49872

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ НЕПРЕРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

РАСЧЕТ ШИРИНЫ СПЕКТРА СИГНАЛА МОДУЛИРОВАННОГО ДВОИЧНЫМ КОДОМ РАСЧЁТ ОТНОШЕНИЙ МОЩНОСТЕЙ СИГНАЛА И ПОМЕХИ НЕОБХОДИМЫХ ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЗАДАННОГО КАЧЕСТВА ПРИЁМА ИЗОБРАЖЕНИЕ ДВУХ ТАКТОВЫХ ИНТЕРВАЛОВ ИЛЛЮСТРИРУЮЩИХ ФОРМУ СИГНАЛА ПРИ ПЕРЕДАЧЕ СООБЩЕНИЯ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ОПТИМАЛЬНОГО КОГЕРЕНТНОГО И НЕКОГЕРЕНТНОГО РАЗЛИЧИТЕЛЕЙ БИНАРНЫХ СИГНАЛОВ ЗАКЛЮЧЕНИЕ БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ Исходными данными для выполнения работы являются: значение показателей степени k = 4; значение частоты fo 1800 Гц;...

Русский

2014-01-11

1.03 MB

5 чел.

Министерство образования и науки РФ

ФГАОУ ВПО «Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина»

Институт радиоэлектроники и информационных технологий РтФ

Кафедра радиоэлектронных и телекоммуникационных систем

Оценка работы  

 

 

 

ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ НЕПРЕРЫВНЫХ СООБЩЕНИЙ

ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА К КУРСОВОМУ ПРОЕКТУ

по дисциплине «Теория электрической связи»

     Подпись   Дата        Ф.И.О.

Преподаватель      Ремизов Д.В.

Студент    Сафронова И.И.


Группа Р-390802

Вариант №15

Екатеринбург 2012

СОДЕРЖАНИЕ

[1] СОДЕРЖАНИЕ

[2]
ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ

[3] ВВЕДЕНИЕ

[4]
РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ

[4.1] РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ СРЕДНЕКВАДРАТИЧНОЙ ОШИБКИ ПО ИСТОЧНИКАМ ИСКАЖЕНИЙ.

[4.2] РАСЧЕТ УРОВНЯ АМПЛИТУДНОГО ОГРАНИЧЕНИЯ ВХОДНОГО СООБЩЕНИЯ

[4.3] ВЫБОР ЧАСТОТЫ (ИНТЕРВАЛА) ДИСКРЕТИЗАЦИИ

[4.4] РАСЧЕТ РАЗРЯДНОСТИ ДВОИЧНОГО КОДА

[4.5] РАСЧЁТ ДОПУСТИМОГО ЗНАЧЕНИЯ ВЕРОЯТНОСТИ ОШИБКИ ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ РАЗРЯДА ДВОИЧНОГО КОДА

[4.6] РАСЧЕТ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ИМПУЛЬСА ДВОИЧНОГО КОДА

[4.7] РАСЧЕТ ШИРИНЫ СПЕКТРА СИГНАЛА, МОДУЛИРОВАННОГО ДВОИЧНЫМ КОДОМ

[4.8] РАСЧЕТ ИНФОРМАЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ИСТОЧНИКА СООБЩЕНИЯ И КАНАЛА СВЯЗИ

[4.9] РАСЧЁТ ОТНОШЕНИЙ МОЩНОСТЕЙ СИГНАЛА И ПОМЕХИ, НЕОБХОДИМЫХ ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЗАДАННОГО КАЧЕСТВА ПРИЁМА

[4.10] ВЫБОР СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ

[5]
СВОДНАЯ ТАБЛИЦА РЕЗУЛЬТАТОВ РАСЧЕТОВ

[6] ГРАФИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ

[6.1] 2.ИЗОБРАЖЕНИЕ ДВУХ ТАКТОВЫХ ИНТЕРВАЛОВ, ИЛЛЮСТРИРУЮЩИХ ФОРМУ СИГНАЛА ПРИ ПЕРЕДАЧЕ СООБЩЕНИЯ

[6.2]
3.СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ОПТИМАЛЬНОГО КОГЕРЕНТНОГО И НЕКОГЕРЕНТНОГО РАЗЛИЧИТЕЛЕЙ БИНАРНЫХ СИГНАЛОВ

