49524

Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму используются операции дискретизации и квантования. ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ Исходными данными для выполнения работы являются: параметр характеризующий порядок фильтра формирующего сообщение: к=4; эффективное значение относительной среднеквадратической ошибки передачи информации: =05=0005; частота определяющая ширину спектра сообщения: f0=1200 Гц; вид модуляции: ЧМ; закон распределения: W4 x = . СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ НЕПРЕРЫВНОГО...

Русский

2013-12-30

676 KB

14 чел.

Министерство информационных технологий и связи РФ

Федеральное агентство связи

ГОУ ВПО «Сибирский государственный университет

телекоммуникации и информатики»

Уральский технический институт связи и информатики (филиал)

КУРСОВАЯ РАБОТА

по дисциплине: «Теория электрической связи»:

«Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений

дискретными сигналами»

    Студент: Трофимова О.В.

                                                                                             Группа: МЕ-51

Проверил: Астрецов Д.В.

Екатеринбург,  2007

СОДЕРЖАНИЕ

1 ЦЕЛИ И ЗАДАЧИ КУРСОВОЙ РАБОТЫ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . 3

3 ОФОРМЛЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ ВЫПОЛНЕНИЯ

   КУРСОВОЙ РАБОТЫ  . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

4 УКАЗАНИЯ К ВЫПОЛНЕНИЮ РАБОТЫ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

5 ВЫБОР СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 18

6 ПЕРЕЧЕНЬ СХЕМ И ГРАФИКОВ, КОТОРЫЕ ДОЛЖНЫ

БЫТЬ ПРЕДСТАВЛЕНЫ НА ЛИСТАХ ГРАФИЧЕСКИХ РАБОТ . . . .  28

7 ВЫБОР ВАРИАНТА ЗАДАНИЯ . . . . . . . . . . . .  . . . . . . . . . . . . . . . .. . . 29

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК  . . . . . . …... . . . . . . . . . . . . . . . . . . .30

ЦЕЛИ И ЗАДАЧИ КУРСОВОЙ РАБОТЫ

 Курсовая работа имеет целью закрепить навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчёта характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналам связи с помехами.

 Основная задача курсовой работы – закрепление навыков расчёта характеристик системы передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами. Работа с учебной и монографической литературой по теории электрической связи, закрепление навыков выполнения технических расчётов с использованием персональных ЭВМ.

 Наконец, главная цель – отработка навыков изложения результатов технических расчётов, составления и оформления технической документации. Такие навыки необходимы инженеру в той же степени, в какой необходимы навыки выполнения расчётов и других традиционных форм инженерной деятельности.

Для передачи непрерывных сообщений можно воспользоваться дискретным каналом. При этом необходимо преобразовать непрерывное сообщение в цифровой сигнал, т.е. в последовательность символов, сохранив содержащуюся в сообщении существенную часть информации. Типичными примерами цифровых систем передачи непрерывных сообщений являются системы с импульсно–кодовой модуляцией (ИКМ) и дельта–модуляцией (ДМ).

Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму используются операции дискретизации и квантования. Полученная таким образом последовательность квантованных отчетов кодируется и передается по дискретному каналу как всякое дискретное сообщение. На приемной стороне непрерывное сообщение после кодирования восстанавливается.

Преимущество цифровых систем передачи перед непрерывными системами в их высокой помехоустойчивости.

При цифровой системе передачи непрерывных сообщений можно, кроме того, повысить верность применением помехоустойчивого кодирования. Высокая помехоустойчивость цифровых систем передачи позволяет осуществить практически непрерывную по дальности связь при использовании каналов сравнительно невысокого качества.

Другим преимуществом цифровых систем является широкое использование в аппаратуре преобразования сигналов современной элементной базы цифровой ВТ и микропроцессоров.

ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ

 Исходными данными для выполнения работы являются:

  1.  параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего сообщение: к=4;
  2.  эффективное значение относительной среднеквадратической ошибки передачи информации: =0,5%=0,005;
  3.  частота, определяющая ширину спектра сообщения: f0=1200 Гц;
  4.  вид модуляции: ЧМ;
  5.  закон распределения:     W4 (x) = .

