51584

Импульсные регуляторы напряжения

Конспект

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Такие регуляторы используют для питания нагрузок постоянным напряжением, величина которого отличается от напряжения источника питания. Как нагрузки могут использоваться обмотки возбуждения электрических машин, электромагнитные механизмы, двигатели постоянного тока. Кроме того, импульсные регуляторы (стабилизаторы) широко применяются в источниках вторичного электропитания.

Русский

2014-03-07

2.31 MB

61 чел.

Национальный технический университет Украины

“Киевский политехнический институт”

Факультет электроники

Кафедра промышленной электроники

Импульсные регуляторы напряжения

КОНСПЕКТ ЛЕКЦИЙ

Киев 2005


ИМПУЛЬСНЫЕ  РЕГУЛЯТОРЫ  НАПРЯЖЕНИЯ

Силовые электронные устройства широко применяются для преобразования и регулирования параметров электрической энергии. Чаще всего они являются источниками вторичного электропитания потребителей электрической энергии и обеспечивают их электрической энергией с необходимыми параметрами и соответствующего качества. В процессе работы потребителей электрической энергии очень часто возникает необходимость регулировать количество электрической энергии, которая потребляется, или поддерживать ее на заданном уровне. Этого можно достичь за счет изменения величины напряжения или тока, который подается на нагрузку. Устройства, которые обеспечивают регулирование тока или напряжения на нагрузке называют регуляторами.

1. ИМПУЛЬСНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ НА ПОЛНОСТЬЮ УПРАВЛЯЕМЫХ КЛЮЧАХ, ПРИНЦИП ИМПУЛЬСНОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ.

Такие регуляторы используют для питания нагрузок постоянным напряжением , величина которого отличается от напряжения источника питания . Как нагрузки могут использоваться обмотки возбуждения электрических машин, электромагнитные механизмы, двигатели постоянного тока. Кроме того, импульсные регуляторы (стабилизаторы) широко применяются в источниках вторичного электропитания.

Главное преимущество импульсного метода регулирования – высокий КПД. Сопротивление идеального ключа в запертом состоянии равняется нулю. Следовательно, на нем нет падения напряжения и при любом токе потери мощности равны нулю. В разомкнутом состоянии сопротивление идеального ключа  бесконечно. Следовательно, ток через ключ не протекает и потери мощности также равны нулю. Переход идеального ключа из замкнутого состояния в разомкнутое и наоборот происходит мгновенно (tперек.= 0). и потери мощности также отсутствуют. В реальных силовых устройствах используют силовые полупроводниковые приборы, которые работают в ключевом режиме. Эти приборы не являются идеальными ключами, поскольку имеют конечное значение сопротивления, как во включенном состоянии, так и в отключенном состоянии. Кроме того, переход с одного состояния в другое происходит также за конечное время. Поэтому КПД силовых электронных устройств всегда меньше, чем 100%, тем не менее, достаточно высокий и, как правило, превышает (85-90)%. Поэтому импульсе методы регулирования напряжения и тока широко применяются в устройствах силовой электроники.

Принцип действия импульсных регуляторов базируется на использовании импульсных методов регулирования напряжения. При этом регулирующий элемент работает в режиме ключа (рис.1.1).

Среднее значение напряжения на нагрузке  регулируется за счет изменения соотношения между продолжительностью замкнутого и разомкнутого состояния ключа S. При этом напряжение на нагрузке  имеет форму прямоугольных импульсов (рис.1.2).

Рис.1.1       Рис.1.2

Среднее значение напряжения на нагрузке:

   (1.1)

где  – продолжительность импульса напряжения на нагрузке;  – продолжительность паузы между импульсами; Т – период повторения импульсов.

Действующее значение выходного напряжения на нагрузке:

.    (1.2)

где  – коэффициент заполнения импульсов. Плавно изменяя   от 0 до 1, мы тем самым будем плавно регулировать  от 0 до .

В схемах регуляторов постоянного напряжения в качестве регулирующего элемента (ключа) используют транзисторы или тиристоры. Тиристоры (однооперационные) по своему принципу действия являются полууправляемыми ключами. При их работе в цепях постоянного тока надо применять узлы принудительной коммутации. Поэтому сначала рассмотрим особенности построения и работу импульсных регуляторов на полностью управляемых ключах, а потом особенности импульсных регуляторов постоянного напряжения на тиристорах.

