр (Н4)                        (2.8)

где Н4 = UМ /а.

Сообщение четвёртого типа также является одной из моделей речевого процесса.

Зная значение ошибки δ24 = 0.0035 и тип распределения, найдем пик-фактор:

H =

Таким образом, при заданном эффективном значении ошибки второго этапа входных преобразований определяется пик-фактор ограниченного непрерывного сообщения, используемый в дальнейшем для определения числа разрядов представления этого сообщения в цифровой форме.

Расчет числа разрядов квантования

Таким образом, задавшись допустимым значением относительной ошибки 3, можно найти число разрядов двоичного кода,  обеспечивающее заданную точность преобразования:

Nр = Е  + 1,    

где Е (х) – целая часть дробного числа х.

Подставим значения:

Nр = Е  + 1 = 9 + 1 = 10 разрядов

Расчет длительности импульса двоичного кода. 

После определения частоты дискретизации и числа разрядов двоичного кода можно определить длительность импульса кодовой последовательности

           

где с – длительность временного интервала, предназначенного для передачи сигналов синхронизации.

Подставим значения

Расчет ширины спектра, модулированного двоичным кодом.

В системах, которые являются предметом настоящей курсовой работы, предусмотрено использование сигналов с активной паузой за счёт изменения фазы на или частоты на некоторое  значение м. Скачкообразное изменение параметра сигнала называется  манипуляцией в отличие от  модуляции, которая предусматривает плавное изменение параметра. Таким образом, в результате манипуляции двоичная последовательность кодовых символов с различными фазами (частотами) может быть представлена суммой двух импульсных последовательностей с различными начальными фазами или частотами. Поскольку характер последовательностей определяется реализацией сообщения, каждую из них следует считать случайным процессом с характерной для последовательности прямоугольных импульсов функцией корреляции в виде гармонической функции (косинуса) с огибающей треугольной формы. Спектральная плотность мощности такой последовательности имеет вид функции (sin2 х)/х2,  максимум которой находится на несущей частоте, а ширина главного лепестка по первым нулям спектральной плотности равна f0 = 2/u. На практике и в литературе  обычно ширина спектра определяется полосой частот, в которой сосредоточено 80-90% энергии (мощности) сигнала. По этому критерию для радиоимпульса прямоугольной формы обычно принимается

          fс  1/u.    

Это же значение имеет ширина спектра всего фазоманипулированного сигнала, так как несущие частоты обеих последовательностей совпадают.

Воспользуемся формулой:

Гц

Расчет допустимой вероятности ошибки, вызванной действием помех.

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума, можно найти из формулы

          4 = 2Н ,    

где  рош – вероятность ошибки приёма разрядного символа. приведённая формула справедлива при небольших значениях 4.

Выбирая вероятность ошибки рош таким образом, чтобы дисперсия относительной ошибки 42 была, по крайней мере, на порядок ниже суммы дисперсий относительных ошибок отдельных этапов входных преобразований, можно обеспечить общую погрешность передачи аналогового сообщения, практически равную погрешности входных преобразований. Обеспечение заданного значения вероятности ошибки осуществляется выбором соответствующего превышения мощности сигнала над мощностью шума, формированием сигнала на передающей стороне системы (способом передачи) и способом приёма – совокупностью устройств выделения сообщения из смеси сигнала и помехи, присутствующей на входе приёмного устройства.

В то же время необходимо  минимизировать мощность источника сигнала, так как излишек мощности  повышает стоимость системы связи, уровень помех другим связным системам, в некоторых случаях ухудшает экологическую обстановку вблизи источника сигнала.

Найдем допустимую вероятность ошибки:

По графику зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи, задавшись значением вероятности ошибки, полученной выше, можно найти требуемое значение отношения q2, обеспечивающее качество приема при наилучшем способе.