При выполнении работы необходимо:

  1.  рассчитать эффективное значение относительных среднеквадратичных ошибок этапов входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех;
  2.  рассчитать значение частоты дискретизации Fд;
  3.  рассчитать значение пикфактора Н;
  4.  определить число разрядов двоичного кода;
  5.  рассчитать ширину спектра сигнала ИКМ-ЧМ;
  6.  определить требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи;
  7.  рассчитать требуемое отношение q2  при оптимальном когерентном приёме;
  8.  рассчитать требуемое отношение q2  при оптимальном некогерентном приёме;
  9.  начертить схемы оптимального когерентного и некогерентного приема сигналов;

10) привести графическое изображение структуры сложных сигналов – сигнала синхронизации и сигнала, несущего информацию о символах двоичного кода.

 

 

СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ

НЕПРЕРЫВНОГО СООБЩЕНИЯ

Рисунок 1. Общая структурная схема передачи информации

     

На рисунке 1 приведена общая структурная схема системы передачи в цифровой форме. В составе цифрового канала предусмотрены устройства для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму – АЦП (аналогово–цифровой преобразователь) на передающей стороне и устройства преобразования цифрового сигнала в непрерывный – ЦАП (цифро-аналоговый преобразователь) на приемной стороне.

 

РАСЧЕТ ОШИБКИ ПЕРЕДАЧИ СООБЩЕНИЯ ПО

ИСТОЧНИКАМ ИСКАЖЕНИЙ

Подлежащее передаче по цифровому каналу сообщение представлено законом распределения (плотностью вероятности мгновенных значений), зависимостью спектральной плотности от частоты и эффективным значением напряжения, представляющим собой корень квадратный из удельной мощности процесса.

Задано также допустимое значение относительной эффективной ошибки входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех. К входным преобразованиям относятся ограничение максимальных значений сообщения, дискретизация и квантование непрерывного сообщения. Таким образом, входные преобразования вносят три класса ошибок, которые можно считать некоррелированными. Тогда эффективное значение относительной ошибки входных преобразований может быть найдено по формуле:

,                  (1)

где 1 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения;

 2 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения;

 3 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения.

В реальных условиях все три операции выполняются практически одновременно в процессе преобразования аналогового сообщения в цифровую форму. Для удобства расчётов предполагается, что первой операцией является дискретизация, второй – ограничение, а третьей – квантование.

Учитывая заданное значение эффективной относительной среднеквадратической ошибки передачи информации =0,005 и закон распределения №4, получаем:

1=2=3=4=0,5*                                             (2)

                   1=2=3=4=0,5*0,005=0,0025.

РАСЧЕТ ЧАСТОТЫ ДИСКРЕТИЗАЦИИ

Эффективное значение относительной ошибки временной дискретизации сообщения х (t) определяется равенством [1]

1 =  ,          (3)

где Fд – частота временной дискретизации;   

 – спектральная плотность мощности сообщения  .

В задании на проектирование форма спектральной плотности мощности сообщения определена равенством

   ,                (4)

где S0 – спектральная плотность мощности сообщения на нулевой частоте;

 k – параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего сообщение;

 f0 – частота, определяющая ширину спектра сообщения по критерию снижения  в два раза по сравнению с её значением на нулевой частоте . Подставляя (4) в (3), вычисляя интегралы и извлекая квадратный корень, можно получить выражение, связывающее значения ошибки 1 и частоты Fд. При заданном значении 1 можно найти минимальное значение частоты дискретизации Fд, обеспечивающее допустимую погрешность первого из входных преобразований сообщения.

При вычислении интегралов в (3) воспользуемся приближённым выражением:

.    (5)

Учитывая, что  , имеем:

.

 Тогда 12 =   .                                        (6)

Выразим из формулы (6) FД :  .          (7)

Подставляя свои значения, находим

РАСЧЕТ ЗНАЧЕНИЯ ПИКФАКТОРА

 

Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму введем ограничение размаха отклонений сообщения от среднего значения (математического ожидания), однако процесс ограничения  вызывает искажения исходного сообщения. Степень искажений зависит от закона распределения (плотности вероятности) исходного сообщения и от отношения порога ограничения к эффективному значению входного сообщения, которое для всех сообщений полагается равным одному вольту (σч=1В).

Отношение  H   максимального  пикового значения непрерывного сообщения к его эффективному значению называется пикфактором.

 Сообщение четвёртого типа имеет распределение Лапласа:

        W4 (x) = ,                (8)

где  а – параметр сообщения, определяющий его дисперсию, которая равна

х2 = 2а2.

Непосредственным интегрированием можно получить выражение для эффективного значения относительной ошибки, вызванной ограничением пиковых значений этого сообщения:

24 = ехр (Н4),                              (9)

где Н4 = UМ /а.