[7] ЗАКЛЮЧЕНИЕ

[8] БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК


ЗАДАНИЕ НА ПРОЕКТИРОВАНИЕ

Исходными данными для выполнения работы являются:

  •  значение показателей степени k = 4;
  •  значение частоты fo – 1800 Гц;
  •  тип распределения сообщения – № 3;
  •  допустимое значение относительной среднеквадратичной ошибки искажений сообщения при его преобразовании в цифровую форму и действии помех – = 0,1%;
  •  вид модуляции сигнала во второй ступени – ЧМ.

В соответствии с исходными данными и требованиями необходимо, руководствуясь полученными в процессе изучения дисциплины знаниями и умением, литературными материалами и рекомендациями методических указаний, выполнить следующие действия:

  1.  Распределение относительной среднеквадратичной ошибки (ОСКО) входных преобразований на четыре составляющих: ОСКО, вызванной ограничением мгновенных значений исходного непрерывного процесса, ОСКО, вызванной временной дискретизацией, ОСКО квантования  исходного непрерывного процесса и ОСКО искажений сообщения, вызванных действием помех.

  1.  По результатам распределения ОСКО должны быть рассчитаны уровни амплитудного ограничения входного сообщения, частота дискретизации, число уровней квантования и разрядность двоичного кода, представляющего сообщение в цифровой форме, энтропию сообщения и производительность источника.

  1.  С учётом заданного вида модуляции сигнала определить его параметры, характеризующие форму, и  требуемое  значение полосы пропускания приёмного устройства.

  1.  Рассчитать допустимое значение вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода, исходя из заданного значения ОСКО сообщения, вызванной искажением разрядного символа.

  1.  По полученному значению вероятности ошибки по формулам потенциальной помехоустойчивости найти минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения допустимого уровня искажения кода за счёт действия помех.

  1.  Сформировать сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Рассчитать требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала.

  1.  Рассчитать требуемое отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности шума на выходе фильтра, согласованного со сложным сигналом информационной последовательности, обеспечивающие значение вероятности ошибки воспроизведения символа информационного кода, не превышающее значения, рассчитанного по условию пункта 4 в случае приема сигнала с неизвестной фазой.

  1.  Сформировать и привести в пояснительной записке  функциональные схемы оптимального и квазиоптимального приемных устройств, обеспечивающих при заданных условиях наилучшее качество приема сигнала выбранной формы при заданном виде модуляции.

  1.  Рассчитать требуемое отношение средней мощности исходного непрерывного сигнала к средней мощности шума в полосе сообщения, обеспечивающее пропускную способность канала связи, равную производительности источника сообщения.

  1.  Рассчитать пропускную способность дискретного бинарного канала с заданным значением вероятности ошибочного приема символа с предположением независимости передачи разных символов информационного кода. Сравнить полученное значение со значением производительности источника и объяснить причины несовпадения результатов.

В заключение необходимо разработать подробную функциональную схему передающей и приёмной частей системы передачи информации, привести её в пояснительной записке вместе с осциллограммами процессов в ключевых точках системы.


ВВЕДЕНИЕ

В современной радиотехнике задача создания помехоустойчивых систем является одной из центральных. Одни из наиболее действенных путей достижения высокой помехоустойчивости являются использование совершенных видов модуляции сигналов и, в частности, помехоустойчивого кодирования сообщений.

Цифровые сигналы по сравнению с аналоговыми обладают высокой помехоустойчивостью, так как при их обнаружении на фоне шумов необходимо определить лишь наличие импульса или его отсутствие. Поэтому в цифровой системе передачи информации очень важно правильно и оптимально подобрать параметры входных преобразований, чтобы не сильно исказить передаваемое сообщение, и при этом не использовать большой частотный ресурс.

Курсовая работа имеет целью закрепить навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчёта характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналам связи с помехами.