С (1.1) вытекает, что при постоянном напряжении источника питания , среднее значение напряжения на нагрузке  можно регулировать изменяя параметры импульсного напряжения: продолжительность импульса ti (паузы tп), или период повторения Т (частоту следования f). Соответственно этому различают такие способы импульсного регулирования.

Широтно-импульсное регулирование (ШИР), при котором изменяется продолжительность (ширина) импульсов (tі = var), а период их повторения остается постоянным (Т=const).

Частотно-импульсное регулирование (ЧИР) характеризуется тем, что регулирование выполняется путем изменения периода повторения импульсов Т (частоты их следование f = 1/Т).

При этом возможные такие случаи:

а)  = const;  = var; б)  = const;  = var; в)  = var;  = var.

Последний случай, при котором одновременно изменяются все параметры импульсов, называют комбинированным регулированием.

На рис.1.3 показана форма напряжения на нагрузке для двух случаев частотно-импульсного регулирования (рис.1.3, а, б), а также широтно-импульсного регулирования (рис.1.3, в) при двух значениях коэффициента заполнения импульсов: 1 = 0,25; 2 = 0,75.

Рис.1.3

Импульсные регуляторы постоянного напряжения используются для регулирования среднего значения напряжения на нагрузке, или для поддерживания ее на заданном уровне (стабилизации).

В режиме регулирования основной характеристикой является регулировочная характеристика – зависимость среднего значения выходного напряжения от величины регулируемого параметра.

Для широтно-импульсного регулирования (ШИР) регулируемым параметром является продолжительность импульса  ( ). В режиме регулирования считают, что напряжение источника питания Ud остается постоянным. Максимально возможное напряжение на нагрузке . Для удобства использования регулировочные характеристики целесообразно приводить в относительных единицах. Введем параметр относительное напряжение на нагрузке, как  В этом случае регулировочная характеристика широтно-импульсного регулятора в относительных единицах будет иметь такой вид

,      (1.3)

где – относительная продолжительность импульса, или коэффициент заполнения импульсов.

При частотно-импульсном регулировании (ЧИР) с регулированным параметром является частота импульсов. Относительное напряжение на нагрузке . Учитывая, что максимальная частота импульсов , регулировочная характеристика для ЧИР-а в относительных единицах имеет такой вид

,       (1.4)

где  - относительная частота импульсов.

На рис.1.4 приведен график регулировочной характеристики для широтно-импульсного регулирования, а на рис.1.5 - для частотно-импульсного.

Приведенные графики позволяют определить для заданного напряжения на нагрузке Uн величину регулируемого параметра, или для заданного регулируемого параметра – среднее значение напряжения Uн.

  Рис.1.4      Рис.1.5

Комбинированное регулирование, при котором одновременно изменяются все параметры импульсов Т(f), ti, tп, для регулирования напряжения практически не применяется, поскольку в данном случае система управления должна одновременно регулировать два параметра (Т = ti + tп). При этом выходное напряжение Uн является функцией двух переменных и такой регулятор может иметь множество регулировочных характеристик.

В то же время, комбинированное регулирование широко применяется при стабилизации напряжения, в частности в двухпозиционных стабилизаторах.

1.2. Сглаживание пульсаций импульсного напряжения

Напряжение на выходе регулирующего элемента uн(t) является импульсным (см. рис.1.2). Для получения на нагрузке постоянного напряжения, которое равняется среднему значению выходного напряжения Uн, между регулирующим элементом и нагрузкой включают сглаживающий фильтр. Поскольку конденсатор Со всегда стремится зарядиться к максимальному значению входного напряжения, использование емкостного С-фильтра не дает возможности эффективно регулировать напряжение на нагрузке путем изменения относительной продолжительности импульсов ti /Т. RC-фильтры также практически не используются, поскольку они не дают возможность использовать главное преимущество импульсных регуляторов – их высокий КПД. Чаще всего в импульсных регуляторах используют индуктивный (рис.1.6) или индуктивно-емкостный фильтр (рис.1.7).