.                                                                   (10)

Выразим Н4 из формулы (10): .              (11)

 

Подставляя заданные значения, имеем:

Сообщение четвёртого типа также является одной из моделей речевого процесса [1].

Таким образом, при заданном эффективном значении ошибки второго этапа входных преобразований определяется пикфактор ограниченного непрерывного сообщения.

В дальнейшем пикфактор используется для определения числа разрядов представления этого сообщения в цифровой форме.

РАСЧЕТ ЧИСЛА РАЗРЯДОВ ДВОИЧНОГО КОДА

Связь эффективного значения относительной ошибки квантования з с числом разрядов Nр двоичного кода при достаточно высоком числе уровней квантования, когда ошибку можно считать распределённой по закону равномерной плотности, определяется выражением

   .                 (12)

Таким образом, задавшись допустимым значением относительной ошибки з, можно найти число разрядов двоичного кода,  обеспечивающее заданную точность преобразования:

                   Nр = Е  + 1,     (13)

где Е (х) – целая часть дробного числа х.

Приведённые выражения справедливы при квантовании с одинаковым шагом (интервалом) по всему диапазону изменений сообщения.

Таким образом, в результате входных преобразований сформирован сигнал ИКМ, обеспечивающий требуемый уровень точности передачи аналогового сообщения цифровым способом – использованием двоичного кода. Дальнейшая задача заключается в определении условий, при которых дальнейшая обработка сигнала не приведёт к существенному повышению искажений.

Nр = Е .

Число разрядов двоичного кода Nр =10.

РАСЧЕТ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ИМПУЛЬСА ДВОИЧНОГО КОДА

После определения частоты дискретизации и числа разрядов двоичного кода можно определить длительность импульса кодовой последовательности:

,           (14)

где с – длительность временного интервала, предназначенного для передачи сигналов синхронизации.

.                                   (15)

Подставив заданные значения, получаем:.

РАСЧЕТ ШИРИНЫ СПЕКТРА СИГНАЛА,

МОДУЛИРОВАННОГО ДВОИЧНЫМ КОДОМ

В системах, которые являются предметом настоящей курсовой работы, предусмотрено использование сигналов с активной паузой за счёт изменения фазы на или частоты на некоторое  значение м. Скачкообразное изменение параметра сигнала называется  манипуляцией в отличие от  модуляции, которая предусматривает плавное изменение параметра. Таким образом, в результате манипуляции двоичная последовательность кодовых символов с различными фазами (частотами) может быть представлена суммой двух импульсных последовательностей с различными начальными фазами или частотами. Поскольку характер последовательностей определяется реализацией сообщения, каждую из них следует считать случайным процессом с характерной для последовательности прямоугольных импульсов функцией корреляции в виде гармонической функции (косинуса) с огибающей треугольной формы. Спектральная плотность мощности такой последовательности имеет вид функции (sin2 х)/х2,  максимум которой находится на несущей частоте, а ширина главного лепестка по первым нулям спектральной плотности равна f0 = 2/u. На практике и в литературе [1,4,6] обычно ширина спектра определяется полосой частот, в которой сосредоточено 80-90% энергии (мощности) сигнала. По этому критерию для радиоимпульса прямоугольной формы обычно принимается:

fС  .                                   (16)

Это же значение имеет ширина спектра всего фазоманипулированного сигнала, так как несущие частоты обеих последовательностей совпадают.

Для сигнала с частотной модуляцией ширина спектра увеличивается  по сравнению с предыдущим значением на расстояние между несущими последовательностей "единиц" и "нулей":

                 fс ЧМ  + fm.                (17)

Как правило, для уверенного различения несущих достаточно выбрать:

fm  1/u [1,4]. Тогда для сигнала с частотной манипуляцией можно полагать

                   fс ЧМ  2/u,       (18)

Приведённые выражения не являются строгими и универсальными, они лишь соответствуют наиболее часто используемым на практике случаям.

Используя (17), при условии с  u, можно получить

             fс ЧМ  2 FД (Nр + 1).                (20)

fс ЧМ  

РАСЧЕТ ДОПУСТИМОЙ ВЕРОЯТНОСТИ ОШИБКИ,

ВЫЗВАННОЙ ДЕЙСТВИЕМ ПОМЕХ

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума, можно найти из формулы (21):

,                                                     (21)

где  рош – вероятность ошибки приёма разрядного символа.

приведённая формула справедлива при небольших значениях 4.