Основная задача курсовой работы – закрепление навыков расчёта характеристик системы передачи непрерывных сообщений цифровыми сигналами. Кроме того, в процессе её выполнения продолжается знакомство с учебной и монографической литературой по теории электрической связи, закрепление навыков выполнения технических расчётов с использованием персональных ЭВМ.


РАСЧЕТНАЯ ЧАСТЬ

  1.  РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ СРЕДНЕКВАДРАТИЧНОЙ ОШИБКИ ПО ИСТОЧНИКАМ ИСКАЖЕНИЙ.

При передаче непрерывного сообщения цифровым способом источники искажений сосредоточены на приёмной стороне в детекторе модулированного сигнала, а на передающей – в преобразователе непрерывного процесса в цифровой, т.е. в преобразователе "аналог-код". Эффективное значение относительной среднеквадратичной ошибки передачи информации можно представить в виде:

= ,                                                                         (1.1)

где 1 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения;

        2 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения;

        3 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения.

4 – эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума.

При заданном значении возможно много вариантов подбора значений слагаемых в формуле (1.1). Выберем следующий вариант распределения значений заданной ошибки:

i = 0,5 при i =           (1.2)

И получаем следующие эффективные значения относительных ошибок:

= 0,1%

1=2=3=4=0,05%

  1.  РАСЧЕТ УРОВНЯ АМПЛИТУДНОГО ОГРАНИЧЕНИЯ ВХОДНОГО СООБЩЕНИЯ

Сообщение третьего вида х3 (t) является одной из моделей речевого процесса и имеет плотность вероятности, описываемую суммой гауссовых кривых:

           W3(х) = ,         (2.1)

где рr  рс   0,5 - соответственно вероятности появления гласных и согласных звуков;

 г2 - дисперсия гласных звуков;

 с2 - дисперсия согласных звуков.

г  1,4х, а с  0,1х, где х – усреднённое эффективное значение речевого сообщения х3(t).

В результате ограничения выбросов этого процесса появляются искажения, дисперсия которых может быть найдена из выражения

   2 = ,                                    (2.2)

где г и с - эффективные значения относительных искажений гласных и согласных звуков, величины которых могут быть найдены из (2.3) при использовании соответственно относительных порогов Нг = Uм/г и Нс = Uм/с.

   = ,                     (2.3)

где   рогр = -                     (2.4)

вероятность выхода мгновенных значений сообщения за верхний и нижний пороги ограничения;

Ф(z) =  - функция Лапласа;

Н – отношение максимального пикового значения непрерывного сообщения к его эффективному значению – пикфактор.

Учитывая приведённые выше соотношения для эффективных значений гласных и согласных звуков, можно записать

    2  г,                       (2.5)

Таким образом, в силу того, что мощность (дисперсия) гласных звуков почти в 200 раз выше мощности согласных, нелинейные искажения сообщения в среднем определяются искажениями гласных звуков.

Для нахождения пикфактора сообщения третьего вида Н3 используем график, приведённый на рис.2.1. По этому графику, задаваясь допустимой величиной относительной ошибки 2, найдем соответствующее ей значение пикфактора Нг гласных звуков и выразим через него пикфактор самого ограниченного непрерывного сообщения Н, используемый в дальнейшем для определения числа разрядов представления этого сообщения в цифровой форме.

Рис.2.1. Зависимость

При вычислении пикфактора Н надо учесть, что эффективное значение сообщения х(t) равно одному вольту – .

Из Рис.1 возьмем Нг=4,8          

Далее:  Нг=Uм/г = Uм/1,4х=Н/1,4, где  Н= Uм/х

Н=1,4Нг=6,72  Uм=Н=6,72 В

       

Рис.2.2. Плотности вероятностей гласных и       Рис.2.3. Плотность вероятности сообщения согласных звуков                                                3-го вида

  1.  ВЫБОР ЧАСТОТЫ (ИНТЕРВАЛА) ДИСКРЕТИЗАЦИИ

При выборе частоты дискретизации Fд необходимо пользоваться правилом, следующим из равенства:

1 =  ,                                           (3.1)

где Fд – частота временной дискретизации;

     Sx(f) – спектральная плотность мощности сообщения  х (t).