В отличие от обычных L- или LC-фильтров в данном случае фильтр обязательно дополняется диодом VD, который называют обратным диодом. Этот диод пропускает ток дросселя L в те интервалы времени, когда транзистор VT закрыт (ключ разомкнут). Когда система управления СУ открывает транзистор VT (ключ замыкается), от источника питания Ud  в нагрузку Rн протекает ток по цепи, указанной непрерывной стрелкой. В этот интервал времени 0tи (см. рис.1.2) диод VD закрыт, ток возрастает и в элементах фильтра L и С накапливается энергия. При закрывании транзистора (размыкании ключа) нагрузка Rн отделяется от источника питания Ud  и ток в нем поддерживается за счет энергии, которая была накоплена в элементах фильтра. В этот интервал времени tі…Т конденсатор С разряжается на нагрузку Rн. Ток дросселя L также протекает через нагрузку Rн и замыкается через диод VD, который в это время открыт. Вследствие этого энергия, которая была накоплена в дросселе, также передается к нагрузке. Круг протекания тока дросселя в интервале времени tі…Т показано прерывистой стрелкой.

  Рис.1.6      Рис.1.7

Если сглаживающий фильтр состоит из одного дросселя (L-фильтр) или нагрузка импульсного регулятора имеет активно-индуктивный характер (рис.1.6), ток в нагрузке и элементах регулятора на интервалах их работы изменяется за экспоненциальным законом (рис.1.8). Проанализируем работу преобразователя, когда нагрузка имеет активно-индуктивный характер, т.е. дроссель L учитывается как составная часть Z нагрузка.

Рис. 1.8

Найдем мгновенные значения токов методом отдельных составляющих

.

По теореме запаздывания: .

Или, , отсюда имеем:

,

.

Изображение напряжения на нагрузке:

.

Изображение тока нагрузки:

.

Свободный ток найдем через остаток относительно полюса

.

Переходной ток на протяжении интервала времени  найдем следующим образом:

.

Установившийся ток будет

 (1.5)

где постоянная времени цепи нагрузки, .

Для нахождения тока на втором интервале от  к  перенесем начало координат на величину  и запишем изображение напряжения на нагрузке:

.

Тогда токи находятся так, как и в предыдущем случае:

;

 (1.6)

Минимальное и максимальное значение тока нагрузки (тока через транзистор и диод) найдем из (1.5) и (1.6) при  и .

; .

      Средние значения токов транзистора и диода определим путем интегрирования на соответствующих интервалах тока нагрузки

.

.

Среднее значение тока нагрузки:

.

Ток нагрузки не зависит от  рабочей, , а зависит от значения  и .

Амплитуда пульсаций тока нагрузки:

.

Исследуя на экстремум по , можно определить, что

; .

Если для сглаживания пульсаций используют LC-фильтр (рис.1.7), процессы в импульсном регуляторе имеют более сложный характер. В частности, возможные два режима работы дросселя фильтра:

  1.   режим беспрерывного протекания тока в дросселе (рис.1.9);
  2.   режим прерывистого протекания тока в дросселе (рис.1.10).

Для упрощения будем считать, что индуктивность и емкость фильтра идеальные, а транзистор и диод являются идеальными ключами. Если фильтр имеет достаточно большой коэффициент сглаживания, напряжение на конденсаторе С , практически постоянное и равняется среднему значению напряжения на выходе импульсного регулятора Uн.

Когда транзистор открыт (ключ закрыт), к дросселю L приложено напряжение, которое равняется разности напряжений Е - Uн . Под действием этого напряжения ток в дросселе і возрастает (рис.1.9) причем

    (1.7)

Очевидно, что этот ток будет возрастать линейно

,     (1.8)

где і(0) – начальный ток в дросселе в момент замыкания ключа.

При размыкании ключа открывается диод VD и ток дросселя протекает через него. При этом к дросселю приложено напряжение Uн в противоположном направлении. Ток дросселя спадает и определяется из уравнения:

.      (1.9)

Очевидно, что этот ток спадает также по линейному закону

,      (1.10)

где і(ti) – ток дросселя в момент размыкания ключа.