Возведем обе части уравнения (21) в квадрат и выразим рош:

                                   (22)

.

Выбирая вероятность ошибки рош таким образом, чтобы дисперсия относительной ошибки 42 была, по крайней мере, на порядок ниже суммы дисперсий относительных ошибок отдельных этапов входных преобразований, можно обеспечить общую погрешность передачи аналогового сообщения, практически равную погрешности входных преобразований. Обеспечение заданного значения вероятности ошибки осуществляется выбором соответствующего превышения мощности сигнала над мощностью шума, формированием сигнала на передающей стороне системы (способом передачи) и способом приёма - совокупностью устройств выделения сообщения из смеси сигнала и помехи, присутствующей на входе приёмного устройства. 

В то же время необходимо  минимизировать мощность источника сигнала, так как излишек мощности  повышает стоимость системы связи, уровень помех другим связным системам, в некоторых случаях ухудшает экологическую обстановку вблизи источника сигнала.

РАСЧЕТ ОТНОШЕНИЙ МОЩНОСТЕЙ СИГНАЛА И ПОМЕХИ, НЕОБХОДИМЫХ ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЗАДАННОГО

КАЧЕСТВА ПРИЕМА

Рассмотрим алгоритм оптимального приёма, обеспечивающий потенциальную помехоустойчивость выделения бинарного сигнала.  Полагая априорные вероятности передачи единиц и нулей двоичного кода равными 0.5, можно записать [1,2]:

рош = 1 – Ф,         (23)

где   Ф (х) =   - функция ("интеграл ошибок") Лапласа;

               (24)

- отношение энергии сигнала Ес = Рс u к  спектральной плотности N0/2 аддитивного "белого" шума;

=              (25)

- коэффициент взаимной корреляции сигналов, соответствующих передаче "единицы" и "нуля".

 

 Заданная модуляция частотная, значит = 0, формула (23) примет следующий вид:

рош = 1 – Ф (q /) = Ф (–q/).         (26)

В случае амплитудной модуляции S2 (t) = 0 и, следовательно, = 0, но в отличие от двух предыдущих случаев порог  обнаружения сигнала S1 (t) не является нулевым, и это обстоятельство приводит к проигрышу в мощности сигнала по сравнению с ЧМ в 2 раза:

рош = 1 – Ф (– 0,5 q).            (27)

  1.  Отношение мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения когерентного приема:

q2ког= Ф (–q/).                                        (28)

M=10*lg рош=10*lg 2,61= 4,2 делений.

Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи  приведены на рис. 2. Задаваясь значением  вероятности ошибки, полученной из приближённого равенства (21),  можно найти требуемое значение отношения q2,  обеспечивающее качество приёма при наилучшем способе.                                                    q2ког= 52 

Рисунок 2. Зависимость вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи

           Рисунок 3. Схема оптимального когерентного приема

  1.  Отношение мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения некогерентного приема.

 При неоптимальном приёме выражения для вероятностей ошибок зависят от конкретной схемы, реализующей различение символов двоичного кода дискретного сигнала. При рациональном построении устройств некогерентной обработки можно использовать следующие приближённые выражения для вероятностей ошибок [6]:

                     рош                             (29)

Выразим  из (29) q2неког:  q2неког= -4ln2 рош.                         (30)

Считается, что априорные вероятности передачи единиц и нулей одинаковы, а   q2 = Рсо / Рош = 2Рсо ик / N0 -     (31)

- отношение максимальной (пиковой) мощности сигнала к мощности помехи на выходе согласованного с ФКМ сигналом фильтра.

Требуемое отношение q2 для обеспечения заданного значения вероятности ошибки рош при некогерентной обработке:

q2неког= -4ln2*2,61*10-7=58.

Рисунок 4.Схема оптимального некогерентного приема

Наилучший способ приёма - идеальный приёмник Котельникова – может быть реализован при сигнале, известном точно за исключением, в данном случае,  факта:  какой из двух возможных сигналов - S1 (t) или S2 (t) - присутствует на входе приёмника в данный момент времени.

Помехоустойчивость приёмника, характеризуемая вероятностью ошибки рош , определяется только отношением его энергии к спектральной  плотности помехи. Применение сложных сигналов не может дать выигрыша помехоустойчивости при помехе в виде широкополосного шума и сигнале, известном точно. Однако применение сложных сигналов позволяет получить ряд других преимуществ – повышение помехоустойчивости по отношению к помехам от других подобных систем связи,  при действии узкополосных помех, многолучевом распределении сигнала и т.п. Использование сложного сигнала позволяет обеспечить синхронизацию устройства восстановления аналогового сообщения по принятому цифровому сигналу.