Форма спектральной плотности мощности сообщения определена равенством:

Sx(f) = ,                                                        (3.2)

где S0 – спектральная плотность мощности сообщения на нулевой частоте;

      k – параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего сообщение;

      f0 – частота, определяющая ширину спектра сообщения по критерию снижения Sх (f) в два раза по сравнению с её значением на нулевой частоте Sх (0).

Подставляя (3.2) в (3.1), вычисляя интегралы и извлекая квадратный корень, можно получить выражение, связывающее значения ошибки 1 и частоты Fд. При заданном значении 1 можно найти минимальное значение частоты дискретизации Fд, обеспечивающее допустимую погрешность первого из входных преобразований сообщения.

При вычислении интеграла в (3.1) используется приближенное выражение:

При вычислении спектральной плотности S0 следует учитывать, что эффективное значение сообщения х(t) равно одному вольту, а  интеграл (3.3) в полубесконечных пределах:

Используя выше приведенные выражения, выразим частоту дискретизации:

,

,                                                (3.5)

Выразим частоту дискретизации в числовом виде, подставляя исходные значения:

FД = 23,83 кГц

  1.  РАСЧЕТ РАЗРЯДНОСТИ ДВОИЧНОГО КОДА

Связь эффективного значения относительной ошибки квантования з с числом разрядов Nр двоичного кода при достаточно высоком числе уровней квантования, когда ошибку можно считать распределённой по закону равномерной плотности, определяется выражением:

 з .                                                                        (4.1)

Таким образом, задавшись допустимым значением относительной ошибки з, можно найти число разрядов двоичного кода,  обеспечивающее заданную точность преобразования:

   Nр = Е  + 1,                                                      (4.2)

где Е(х) – целая часть дробного числа х.

Рассчитаем разрядность:

.

Таким образом, в результате входных преобразований сформирован сигнал ИКМ, обеспечивающий требуемый уровень точности передачи аналогового сообщения цифровым способом – использованием двоичного кода.

Зная число разрядов двоичного кода, можно определить число уровней квантования:

   n = 2Np            (4.3)

n = 213 = 8192.

  1.  РАСЧЁТ ДОПУСТИМОГО ЗНАЧЕНИЯ ВЕРОЯТНОСТИ ОШИБКИ ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ РАЗРЯДА ДВОИЧНОГО КОДА 

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума, можно найти из формулы:

       4 = 2Н ,                                                            (5.1)

где pош – вероятность ошибки приема разрядного символа. приведённая формула справедлива при небольших значениях 4.

       ,                                                         (5.2)

Подставляя числовые данные получаем .

  1.  РАСЧЕТ ДЛИТЕЛЬНОСТИ ИМПУЛЬСА ДВОИЧНОГО КОДА

Длительность импульса кодовой последовательности можно определить из ранее найденных частоты дискретизации и разрядности двоичного кода

,                                                            (6.1)

где с – длительность временного интервала, предназначенного для передачи сигналов синхронизации.

Примем τс≈τи. Подставляя в (6.1), можно найти выражение для u

 ,                                                               (6.2)

получаем

 u = 2,997.10-6c≈3 мкс

  1.  РАСЧЕТ ШИРИНЫ СПЕКТРА СИГНАЛА, МОДУЛИРОВАННОГО ДВОИЧНЫМ КОДОМ

В результате манипуляции двоичная последовательность кодовых символов с различными фазами может быть представлена суммой двух импульсных последовательностей с различными начальными фазами. Поскольку характер последовательностей определяется реализацией сообщения, каждую из них следует считать случайным процессом с характерной для последовательности прямоугольных импульсов функцией корреляции в виде гармонической функции (косинуса) с огибающей треугольной формы. Спектральная плотность мощности такой последовательности имеет вид функции (sin2 х)/х2,  максимум которой находится на несущей частоте, а ширина главного лепестка по первым нулям спектральной плотности равна f0 = 2/u. Ширину спектра будем определять полосой частот, в которой сосредоточено 80-90% мощности сигнала.

 

.                                                     (7.1)

fс ЧМ  6,672.105 = 0,667 МГц.