По графику можно сделать вывод, что q2=26

При неоптимальном приеме выражение для вероятности ошибок зависит от конкретной схемы, реализующей различение символов двоичного кода дискретного сигнала. При рациональном построении устройств некогерентной обработки можно использовать следующее приближенное выражение для вероятности ошибок (при ОФМ):

          рош 

Преобразуем формулу и найдем q2

q2=

Расчет информационных характеристик источника сигнала и канала связи.

Необходимо рассчитать энтропию источника сообщения, оценить его избыточность, производительность.

Для расчёта энтропии целесообразнее всего воспользоваться приближённой формулой, которая является достаточно точной при большом числе уровней квантования:

                    Н (х)     [бит/симв],     

где  W (х)  - плотность вероятности сообщения;

 h = 2UМ  2-N р  - значение интервала квантования, которое можно рассчитать по ранее полученным результатам;

 UМ – порог ограничения сообщения.

При записи плотности вероятности сообщения следует учесть, что эффективное значение сообщения равно одному вольту (х = 1в), а при интегрировании для всех распределений, кроме первого типа, пределы следует брать бесконечными.

Для четвертого распределения имеем:

Для оценки избыточности сначала рекомендуется рассчитать инфор-мационную насыщенность сообщения:

             IН (х) = Н (х)/НМАКС,      

где НМАКС – максимальная энтропия источника, достигаемая при равномерном распределении.

 Найдем производительность источника

 

Информационная насыщенность сообщения

 Избыточность

Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма. 

Определение отношения сигнал\шум

Выбор сложного сигнала для передачи информации и для синхронизации.

Достоинства сложных сигналов:

  •  Сложные сигналы обладают повышенной помехоустойчивостью по отношению к помехам с сосредоточенным спектром (узкополосным помехам);
  •  Так же  сложные  сигналы   обладают повышенной  разрешающей способностью,    которая    позволяет   разделить    сигналы    при    многолучевом распространении.
  •  Кроме того, использование сложного сигнала позволяет обеспечить синхронизацию устройства восстановления аналогового сообщения по принятому цифровому сигналу.

Таким образом, необходимо выбрать два вида используемых сигналов с ФКМ -фазокодовой манипуляцией (это последовательность импульсов, у которых фаза меняется на П по специальному коду). Один сигнал должен быть использован для синхронизации, второй - для передачи информационных символов. Существует два типа кода:

  1.  код Баркера;
  2.  М – последовательность

Выберем М-последовательность, в которой символы кодов dk можно найти из рекуррентных уравнений

,       

где ,  - двоичные коэффициенты, принимающие значения «0» и «1». Суммирование ведется по «модулю 2».

Значения коэффициентов cl,  при заданных значениях n подбираются по специальным правилам, которые приведены в литературе. Для облегчения их нахождения составлена таблица, приведенная ниже:

Таблица 5.2

  n

c1

c2

c3

c4

c5

c6

3

1

0

1

0

1

1

4

0

0

1

1

1

0

0

1

Информационный

Синхронизирующий

dk=dk-1+dk-4

dk=dk-3+dk-4

d1

0

d1

0

d2

0

d2

0

d3

1

d3

1

d4

0

d4

0

d5

d5=d4+d1

0

d5

d5=d2+d1

0

d6

d6=d5+d2

0

d6

d6=d3+d2

1

d7

d7=d6+d3

1

d7

d7=d4+d3

1

d8

d8=d7+d4

1

d8

d8=d5+d4

0

d9

d9=d8+d5

1

d9

d9=d6+d5

1

d10

d10=d9+d6

1

d10

d10=d7+d6

0

d11

d11=d10+d7

0

d11

d11=d8+d7

1

d12

d12=d11+d8

1

d12

d12=d9+d8

1

d13

d13=d12+d9

0

d13

d13=d10+d9

1

d14

d14=d13+d10

1

d14

d14=d11+d10

1

d15

d15=d14+d11

1

d15

d15=d12+d11

0

110101111000100

011110101100100

Схема согласованного фильтра информационного сигнала:

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

-1

-1

-1

-1

-1

-1

-1

СУММАТОР

СФОИ

Таблица корреляционной функции:

Вх.