 Видно, что при некогерентном приеме отношение мощностей сигнала и помехи больше, чем при когерентном приеме (58>52).

РАСЧЕТ ИНФОРМАЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ИСТОЧНИКА

СООБЩЕНИЯ И КАНАЛА СВЯЗИ

Энтропия – среднее количество информации, приходящейся на один произвольный символ дискретного источника информации.

Для расчёта энтропии целесообразнее всего воспользоваться приближённой формулой, которая является достаточно точной при большом числе уровней квантования:

Н (х)     [бит/символ],  (32)

где  W (х)  - плотность вероятности сообщения;

 h - значение интервала квантования;

 UМ – порог ограничения сообщения.

Учитывая закон распределения Лапласа сообщения четвертого типа (8), энтропия источника сообщения рассчитывается следующим образом:

                                                            (33)

 , бит/символ.

         Для оценки избыточности сначала рассчитаем информационную насыщенность сообщения [2]:

IН (х) = Н (х)/НМАКС,                                              (34)

где НМАКС – максимальная энтропия источника, достигаемая при равномерном распределении.

.  (35)

IН (х) = Н (х)/НМАКС=8,85/10=0,885.

  Избыточность может быть найдена из выражения:

r (х) = 1 – IН (х) = .      (36)

                  r (х) = 1 – IН (х) =1-0,885=0,115.

 Производительность источника сообщения находится из равенства:

                      Vи (х) = , бит/с.     (37)

                   Vи (х) = , бит/с.

 Пропускная способность канала связи определяется по формуле Шеннона [1,4]:

бит/с.          (38)

В равенствах (37) и (38) в качестве верхней частоты спектра сообщения принята частота f0, так как такой выбор гарантирует некоррелированность отчетов сообщения x(t).

Сравнивая пропускную способность с производительностью источника, можно найти значение отношения мощностей сигнала и помехи, требуемое для согласования источника сообщения с каналом связи. Необходимо иметь в виду, что в данном случае речь идёт  о мощности шума в полосе частот, равной половине частоты дискретизации сообщения, и что при этом информация передаётся без искажений.

Отношение сигнал/шум находится из условия: С=Vи, тогда

.                                                                         (39)

 

ВЫБОР СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ

 

Применение широкополосных сигналов повышает целый ряд показателей качества системы передачи информации. Расширение спектра сигнала при использовании когерентного накопления позволяет обеспечить скрытность передачи информации, снижает опасность помех с сосредоточенным спектром, допускает перекрытие спектров сигналов различных систем при практическом отсутствии взаимных искажений.

Воспользуемся сложными сигналами для передачи синхронизирующих импульсов, обеспечивающих определение временного положения разрядных импульсов двоичного кода на приемной стороне, что необходимо для восстановления аналогового сигнала на приемной стороне, правильной регистрации и отображения цифрового сигнала.

В качестве сложного сигнала воспользуемся сигналом с фазокодовой манипуляцией, называемые М-последовательностями.

Символы этих кодов dk можно найти из рекуррентных уравнений:

,                     (40)

где ,  - двоичные коэффициенты, принимающие значения “0” и “1”.

N=2n–1- число импульсов в коде.

Сформируем два различных сложных сигнала – один для передачи информационных символов, второй – для передачи сигнала синхронизации.

Номер варианта 24, исследуемая последовательность 0110, т.е.

 d1 =0, d2 =1, d3=1, d4=0.

Информационная последовательность представлена уравнением:

dк= dк-3 + dк-4                                                                                (41)

d5 = d2 + d1 = 1 + 0 =1,

d6 = d3 + d2 = 1 + 1 = 0,

d7 = d4 + d3 = 0 + 1 = 1,

 d8 = d5 + d4 = 1 + 0 = 1,

d9 = d6 + d5  = 0 + 1 = 1,

d10 = d7 + d6 =1 + 0 = 0,

               d11 = d8 + d7 = 1 + 1 = 0,

               d12 = d9 + d8 = 1 + 1 = 0,

               d13 = d10 + d9 = 1 + 1 = 0,

               d14 = d11 + d10 = 1 + 0 = 1,

d15 = d12 + d11 = 0 + 0 = 0.

Информационная последовательность принимает вид:

011010111100010 (8 единиц, 7 нулей).