  1.  РАСЧЕТ ИНФОРМАЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ИСТОЧНИКА СООБЩЕНИЯ И КАНАЛА СВЯЗИ

Необходимо рассчитать энтропию источника сообщения, оценить его избыточность, производительность.

Так как гласные и согласные звуки никогда не произносятся одновременно, их энтропии не зависят друг от друга, а общая энтропия источника сообщения является суммой энтропий гласных и согласных:

Н(х) = ргНГ + рсНС                                                                              (8.1)

При достаточно большом числе уровней квантования справедлива следующая формула:

Н(х)     [бит/симв],                                          (8.2)

где W(х)  - плотность вероятности сообщения;

      h = 2UМ  2-Nр  - значение интервала квантования; h = 0,0016

      UМ – порог ограничения сообщения.

Подставляя (8.2) в (8.1) и далее преобразовывая выражение, получим:

Получаем значение энтропии Н(х) = 9,88 бит/симв.  

Рассчитаем информационную насыщенность сообщения:

 IН(х)=Н(х)/НМАКС,                                                             (8.3)

где НМАКС – максимальная энтропия источника, достигаемая при равномерном распределении, НМАКС =13 бит/симв. IН(х) = 0,76.

Тогда избыточность может быть найдена из выражения

 r(х)=1–IН(х)=.                                            (8.4)

r(х) = 0,24.

Производительность источника сообщения найдем из равенства

 I(х)=2.f0Н(х),бит/с                                                            (8.5)

I(х)=3.557.104 бит/с.

Пропускная способность канала связи определяется формулой Шеннона

С=log2бит/с.                                                   (8.6)

С учётом того, что пропускная способность канала должна быть не меньше производительности источника найдём значение отношения мощностей сигнала и помехи, требуемое для согласования источника сообщения с каналом связи.

Пусть log 2 =2.f0 Н(х). Тогда .

= 8,883.105 = 59,486 .

  1.  РАСЧЁТ ОТНОШЕНИЙ МОЩНОСТЕЙ СИГНАЛА И ПОМЕХИ, НЕОБХОДИМЫХ ДЛЯ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ЗАДАННОГО КАЧЕСТВА ПРИЁМА

Полагая априорные вероятности передачи единиц и нулей двоичного кода равными 0.5, можно записать:

рош = 1 – Ф,                                                 (9.1)

где   Ф (х) =   - функция ("интеграл ошибок") Лапласа;

                                                                            (9.2)

- отношение энергии сигнала Ессu  к  спектральной плотности N0/2 аддитивного "белого" шума;

  =  -                                                       (9.3)

- коэффициент взаимной корреляции сигналов, соответствующих передаче "единицы" и "нуля".

Так как используется частотная модуляция, то = 0.

Тогда вероятность ошибочного приёма символа двоичного кода может быть найдена по формуле

рош=1–Ф(q/)=Ф(-q/)                                             (9.4)

Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи приведены на рис.9.1. Задаваясь значением вероятности ошибки, полученной из приближённого равенства (5.1), можно найти требуемое значение отношения q2, обеспечивающее заданное качество приёма.

Рис.9.1 Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи    - для оптимального приема

             - для неоптимального приема

При неоптимальном приёме выражения для вероятностей ошибок зависят от конкретной схемы, реализующей различение символов двоичного кода дискретного сигнала. При рациональном построении устройств некогерентной обработки можно использовать следующее приближённое выражение для вероятностей ошибок при частотной модуляции:

                                          рош ,                                                      (9.5)

       

Для ЧМ проигрыш в отношении сигнал/шум, вызванный неизвестностью начальной фазы, относительно небольшой. При использовании высокой частоты несущей, когда период высокочастотного заполнения на порядок меньше длительности импульса, сокращается вероятность непопадания максимума высокочастотного заполнения в необходимую точку.

Определим проигрыш в энергии (мощности) сигнала, вызванный неизвестностью начальной фазы:           

  1.  ВЫБОР СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ

Сформируем сложные сигналы, используя для информационного сигнала 15-ти элементную М-последовательность. Для формирования сигнала информационных символов зададимся начальными условиями: d1=1, d2=1, d3=1, d4=1. Остальные элементы М-последовательности рассчитываются по формуле (10.1):                                                                                                                                         

                                                                         (10.1)

где Kn+1;

Ci-двоичные коэффициенты, принимающие значения «0» или «1»;

Суммирование ведется по mod 2.