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

*

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

*

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

*

1

1

0

1

1

1

*

1

1

0

1

1

*

1

1

0

1

0

0

1

*

1

1

*

1

Σ

-1

-2

1

0

-3

0

-3

2

-1

2

-1

-2

1

0

15

График функции корреляции информационного сигнала:

Схема согласованного фильтра синхронизирующего сигнала:

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

τи

-1

-1

-1

-1

-1

-1

-1

СУММАТОР

СФОИ

Таблица корреляционной функции:

Вх.

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

*

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

1

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

*

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

1

0

0

1

1

0

1

*

1

1

0

1

1

0

0

1

0

0

1

0

0

1

1

0

0

1

0

0

1

*

1

1

0

1

1

*

1

1

0

1

0

0

1

*

1

1

*

1

Σ

1

0

-3

0

-1

-2

-1

0

1

0

-1

2

-1

-2

15

 

График корреляционной функции фильтра синхросигнала:

Построение мешающих сигналов на выходах согласованных фильтров.

Таблица корреляции информационного сигнала на фильтре синхросигнала.

Вх.

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

*

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

1

0

0

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

*

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

1

1

1

*

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

0

0

1

0

0

1

0

0

0

*

1

1

0

1

1

*

1

1

0

1

0

0

1

*

1

1

*

1

Σ

1

0

-3

0

-1

0

-3

-4

1

-2

7

2

1

-4

3

График функции корреляции информационного сигнала на фильтре синхросигнала:

Таблица корреляции синхронизирующего сигнала на фильтре информационного сигнала и график этой функции.

Вх.

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

*

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

*

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

0

1

0

0

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

*

1

1

0

1

1

0

*

1

1

0

1

1

*

1

1

0

1

0

0

1

*

1

1

*

1

Σ

-1

-2

1

0

-3

2

-1

-2

-1

0

-1

-6

-1

-6

-3


Сводная таблица расчетов.

Величина

Значение

Эффективные значения относительных среднеквадратичных ошибок этапов входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех

0.35%

Значение частоты дискретизации FД

6.5 кГц

Значение пикфактора Н

4.01

Число разрядов двоичного кода

10

Ширина спектра сигнала ИКМ-ФМ или ИКМ-ЧМ

78 кГц

Требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи

251465

Требуемое отношение q2 при оптимальном когерентном приёме

26

Требуемое отношение q2 при оптимальном некогерентном приёме

11.67


Заключение

В результате выполнения курсовой работы мы закрепили навыки по темам анализ систему передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчет характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналу связи с помехами. Разработали структурную схему системы передачи непрерывного сообщения в цифровой форме.

В заключении курсовой работы хотелось бы сказать об эффективности систем связи и о методах их повышения.

Под эффективностью понимают некоторую функцию показателей качества, которая характеризует систему связи с технической точки зрения.

Показатели качества – это такие параметры, которые удовлетворяют условию: чем больше (меньше) показатель качества, тем лучше (хуже) система. Например, показателями качества являются: точность (верность) воспроизведения сообщения, скорость передачи сообщения, пропускная способность, помехозащищенность, надежность и т.п.

Среди сравниваемых непрерывных систем в системе с ЧМ наименьшая информационная эффективность. Система модуляции с ЧМ имеет среднюю помехозащищенность

Анализ кривых показывает, что реальные системы связи проигрывают идеальной по Шеннону системе. Кривые позволяют оценить изменение энергетической и частотной эффективностей в зависимости от  для аналоговых систем и в зависимости от основания кода для цифровых. В цифровых системах, например, с ИКМ-ЧМ, с увеличением основания кода энергетическая эффективность падает, а частотная увеличивается.

Системы с ЧМ сигналами имеют высокую частотную и низкую энергетическую эффективность.