Рисунок 5. Структурная схема согласованного фильтра для информационной М-последовательности.

Синхронизирующая последовательность представлена уравнением:

                  dк= dк-1 + dк-4                                                                                  (42)

d5 = d4  + d1 = 0 + 0 =0,

d6 = d5 + d2 = 0 + 1 = 0,

d7 = d6 + d3 = 1 + 1 = 0,

d8 = d7 + d4 = 0 + 0 = 0,

d9  = d8 + d5 = 0 + 0 = 0,

d10 = d9 + d6 = 0 + 1 = 1,

d11 = d10 + d7 = 1 + 0 = 1,

d12 = d11 + d8 = 1 + 0 = 1,

d13  = d12 + d9  = 1 + 0 = 1,

d14 = d13 + d10 = 1 + 1 = 0,

d15 = d14  + d11 = 0 + 1 = 1.

Синхронизирующая последовательность принимает вид:

011001000111101 (8 единиц, 7 нулей).

Рисунок 6. Структурная схема согласованного фильтра для синхронизирующей М-последовательности.

Структура фильтра, согласованного с М-последовательностью, представляет собой линию задержки с отводами через интервал, равный длительности импульса τи последовательности. Сигналы с отводов поступают на вход сумматора, причем в отводы, на которых в момент поступления последнего импульса на вход линии задержки располагается импульс, имеющий символ “0”, включается инвертор, обеспечивающий в указанный момент времени на входе сумматора совпадение полярности всех импульсов и, тем самым, значение амплитуды выходного импульса, равного сумме амплитуд входных импульсов. Заключительным звеном фильтра, согласованного с одиночной М-последовательностью, является фильтр, согласованный с одиночным импульсом последовательности [7].

Таблицы сигналов

Таблица 1. Информационный фильтр, информационный сигнал:

Код

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

*

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

1

0

0

1

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

*

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

1

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

*

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

1

-2

1

2

-3

0

-3

2

-1

2

-3

-2

1

-2

15

В верхней строке таблицы записываются в символической форме амплитуды (полярности) импульсов на выходах отводов линии задержки в момент поступления на вход согласованного фильтра последнего импульса последовательности. Нулем показаны импульсы отрицательной полярности.

Левая колонна таблицы указывает ветви, в которых содержатся инверторы – соответствующие таким ветвям строки помечены “звездочкой”. Нижняя строка представляет амплитуду (с учетом знака) импульса на выходе сумматора в моменты времени, отстоящие от момента прихода на вход фильтра последнего импульса на целое число длительностей импульсов, в том числе и непосредственно в момент прихода последнего импульса кода. При суммировании амплитуд импульсов необходимо учитывать его знак, полагая “единицу” положительным, а “ноль” – отрицательным импульсом единичной амплитуды.

Рисунок 7. График последовательности импульсов на выходе сумматора

Таблица 2. Информационный фильтр, синхронизирующий сигнал:

Код

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

*

0

1

0

0

0

0

1

1

1

0

1

1

0

0

1

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

*

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

1

1

0

1

1

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

*

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

1

1

0

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

-1

2

-1

-2

-3

-2

5

0

-1

0

1

6

-3

2

-5

Рисунок 8. График последовательности импульсов на выходе сумматора

Таблица 3. Синхронизирующий фильтр, синхронизирующий сигнал:

 

Код

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

*

0

1

0

0

0

0

1

1

1

0

1

1

0

0

1

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

*

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

1

1

0

1

1

*

 

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

1

1

0

1

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

*

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

1

1

*

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

0

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

-1

2

-1

-2

1

2

-1

0

-3

-2

1

0

-3

0

15

Рисунок 8. График последовательности импульсов на выходе сумматора

Таблица 4. Синхронизирующий фильтр, информационный сигнал:

Код

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

*

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

1

0

0

1

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

*

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

1

*

 

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

0

0

1

0

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

*

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

0

0

*

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

0

*

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

1

1

1

0

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

1

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

0

*

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1

0

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

0

1

-2

1

2

-1

-4

3

2

1

0

1

0

-3

-4

-5

Рисунок 9. График последовательности импульсов на выходе сумматора

Таблица 5. Сводная таблица результатов

Величина

Значение

Эффективные значения относительных среднеквадратичных ошибок

0,0025

Значение частоты дискретизации

10 кГц

Значение пикфактора

4,237

Число разрядов двоичного кода

10

Требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи

212926

Требуемое значение при оптимальном когерентном приеме

52

Требуемое значение при оптимальном некогерентном приеме

58

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

 В данной курсовой работе я закрепила навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, рассчитала характеристики помехоустойчивости и другие показатели качества передачи информации по каналам связи с помехами.