Используя таблицу, выберем двоичные коэффициенты Сi: С1=1, С2=0, С3=0, С4=1.

Из формулы (10.1) видно, что алгоритм формирования кода принимает вид:

Рассчитаем остальные элементы М-последовательности:

Получили следующую последовательность: 111101011001000.

При этом длительность импульса уменьшится и будит составлять:

                   ик = ·u =  · 2,997·10-6= 1,998·10-7= 0,2 мкс                                 (10.2)

где  N- количество импульсов в фазоманипулированном коде, несущем один символ (единица или ноль) информационного кода (длина последовательности).

Ширина спектра:

Рассмотрим структурную схему фильтра, согласованного с полученной последовательностью 111101011001000. Структурная схема состоит из линии задержки с отводами, состоящая из 14 секций, каждая из которых задерживает сигнал на время, равное длительности импульсов, весового сумматора и фильтра, согласованного с одиночным импульсом.

Рис. 10.1.  Структурная схема СФ для информационного сигнала.

Таблица 10.1. Прохождение информационного сигнала через фильтр согласованный с информационным сигналом.

инв

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

2

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

3

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

4

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

5

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

6

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

7

0

0

0

1

0

0

1

1

8

0

0

0

1

0

0

1

9

*

1

1

1

0

1

1

10

*

1

1

1

0

1

11

0

0

0

1

12

*

1

1

1

13

*

1

1

14

*

1

Σ

-1

-2

-3

-2

-1

-2

1

-2

1

0

1

2

1

0

15

Рис.10.2. Сигнал на выходе согласованного фильтра при действии на входе информационного сигнала.

Для формирования сигнала синхронизации 15-элементной М-последовательности, начальные условия оставим прежними: d1=1, d2=1, d3=1, d4=1. Выберем двоичные коэффициенты Сi, отличные от первого случая: С1=0, С2=0, С3=1, С4=1.  

Рассчитаем остальные элементы М-последовательности:

Получили следующую последовательность: 111100010011010. Так же как  и  в случае с информационным сигналам изменится длительность импульса и ширина спектра.

Длительность импульса будет равна:   

                   ик = ·u =  · 2,997·10-6= 1,998·10-7= 0,2 мкс                                 (10.4)

Ширина спектра:

Рассмотрим структурную схему фильтра, согласованного с полученной последовательностью 111100010011010. Структурная схема состоит из линии задержки с отводами, состоящую из 14 секций, каждая из которых задерживает сигнал на время, равное длительности импульсов, весового сумматора и фильтра, согласованного с одиночным импульсом.

Рис. 10.3.  Структурная схема СФ сигнала синхронизации.

Таблица. 10.2. Прохождение сигнала синхронизации через фильтр согласованный с  сигналом синхронизации.

инв

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

2

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

3

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

4

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

5

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

6

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

7

0

1

0

1

1

0

0

1

8

*

1

0

1

0

0

1

1

9

*

1

0

1

0

0

1

10

0

1

0

1

1

11

0

1

0

1

12

*

1

0

1

13

0

1

14

*

1

Σ

-1

0

-1

0

3

0

1

-2

-1

-4

-1

0

-1

0

15

Рис.10.4. Сигнал на выходе согласованного фильтра синхронизирующей последовательности при действии на входе сигнала синхронизации.

Рассмотрим процесс на выходе рассмотренного согласованного фильтра при действии на его входе сигнала синхронизации.

Таблица 10.3. Прохождение сигнала синхронизации через фильтр, согласованный с информационным сигналом

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1

1

1

1

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

*

1

0

1

0

0

1

1

0

1

1

1

0

0

0

0

-1

0

-1

0

3

-2

3

- 4

-1

0

-3

-2

5

- 4

-7

4

-1

- 4

3

4

1

0

3

0

-1

-2

-3

-2

-1

Рис.10.5. Форма сигнала на выходе согласованного фильтра информационной последовательности при действии на входе синхронизирующей последовательности.