Таким образом, ток в дросселе пульсирует относительно своего среднего значения Iн, которое равняется среднему значению тока в нагрузке Ін =Uн/Rн (рис.1.9). Очевидно, что когда амплитуда пульсации тока в дросселе і/2 будет больше, чем среднее значение тока Ін, в дросселе будет иметь место режим прерывистого тока. Учитывая, что і = (Ud - Uн)ti/L = Uнtп/L, можно определить минимальную индуктивность дросселя, при которой еще обеспечивается режим непрерывного протекания тока (критическая индуктивность):

   (1.11)

Считается целесообразным выполнение такого условия:

і = (0,5...1…1,5) Iн.      (1.12)

Рассмотрим работу ШИПа в режиме прерывистого тока. В интервале 0…tи транзистор включен (ключ закрыт) и ток в дросселе возрастает. В интервале tі…Т ключ разомкнут и ток дросселя уменьшается, протекая через диод VD, который в это время открыт. Напряжение на входе фильтра UVD=0. В момент времени t' ток дросселя спадает к нулю и диод VD закрывается. К моменту следующего замыкания ключа t = Т ток дросселя, а также и напряжение на нем равняется нулю. К диоду VD прикладено напряжение конденсатора С, которое равняется Uн. Ток нагрузки Rн в интервале t'…Т поддерживается только за счет энергии конденсатора С. Поскольку среднее значение напряжения на индуктивности UL = 0, среднее значение напряжения на нагрузке Uн равняется среднему значению напряжения на диоде UVD. Из рис.1.10 видно, что Uн будет больше, чем Ud на величину площади заштрихованного участка интервала t'…Т. Согласно (1.11) при увеличении сопротивления нагрузки Rн продолжительность интервала t'…Т будет возрастать. Итак, среднее значение исходного напряжения Uн будет возрастать по отношению к среднему значению напряжения в режиме непрерывного протекания тока Ud.

В режиме прерывистого протекания тока дросселя среднее и действующее значения тока в элементах регулятора значительно отличаются, поэтому потери мощности в элементах регулятора будут большими, чем в режиме беспрерывного тока дросселя. Таким образом, худшие энергетические показатели, а также зависимость выходного напряжения от сопротивления нагрузки являются главными недостатками режима прерывчатого тока дросселя в импульсных регуляторах на идеальных ключах.

Если учитывать, что реальные силовые полупроводниковые приборы, в частности диод VD, не являются идеальными ключами, режим прерывистого тока дросселя может иметь определенные преимущества. Известно, что когда через диод протекал какой-либо ток, а потом к нему внезапно приложить обратное напряжение, на протяжении определенного времени tвык, пока диод восстанавливает свое обратное сопротивление, через него будет протекать ток в обратном направлении. Поскольку диод не может закрыться мгновенно, на интервале восстановления его вентильных свойств сопротивление элементов VT и VD очень мало и по цепи (+Ud)–VT–VD–(-Ud) кратковременно протекает ток значительной величины (коммутационный ток). Этот ток значительно увеличивает потери мощности в транзисторе и диоде в момент коммутации и часто является причиной их разрушения. На рис.1.9 коммутационный ток диода и транзистор показан штриховой линией. Для уменьшения коммутационного тока надо применить высокочастотные диоды с малым временем восстановления вентильных свойств, или дополнительные схемные решения. Если же регулятор работает в режиме прерывистого тока дросселя, то в момент открывания транзистора VT диод VD уже закрыт и коммутационный ток не возникает.

 Cглаживающий фильтр чаще всего является обязательным элементом импульсного регулятора. Параметры элементов сглаживающего фильтра определяют с учетом допустимого коэффициента пульсаций выходного напряжения Кп = Uн /2Uн

.   (1.13)

Выбрав емкость конденсатора С с учетом заданного выходного сопротивления ri=UнIн, с (1.13) можно определить необходимую индуктивность дросселя L. Очень часто при выборе элементов сглаживающего фильтра стараются обеспечить роботу дросселя в режиме непрерывного тока. Если выбрать индуктивность дросселя L=Lкр (1.11), соответственно  (1.13) емкость конденсатора фильтра

.      (1.14)

Импульсный метод регулирования имеет такие преимущества в сравнении с непрерывным регулированием:

  1.   высокий КПД;
  2.   эффективное использование параметров регулирующего элемента, который может работать в режимах, близких к максимально допустимым значениям тока и напряжения;
  3.   меньшие габаритные показатели, поскольку благодаря высокому КПД потери мощности незначительны и нет потребности в больших радиаторах для рассеяния тепла, которое выделяется;
  4.   меньшая чувствительность к изменению температуры окружающей среды, поскольку регулирующим фактором является продолжительность импульса, а не сопротивление регулирующего элемента.