 В ходе работы использовала учебную и монографическую литературой по теории электрической связи, также закрепила навыки выполнения технических расчётов с использованием персональных ЭВМ.

Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму используются операции дискретизации и квантования. Полученная таким образом последовательность квантованных отчетов кодируется и передается по дискретному каналу как всякое дискретное сообщение. На приемной стороне непрерывное сообщение после кодирования восстанавливается.

Преимущество цифровых систем передачи перед непрерывными системами в их высокой помехоустойчивости.

При цифровой системе передачи непрерывных сообщений можно, кроме того, повысить верность применением помехоустойчивого кодирования. Высокая помехоустойчивость цифровых систем передачи позволяет осуществить практически непрерывную по дальности связь при использовании каналов сравнительно невысокого качества.

Другим преимуществом цифровых систем является широкое использование в аппаратуре преобразования сигналов современной элементной базы цифровой ВТ и микропроцессоров.

В заключение хотелось бы сказать об эффективности систем связи и о методах их повышения.

Под эффективностью понимают некоторую функцию показателей качества, которая характеризует систему связи с технической точки зрения.

Показатели качества – это такие параметры, которые удовлетворяют условию: чем больше (меньше) показатель качества, тем лучше (хуже) система. Например, показателями качества являются: точность воспроизведения сообщения, скорость передачи сообщения, пропускная способность, помехозащищенность, надежность и т.п. Предварительный анализ систем можно вести по небольшому числу показателей качества. Обычно в их качестве берут скорость передачи, верность передачи, определяемую вероятностью ошибки при передаче дискретных сообщений или отношением сигнал/шум на выходе демодулятора при передаче непрерывных сообщений.

Система с ЧМ имеет среднюю помехозащищенность. Анализ кривых показывает, что реальные системы связи проигрывают идеальной по Шеннону системе.

Системы с частотно модулированными сигналами имеют высокую частотную и низкую энергетическую эффективность. Циклическое кодирование позволяет получить выигрыш одновременно по энергетической и по частотной эффективности. Реализация подобных высокоэффективных систем приводит к увеличению их сложности.

Высокие показатели качества можно обеспечить при комплексном подходе к проектированию модулятора, кодирующего устройства и демодулятора, декодирующего устройства с учетом условий и ограничений, накладываемых на вид модуляции и кодирования, структуру и интенсивность помех, вид канала связи. При приеме в целом, хотя и обеспечивается наибольшая верность принятого сообщения, но оптимальный приемник из-за большого числа каналов очень сложен, следовательно, имеет большую стоимость. Поэтому используется поэлементный прием с последующим декодированием принятой кодовой комбинации. Некоторое ухудшение качества в верности принятого сообщения здесь компенсируется существенным упрощением приемника.

Информационную эффективность повышают следующими способами:

- разнесенный прием – передача одной и той же информации по параллельным каналам;

- прием в целом - демодулятор строится сразу на все кодовое слово, что позволяет в сравнении с посимвольным приемом повысить верность;

- обратная связь – система с решающей обратной связью являются примером согласованного подхода к кодированию и модуляции с учетом свойств канала связи;

- применение шумоподобных сигналов – позволяет повысить верность передачи за счет повышения отношения сигнал/шум на входе решающего устройства;

- адаптивная коррекция – осуществление адаптивной коррекции характеристик канала позволяет повысить скорость передачи информации за счет ослабления межсимвольных искажений;

- эффективное кодирование источника – кодирование источника со сжатием данных позволяет сократить избыточность источников сигналов и тем самым повысить эффективность систем передачи информации.

Данную курсовую работу считаю выполненной.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1 Теория электрической связи: Учебник для вузов /А.Г. Зюко,

Д.Д. Кловский, В.И. Коржик, М.В. Назаров; Под ред. Д.Д. Кловского. М.: Радио и связь, 2000.

2 Теория электрической связи: Учебное пособие для вузов /

Т.Л. Алексеева, Н.В. Добаткина, Г.К. Кожанова, Н.Т. Петрович, В.Г. Санников, А.С. Сухоруков. М.: МИС, 1991.

3 Теория электрической связи: Учебное пособие /А.С. Аджемов, М.В. Назаров, ю.в. Парамонов, В.Г. Санников. М.: МТУСИ, 1996.