Рассмотрим процесс на выходе согласованного фильтра сигнала синхронизации при действии на его входе информационного сигнала.

Таблица 10.4. Прохождение информационного сигнала через фильтр, согласованный с сигналом синхронизации

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

1

1

0

1

0

1

1

1

1

*

1

1

1

0

1

1

0

0

1

0

1

0

0

0

0

-1

-2

-3

-2

-1

0

3

0

1

4

3

- 4

-1

4

7

- 4

5

-2

-3

0

-1

- 4

3

-2

-3

0

-1

0

-1

Рис.10.6. Форма сигнала на выходе согласованного фильтра синхронизирующей последовательности при действии на входе информационной последовательности.

Структуры полученных последовательностей представлены на рис.10.7 –10.9.

Рис.10.7. Структура сигнала передачи единицы информационной М-последовательности

Рис.10.8. Структура сигнала передачи нуля информационной М-последовательности

Рис.10.9 Структура сигнала синхронизации М-последовательности


СВОДНАЯ ТАБЛИЦА РЕЗУЛЬТАТОВ РАСЧЕТОВ

Параметр

Значение

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения (1)

0,5·10-3

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения (2)

0,5·10-3

Эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения (3)

0,5·10-3

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума (4)

ро0,5·10-3

Частота дискретизации (Fд)

23,83 кГц

Пикфактор (H)

6,72

Число разрядов двоичного кода (Np)

13

Ширина спектра сигнала ()

0,667 МГц

Ширина спектра сложного сигнала ()

10 МГц

Требуемое значение отношения сигнал/шум для обеспечения пропускной способности канала связи ()

59,486 дб.

Требуемое отношение q2 при оптимальном когерентном приёме

70

Требуемое отношение q2 при оптимальном некогерентном приёме

74,426


ГРАФИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ

1.ОБЩАЯ СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ 

Рис.1.1. Структурная схема передающей части системы

Рис.1.2. Структурная схема приемной части системы

2.ИЗОБРАЖЕНИЕ ДВУХ ТАКТОВЫХ ИНТЕРВАЛОВ, ИЛЛЮСТРИРУЮЩИХ ФОРМУ СИГНАЛА ПРИ ПЕРЕДАЧЕ СООБЩЕНИЯ

Рис.2.1. Входной сигнал и его цифровое представление на выходе мультиплексора

Рис.2.2. Сигнал в канале связи (показаны первые три импульса исходного двоичного кода)

Рис.2.3. Цифровой сигнал на входе ЦАП и восстановленное сообщение на выходе декодера


    

Рис.2.4. Диаграммы, поясняющие работу демодулятора ЧМ сигнала


3.СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ОПТИМАЛЬНОГО КОГЕРЕНТНОГО И НЕКОГЕРЕНТНОГО РАЗЛИЧИТЕЛЕЙ БИНАРНЫХ СИГНАЛОВ

Рис.3.1 Структурная схема оптимального когерентного демодулятора ЧМ-сигнала

Рис.3.2 Структурная схема оптимального некогерентного демодулятора ЧМ-сигнала


ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В данном курсовом проекте были рассчитаны параметры цифровой системы передачи непрерывных сообщении.  По заданным параметрам найдены эффективные значения ошибок на передающей и приемной стороне. Так же были рассчитаны информационные характеристики сигнала, частота дискретизации, длительность импульса, ширина спектра сигнала и разрядность двоичного кода, энтропия сообщения, производительность источника.

Было найдено минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения допустимого уровня искажения кода за счёт действия помех для когерентного и некогерентного приема. Проигрыш в мощности сигнала, вызванный неизвестностью начальной фазы равен 10,6%.

В конце расчетной части были сформированы сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Рассчитано требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала. Сложные сигналы не дают выигрыша в помехоустойчивости. Однако их применение обеспечивает помехоустойчивость от подобных систем связи, что позволяет использовать одни и те же частоты для передачи множества сообщений одновременно. Были разработаны структурные схемы согласованных фильтров для информационных сигналов и сигналов синхронизации.


БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

  1.  Расчет параметров цифровых систем передачи непрерывных сообщений. Методические указания к курсовой работе по дисциплинам “Теория электрической связи” и “Основы теории связи” / Д. В. Астрецов. Екатеринбург: УГТУ-УПИ, 2000.
  2.  Радиотехнические цепи и сигналы. Учебник для студентов вузов, обучающихся по специальности “Радиотехника” /С. И. Баскаков. М.: Высшая школа, 2000.
  3.  Клюев. Л.Л. Теория электрической связи: Учебник для вузов. Минск: Дизайн ПРО, 1998.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

65517. Методи та алгоритми диспетчеризації завдань у розподілених комп’ютерних системах 572.5 KB
  Сьогодні участь у міжнародних програмах стає стратегічним питанням інформаційного розвитку держав. Україна також стоїть на шляху науково-технічної інтеграції у європейський та світовий простір, про що говорить низка проектів, в яких Україна є повноправним учасником.
65519. ДІАГНОСТИЧНА ЗНАЧИМІСТЬ НОВОГО МЕТОДУ ДОВГОХВИЛЬОВОЇ ОФТАЛЬМОГРАФІЇ У ХВОРИХ З ВІКОВОЮ МАКУЛЯРНОЮ ДЕГЕНЕРАЦІЄЮ 226 KB
  Патологія макулярної ділянки очного дна займає одне з перших місць в світі як причина слабкого зору та сліпоти і на теперішній час вважається найбільш складною для діагностики та лікування. Одним із найбільш розповсюджених та найтяжчих захворювань органа зору серед патології очного дна...
65520. Особливості використання сучасних сортів ячменю ярого в селекції на пивоварну якість та продуктивність 222.5 KB
  Актуальність теми полягає в необхідності встановлення ефективності селекції ячменю ярого на пивоварну якість і урожайність на основі використання в схрещуванні сучасних сортів виділених за цінними ознаками продуктивності...
65521. Підвищення точності зміцнювальної накатки зубців за рахунок розробки принципово нової геометрії накатного інструмента 191 KB
  Підвищення продуктивності та якості виготовлення циліндричних зубчастих коліс із одночасним зниженням їх собівартості є однією з найбільш актуальних задач технологів та інструментальників усього світу.
65522. Диференціальний розчинонасос із вертикальним проточним плунжером 1.09 MB
  У будівельній промисловості при спорудженні будівель як промислового так і цивільного призначення до чверті загальної трудомісткості становлять роботи пов’язані з використанням будівельних розчинів: штукатурні роботи улаштування наливних підлог замонолічування стиків будівельних елементів тощо.
65523. ЕКОЛОГІЧНЕ ОБГРУНТУВАННЯ ЗАХИСТУ ЧОРНОЇ СМОРОДИНИ ВІД ЛУСКОКРИЛИХ ШКІДНИКІВ В ЦЕНТРАЛЬНОМУ ЛІСОСТЕПУ УКРАЇНИ 222 KB
  В агроекологічних умовах Центрального Лісостепу в останні роки значної шкоди агроценозу смородини чорної завдає комплекс лускокрилих фітофагів зокрема смородинова склівка листовійки аґрусова вогнівка та смородинова брунькова міль.
65524. Підвищення показників якості базової станції технології WiMax 418 KB
  Для цього випадку в рамках даної дисертаційної роботи запропоновано варіант збільшення зони покриття базової станції WiMаx за допомогою багатопролітної радіорелейної лінії. Тема роботи присвячена дослідженню можливості застосування як засобу збільшення зони покриття базової станції WiMаx...
65525. ПРОДУКТИВНІСТЬ ЛЬОНУ-ДОВГУНЦЯ ЗАЛЕЖНО ВІД ЗАСТОСУВАННЯ КОМПЛЕКСНОГО ДОБРИВА ТА РЕГУЛЯТОРА РОСТУ В УМОВАХ ПОЛІССЯ 298 KB
  З появою нових комплексних добрив з певним співвідношенням макро- та мікроелементів, а також універсальних регуляторів росту біологічного походження нового покоління з’явилися резерви покращення забезпечення льону-довгунця необхідними...