В тот же время импульсные регуляторы не лишены недостатков:

  1.   необходимость применения сглаживающий фильтров;
  2.   меньшее быстродействие, связанное с применением фильтров;
  3.   возникновение при работе электромагнитных помех, связанных с большими скоростями изменения тока и напряжения в элементах регулятора.

1.3. Варианты схем силовой цепи  импульсных регуляторов постоянного напряжения

Рассмотренная схема (рис.1.7) является одним из возможных вариантов построения силовой цепи импульсных регуляторов постоянного напряжения. Она называется схемой с последовательным соединением силового ключа, дросселя и нагрузки (схема 1). Особенностью этой схемы в том то, что в нагрузке нельзя получить напряжение Uн, больше чем напряжение источника питания (Uн Ud). Существуют и другие схемы построения силовой цепи импульсного регулятора, свойства которых существенно отличаются от рассмотренной схемы.

Схема 2 с дросселем соединенным последовательно с нагрузкой и транзистором, подключенным параллельно к нагрузке (рис.1.11), дает возможность получить на нагрузке напряжение Uн, которое превышает напряжение источника питания (Uн Ud).

      рис.1.11       рис.1.12

При отпирании транзистора VT дроссель L подключается к источнику питания Ud. Ток в дросселе возрастает и происходит накопление энергии. При запирании транзистора VT открывается диод VD и конденсатор заряжается от последовательно соединенных источника питания Ud  и дросселя L. На этом этапе работы ЕДС самоиндукции дросселя имеет полярность указанную без скобок. Напряжение на конденсаторе, а также и на нагрузке Uн больше чем напряжение источника питания (Uн Ud). При очередном отпирании транзистора VT диод VD закрывается за счет напряжения на конденсаторе С, а ток в нагрузке поддерживается за счет энергии, накопленой в конденсаторе С.

Схема 3 с дросселем, подключенным параллельно к нагрузке и транзистором, соединенным последовательно с нагрузкой (рис.1.12) дает возможность получить на нагрузке напряжение Uн, которое может быть как больше, так и меньше напряжения источника питания (Uн Ud). При отпирании транзистора VT дроссель L подключается к источнику питания Ud и в нем происходит накопление энергии. При запирании транзистора VT ток дросселя і продолжает протекать в предыдущем направлении. При этом открывается диод VD и энергия, которая была накоплена в дросселе L передается конденсатору С и нагрузке Rн. Полярность напряжения на конденсаторе, а также и на нагрузке противоположная к полярности источника питания Ud. При следующем отпирании транзистора VT диод VD закрывается за счет подключения напряжения источника питания, а ток в нагрузке поддерживается за счет энергии, которая была накоплена в конденсаторе С.

В зависимости от сопротивления нагрузки Rн, а также параметров импульсов управления, индуктивность L может работать в режиме беспрерывного или прерывистого протекания тока. Можно показать, что в схемах 2 и 3 аналогично к схеме 1 в режиме безпрерывного протекания тока среднее значение выходного напряжения Uн не зависит от сопротивления нагрузки Rн.

Будем считать элементы схемы идеальными. Итак, мощность, которая потребляется от источника питания Ud, должна равнятся мощности, которая поступает в нагрузку. В установившемся режиме среднее значение тока дросселя IL=const. Учитывая что мощность потребляемая от источника питания равна мощности отдаваемой в нагрузку (при отсутствии потерь) для схемы 2 можем записать UdІL=Uн IL tп /T, где tп – продолжительность закрытого состояния транзистора VT; Т – период его работы. Откуда нетрудно получить регулировочную характеристику в относительных единицах:

  (1.15)

где tі – продолжительность открытого состояния транзистора VT; tі* = ti – относительная продолжительность открытого состояния транзистора VT, или коэффициент заполнения импульсов .

Для частотно-импульсного регулирования с постоянной продолжительностью импульса регулировочная характеристика:

    (1.16)

где f* = f / fmax – относительная частота импульсов; fmax = 1/ti – максимальная частота импульсов.

Для схемы 3 можем записать что Ud IL ti / T = Uн IL tп / T. Итак, для режима ШИР регулировочная характеристика:

   (1.17)

Для режима ЧИР:

   (1.18)

На рис.1.13 приведены графики регулировочных характеристик для двух схем импульсных регуляторов при их работе соответственно в режимах ШИР и ЧИР. Эти характеристики действительные для схем регуляторов, построенных на идеальных элементах. Следует отметить, что они довольно хорошо описывают свойства регуляторов на реальных элементах в режиме непрерывного тока дросселя при Uн* 3. При Uн*> 3 влияние паразитных сопротивлений компонентов схемы становится заметным и происходит ограничение роста исходного напряжения Uн.