Применение циклического кода позволяет повысить энергетическую эффективность в обмен на снижение частотной. Частотная эффективность при этом падает примерно на 3 дБ по сравнению с характеристиками системы связи с ЧМ. Циклическое кодирование позволяет получить выигрыш одновременно по энергетической и по частотной эффективности. Реализация подобных высокоэффективных систем приводит к увеличению их сложности.

Высокие показатели качества можно обеспечить при комплексном подходе к проектированию модулятора, кодирующего устройства и демодулятора, декодирующего устройства с учетом условий и ограничений, накладываемых на вид модуляции и кодирования, структуру и интенсивность помех, вид канала связи. При приеме в целом, хотя и обеспечивается наибольшая верность принятого сообщения, но оптимальный приемник из-за большого числа каналов очень сложен, следовательно имеет большую стоимость. Поэтому используется поэлементный прием с последующим декодированием принятой кодовой комбинации. Некоторое ухудшение качества в верности принятого сообщения здесь компенсируется существенным упрощением приемника.

Уменьшить потери информации при обработке сигнала можно различными способами, в том числе за счет более позднего принятия решения. Такой вид решения называется «мягким». При таком режиме напряжение с выходов согласованных фильтров хранятся в ЗУ и используется при декодировании принимаемой кодовой комбинации.

Повышение верности принятого сообщения достигается также согласованием кодирующего и декодирующего устройства с каналом связи.

Разработаны 2 способа согласования кодека с каналом. Первый связан с подбором кода, второй – с преобразованием исходных каналов к стандартному дискретному каналу.

Верность передаваемого сообщения можно повысить, если в состав системы связи ввести дополнительный канал и по нему передавать кодовые комбинации или спец сигналы. Если система с ретрансляцией на передающее устройство принятых кодовых комбинаций использует обратный канал полностью, то такая система называется системой с полной информационной ОС.

Если по обратному каналу передаются, наряду с полезной информацией, только некоторые признаки принятых информационных кодовых комбинаций, то система называется с укороченной информационной ОС.

Система, в которой повторение кодовых комбинаций происходит при обнаружении в них ошибок, являются разновидностью систем с адаптивным кодированием и декодированием.

Устранение избыточности реальных источников сообщений в ряде случаев диктуется необходимостью повышения эффективности систем связи.

В то же время эффективное кодирование оказывается экономически и технологически целесообразным в системах передачи данных. Устройства, реализующие эти принципы устранения избыточности речевого сигнала, называется формантным и гармоническим вокодерами. Решить задачу устранения избыточности при цифровом методе передачи речи позволяет также использовать методов кодирования с предсказанием и методов декорреляции.

Устранение избыточности источников при цифровой передаче непрерывных сообщений как правило сопровождается согласованием источника с цифровым каналом.