4 Клюев. Л.Л. Теория электрической связи: Учебник для вузов. Минск: Дизайн ПРО, 1998.

5 Борисов Ю.П., Пенин П.И. Основы многоканальной передачи информации: Учебное пособие. М.: Связь, 1967.

6 Радиотехнические системы передачи информации: Учебное пособие для вузов / В.А.Борисов, в.в. Калмыков, Я.М. Ковальчук и др.; Под ред. В.В. Калмыкова. М.: Радио и связь, 1990.

7 Радиосистемы передачи информации: Учебное пособие для вузов/ В.А.Васин, В.В.Калмыков, Ю.Н.Себекин и др.; под ред. И.Б.Федорова и В.В.Калмыкова – М.: Горячая линия – Телеком, 2005.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

17981. Государственное регулирование хозяйственной деятельности 125.5 KB
  18 Лекция № 3. Тема: Государственное регулирование хозяйственной деятельности. План 1. Средства и принципы регулирующего воздействия государства на деятельность субъектов хозяйствования. 2. Лицензирование отдельных видов хозяйств...
17982. Правовое регулирование финансовой деятельности 116.5 KB
  24 Лекция № 4 Тема: Правовое регулирование финансовой деятельности ПЛАН: 1.Понятие и виды правового режима имущества субъектов хозяйствования. 2. Порядок открытия и обслуживания банковского счета. 3. Правовое регулирование наличных и безналичны
17983. Хозяйственные обязательства и договоры 154 KB
  Лекция 5 Хозяйственные обязательства и договоры План 1.Понятие хозяйственного обязательства. 2.Классификация хозяйственных обязательств. 3.Возникновение изменение и прекращение хозяйственных обязательств. 4.Хозяйственные договоры. 5. Способы обеспечения ис
17984. Хозяйственно правовая ответственность и защита прав субъектов хозяйствования 155 KB
  Лекция 6 Хозяйственно правовая ответственность и защита прав субъектов хозяйствования. Понятие хозяйственноправовой ответственности и ее место в системе иных видов юридической ответственности. Способы защиты прав и законных интересов субъектов хозяйств
17985. Хозяйственное право в системе права Украины 169.5 KB
  Лекция № 1 :€œХозяйственное право в системе права Украины€ План 1. Понятие и виды хозяйственной деятельности. 2.Понятие и виды хозяйственных отношений. 3. Методы государственного регулирования хозяйственных правоотношений. 4. Принципы хозяйственного права. 5. И...
17986. ЦЕНТРАЛЬНЫЙ БАНК И ДЕНЕЖНО-КРЕДИТНАЯ ПОЛИТИКА 435.5 KB
  ОПОРНЫЙ КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ по дисциплине ЦЕНТРАЛЬНЫЙ БАНК И ДЕНЕЖНОКРЕДИТНАЯ ПОЛИТИКА Тема 1. НАЦИОНАЛЬНЫЙ БАНК УКРАИНЫ – ЦЕНТРАЛЬНЫЙ БАНК СТРАНЫ Назначение и правовой статус центральных банков. Основные задачи функции и принципы деятельности НБУ. ...
17987. ФИНАНСОВЫЙ МЕНЕДЖМЕНТ 1.33 MB
  конспект лекций по предмету Финансовый менеджмент Вступление В предлагаемом курсе лекций наложены основные методы и практические приемы которые применяются для эффективного управления формированием и использованием финансовых ресурсов предприяти...
17988. ЕКОНОМІКА ПРАЦІ І СОЦІАЛЬНО-ТРУДОВІ ВІДНОСИНИ 3.69 MB
  В.Г.СУМЦОВ І.Г.ФИЛИППОВА Г.С. БАЛАХНІН Є.В.ЯРМАК ЕКОНОМІКА ПРАЦІ І СОЦІАЛЬНОТРУДОВІ ВІДНОСИНИ Розглянуто сутність праці формування і використання трудового потенціалу людського капіталу зайнятості населення ринку праці безробіття та його соціальноекономічних...
17989. 4D Брендинг 1.55 MB
  Томас Гэд 4D Брендинг От автора ПРОИЗНЕСИТЕ СЛОВО брэндинг и оно прозвучит как магическое заклинание. Коммерческая нирвана успокоение по мере того как перед вашими глазами проходят логотипы потребительских брэндов: CocaCola Heineken Marlboro Nescafe. Волшебные названия и и