==========================================================

В режиме прерывистого тока дросселя среднее значение напряжения на нагрузке Uн для обеих схем будет большим, чем в режиме непрерывного протекания тока (Uн' > Uн). Это связано с тем, что дроссель L передает энергию в нагрузку на протяжении интервала t'п , который меньше от продолжительности разомкнутого состояния ключа tп (tп' < tп). Итак, соответственно  (1.15) и (1.17) Uн' > Uн , чем больше сопротивление нагрузки, тем меньшая продолжительность интервала t'п, тем больше будет напряжение на нагрузке U'н.

Как видно из графиков (рис.1.13) в режиме непрерывного протекания тока дросселя регулировочные характеристики для схемы 1 - линейные, а для схем 2 и 3 - нелинейные. В тот же время в режиме прерывчатого тока дросселя регулировочные характеристики схемы 1 становятся нелинейными, а для схем 2 и 3 - почти линейными.

В схемах 2 и 3 на этапе замкнутого состояния ключа ток в нагрузке поддерживается только за счет энергии конденсатора С. Поэтому емкость конденсатора С в этих схемах должна быть значительно большей, чем в схеме 1. Причем эта емкость не зависит от индуктивности дросселя L и частоты работы ключа  f

     (1.19)

где Кп = Uн /2Uн – коэффициент пульсаций выходного напряжения; ti – продолжительность открытого состояния транзистора VT.

Поскольку в схемах 2 и 3 энергия к нагрузке передается в два этапа, КПД этих схем будет меньшим, чем у схемы 1. Поэтому схемы 2 и 3 имеют ограниченное применение. Схема 2 используется в тех случаях, когда на нагрузке Rн надо получить напряжение Uн > Ud , а схема 3 – для получения противоположной по отношению к источнику питания Ud  полярности выходного напряжения Uн.

Для того, чтобы при работе транзистора VT к источнику питания не проходили электромагнитные помехи, желательно, чтобы ток источника питания был беспрерывным, или изменялся плавно. В этом плане схема 2 имеет преимущества перед другими схемами, поскольку здесь между источником питания Ud  и транзистором VT стоит дроссель L.

Чтобы электромагнитные помехи не проходили к нагрузке, желательно, чтобы ток, который заряжает конденсатор фильтра С был беспрерывным, или изменялся плавно. В этом плане преимущества имеет схема 1, в которой между транзистором VT и конденсатором С также стоит дроссель L.

1.4 Реверсивные импульсные регуляторы постоянного напряжения

Часто при регулировании постоянного напряжения возникает необходимость получить на нагрузке регулированное напряжение разной полярности. Например, в электроприводе, для регулирования скорости вращения двигателя постоянного тока и изменения направления его вращения надо обеспечивать на нагрузке регулированное напряжение любой полярности. Такое напряжение можно получить при питании нагрузки от двух параллельно работающих импульсных регуляторов, каждый из которых обеспечивает свою полярность выходного напряжения. Каждый регулятор должен иметь свою систему управления, а в момент изменения полярности выходного напряжения, надо обеспечивать согласованную работу обеих регуляторов.

Более целесообразно с этой целью применять специальные схемы реверсивных регуляторов. Реверсивные регуляторы строят по мостовой схеме, в диагональ которой включают нагрузку Zн (рис.1.14).

Возможны два алгоритма управления силовыми ключами регулятора S1…S4...

Алгоритм 1 – поочередная работа пар ключей S1, S4 и S2, S3. На рис.1.15 приведен алгоритм работы ключей, а также временные диаграммы работы схемы. В интервале времени 1 включение ключей S1 и S4, а в интервале 2 – ключи S2 и S3. Выходное напряжение преобразователя Uн имеет форму двухполярных прямоугольных импульсов, амплитуда которых равняется напряжению источника питания Ud (рис.1.15,а).