 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

39228. Определение концентрации и подвижности электронов в металле методом измерения эффекта Холла и удельной электрической проводимости 187.5 KB
  Эффект Холла Сущность эффекта Холла заключается в возникновении в проводниках разности потенциалов напряженности электрического поля в направлении перпендикулярном направлениям тока и магнитного поля. Причина эффекта состоит в искривлении траекторий движения носителей тока электронов дырок вследствие действия магнитной составляющей силы Лоренца что изображено на рис. На практике плотность тока определяется измерением силы тока а напряженность холловского поля через разность потенциалов между гранями 1 и 2 : тогда 4. Измерив...
39229. Определение коэффициента теплопроводности металла 99.5 KB
  Распределение температуры вдоль металлического стержня Рассмотрим распределение температуры вдоль металлического стержня нагреваемого с одного конца. Количество тепла отдаваемое отрезком стержня в окружающую среду 2 где P – периметр сечения образца. Если температура стержня в точке x=0 равна T1 то T1 – T0= B. С другой стороны при x  0 температура стержня T  T0 и поэтому =0.
39230. Измерение магнитной восприимчивости слабомагнитных веществ 155 KB
  Измерение магнитной восприимчивости слабомагнитных магнетиков Наиболее распространен способ измерения магнитной восприимчивости слабомагнитных образцов на основании измерения механической силы действующей на образец в неоднородном магнитном поле. Энергия системы образец стержень с сечением S и воздушный столб в начальном состоянии: Здесь lОБ – длина части стержня находящейся в магнитном поле индукцией В а lВЗ – длина воздушного столба в области магнитного поля. Если при измерениях образец находится в вакууме то парамагнетик  0...
39231. Электрические свойства 2.68 MB
  Удельная электрическая проводимость среды σ и ее удельное электрическое сопротивление ρ равны соответственно проводимости Σ и сопротивлению R единицы объема среды. У типичных проводников с электронной проводимостью металлов удельное сопротивление весьма мало ρ=104 ÷ 108 Омм. Наличие их в породах при ковалентнометаллической или ионнометаллической форме кристаллической связи существенно увеличивает электропроводность минералов удельное сопротивление которых изменяется в пределах 103 ÷ 106 Омм. Самородные металлы и их...
39232. ТЕПЛОВЫЕ СВОЙСТВА 1.76 MB
  Диагенез катагенез метаморфизм и метасоматизм пород образование всех видов полезных ископаемых тектонические и другие геологические процессы всё это связано с перераспределением тепла в земных недрах. Естественно что изучение тепловых процессов Земли тепловых свойств пород является весьма важной частью как в работах планетарного масштаба так и в прикладных исследованиях. Сведения о тепловых режимах земной коры в разное геологическое время широко используются при региональнозональном прогнозировании нефтегазоматеринских толщ зон...
39233. ЯДЕРНО-ФИЗИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА 2.37 MB
  Напротив ядро бериллия состоящее из 5 нейтронов и 4 протонов 2 αчастицынейтрон аномально неустойчиво распадается при облучении гаммаквантами относительно небольшой энергии. Гаммаизлучение это жесткое электромагнитное излучение сопровождающее ядерные превращения. Так при превращении радия в радон испускается гаммаквант энергии 019 МэВ поскольку именно такая разница между энергиями возбужденного и нормального состояний имеет место у радона. В сравнении с другими видами электромагнитного излучения гаммаизлучение...
39234. Петрофизические связи и петрофизические модели месторождений 3.99 MB
  Эти задачи можно было решить только при условии что будут установлены закономерные связи между параметрами получаемыми при интерпретации данных ГИС с одной стороны и параметрами характеризующими емкость нефтенасыщенность продуктивность породыколлектора с другой. Такое сопоставление проводят для решения следующих задач: поиска областей геофизических значений характерных для различных литотипов для использования их впоследствии при литологическом расчленении разреза по данным ГИС; определения областей соответствующих...
39235. Вещественная, структурная и фазовая неоднородность пород 873 KB
  Породы могут быть однофазными и многофазными. Компонентную неоднородность породы характеризуют составом твердой жидкой и газообразной фаз. Например находясь на уровне пор и скелетных зерен мы уделяем основное внимание исследованию геометрии пор и минерального скелета породы. Пористость Горные породы руды каменные угли и минералы слагающие земную кору не являются сплошными телами все они содержат полости поры.
39236. НЕФТЕ- И ГАЗОНАСЫЩЕННОСТЬ ПОРОД 1.94 MB
  НЕФТЕ И ГАЗОНАСЫЩЕННОСТЬ ПОРОД Породыколлекторы в условиях естественного залегания содержат воду нефть и газ. Сумма объемов пор занятых нефтью Vн газом Vг и водой Vв равна общему объему порового пространства пород Vпор: Vн Vг Vв = Vпор. Взаимное расположение нефти и воды в поровом пространстве нефтенасыщенных пород зависит от гидрофильности и гидрофобности.17 показано размещение воды и нефти в отдельно взятой поре гидрофильных и гидрофобных пород.