Среднее значение напряжения на нагрузке:

 (1.20)

С (1.20) вытекает, что при 1 > 2 среднее значение напряжения на нагрузке Uн>0. При 1 < 2 Ud<0, а при 1 = 2 Uн = 0 (рис.1.15, в, г). Таким образом, изменяя соотношение между промежутками работы пар ключей S1, S4 и S2, S3 можно регулировать среднее значение и полярность напряжения на нагрузке Uн.

Часто нагрузка импульсных регуляторов имеет активно-индуктивный характер или последовательно с ним ставят сглаживающий дроссель Lн для уменьшения пульсаций тока нагрузки ін (рис.1.15, б).

Пусть к моменту времени t2 работали ключи S1 и S4. При этом ток нагрузки замыкался по цепи (+Ud) - S1 - Rн - Lн - S4 - (-Ud). Ток в нагрузке возрастает и в индуктивности Lн происходит накопление энергии. В момент времени t2 ключа S1, S4 выключаются, а S2, S3 включаются. К нагрузке Zн подается напряжение обратной полярности (на рис.1.14 указанная в скобках). Однако, вследствие наличия индуктивности Lн ток нагрузки ін не может быстро изменить свое направление. В интервале времени t2…t3 он продолжает протекать в том самом направлении (указанный стрелкой) и замыкается по кругу Zн - S3 – E - S2 - Zн. При этом ток втекает в положительный полюс источника питания, а вытекает из отрицательного. А это означает, что на данном этапе работы энергия не потребляется от источника питания, а наоборот, от нагрузки Lн возвращается к источнику питания Ud .

В реальных схемах как ключи S1…S4 чаще всего используют транзисторы или тиристоры, которые имеют одностороннюю проводимость. Поэтому для создания пути протекания тока в рассмотренный интервал времени ключи S1…S4 шунтованные параллельно соединенными диодами VD1…VD4...

В момент времени t3 ток нагрузки проходит через ноль и изменяет свое направление. Диоды VD2 и VD3 закрываются и возвращение энергии к источнику питания прекращается. В интервале времени t3…t4 энергия снова поступает от источника питания к нагрузке. Ток протекает по цепи (+Ud ) - S3 - Lн - Rн- S2 - (-Ud ). В момент времени t4 снова включаются ключи S1, S4, а S2, S3 выключаются. В интервале времени t4…t5 энергия из нагрузки снова возвращается к источнику питания и ток замыкается по цепи Zн - VD1 - Ud  - VD4 - Zн. После момента времени t5 к нагрузке снова начинает поступать энергия от источника питания Ud , и процессы повторяются. Если нагрузка рассмотренного регулятора является двигатель, для его плавного вращения надо уменьшать пульсацию тока нагрузки ін. Недостатком рассмотренного алгоритма управление есть значительная пульсация напряжения на нагрузке ( uн = 2Ud). Для уменьшения пульсаций тока ін надо применять дроссель Lн с достаточно большой индуктивностью.

Алгоритм 2 – независимая работа пар ключей S1, S4 и S2, S3. Алгоритм управления ключей и временные диаграммы работы для этого случая приведено на рис.1.16. Для получения на нагрузке напряжения положительной полярности (Uн>0) используют ключи S1, S4. Причем один из ключей, например S4 все время включенный, а другой – S1 на каждом периоде Т включается на интервале времени 1. Форма напряжения на нагрузке для рассмотренного случая приведена на рис.1.16,а. В интервале времени t0…t1 включенные ключи S1, S4. Ток нагрузки ін замыкается по цепи (+Ud)–S1-Rн-Lн-S4-(-Ud). Индуктивность Lн накапливает энергию. В интервале времени t1…t2 ключ S1 выключается, а ключ S4 работает. Ток нагрузки ін продолжает протекать в тому самом направлении замыкаясь по цепи Zн-S4-VD2-Zн. При этом нагрузка Zн шунтируется ключом S4 и диодом VD2. Итак, напряжение на нагрузке uн0. При этом энергия, которая была накоплена в индуктивности Lн не возвращается в источник питания Ud, а тратится в активном сопротивлении нагрузки Rн.

Среднее значение напряжения на нагрузке:

Uн = Ud 1/T.

Для получения на нагрузке напряжения противоположной полярности (Uн<0) (рис.1.16,г) используют ключи S2 и S3, причем один из них, например S2, все время включенный, а другой – S3 включается на интервале времени 1 на каждом периоде Т. Для получения на нагрузке напряжения Uн = 0 (рис.1.16,в) все ключи должны быть отключены.

Рассмотренный алгоритм управления обеспечивает значительно меньшие пульсации напряжения на нагрузке ( uн = Ud). Итак, для сглаживания пульсаций тока в нагрузке ін можно использовать дроссель с меньшей индуктивностью.

Для обеспечения плавного характера протекание процессов в нагрузке при реверсе напряжения, управление с одной пары ключей на другую должны передаваться в момент прохождения тока нагрузки через ноль.

Рассмотренная схема дает возможность осуществлять активное торможение двигателя. Пусть работали ключи S1 и S4. Направление тока через нагрузку показанно стрелкой. Для торможения двигателя все ключи выключаются. При этом ток нагрузки начинает уменьшаться замыкаясь через источник питания Ud  по кругу Zн - VD3 - Ud  - VD2 - Zн. Полярность напряжения на нагрузке указан в скобках. При этом накопленная энергия частично тратится в активном сопротивлении нагрузки и частично возвращается к источнику питания Ud. Когда ток нагрузки проходит через ноль, диоды VD2 и VD3 закрываются и двигатель останавливается.

Алгоритм 3 – поочередное управление (рис.1.16).

При поочередном управлении частота переключения каждого из коммутирующих вентилей в два раза меньшая, чем частота выходного напряжения. Например, при одной полярности выходного напряжения на нагрузке включаются одновременно ключи S1 и S4 (ключи S2 и S3 при этом все время отключены), а выключаются эти ключи не одновременно (поочередно) с частотой в два раза меньшей, чем частота выходного напряжения. При обратной полярности выходного напряжения включаются ключи S2 и S3, а ключи S1 и S4 все время отключены. При таком законе управления выходное напряжение имеет форму знакопостоянных импульсов (рис.1.17). При выключении ключа S1 (момент времени t0) ток нагрузки под действием е.д. с. самоиндукции замыкается через ключ S4 и обратный диод VD2. При этом нагрузка замыкается через S4 и VD2 и выходное напряжение равняется нулю на интервале времени t0-T.

При поочередном управлении ключами обратные диоды VD1 и VD3 в схеме (рис.1.14) могут отсутствовать.

1.5 Многофазные импульсные регуляторы

При построении мощных импульсных регуляторов приходится использовать параллельное соединение элементов схемы, в частности управляемых ключей и диодов. Однако при таком соединении возможности каждого из этих элементов используются не полностью, поскольку точного распределения токов между ними добиться практически невозможно. Кроме того, введение разных типов выравненых элементов усложняет схему и приводит к дополнительным потерям энергии. Поэтому при повышенных мощностях более целесообразно использовать не параллельное соединение элементов в регуляторе, а параллельную работу нескольких однотипных регуляторов на общую нагрузку. Если при этом силовые ключи преобразовательных модулей работают с фазовым сдвигом один относительно одного на Т/n (Т – период работы каждого ключа, n – количество преобразовательных модулей) можно значительно уменьшить пульсации тока источника питания и нагрузка и увеличить частоту этих пульсаций. Подобные преобразователи называют многофазными.

На рис.1.18 приведена схема трехфазного (n = 3) импульсного регулятора постоянного напряжения.

Из временных диаграмм (рис.1.19) видно, что несмотря на то, что каждый модуль-регулятор работает на частоте f = 1/Т и его выходной ток имеет довольно большую пульсацию, ток нагрузки іd, что является суммой токов отдельных регуляторов, имеет значительно меньшую пульсацию, причем частота этой пульсации в n = 3 раза большая, чем частота пульсаций каждого из модулей-регуляторов. Такое построение регулятора кроме равномерного распределения мощности между однотипными модулями, разрешает существенно уменьшить габаритные показатели сглаживающих дросселей. Так, если массу сглаживающего дросселя однофазного регулятора принять за 100%, то общая масса дросселей двухфазного регулятора такой же самой мощности будет составлять 42%, а трехфазного - 25,5%. Это связано с тем, что работа силовых ключей регуляторов с фазовым сдвигом один относительно одного, по отношению к нагрузке эквивалентная повышению рабочей частоты преобразователя.

На окончание заметим, что еще одним фактором, который обусловливает применение параллельной работы преобразовательных модулей, есть повышение надежности работы преобразователя в целом. Пусть преобразователь состоит из трех параллельно включенных модулей, причем для обеспечения необходимой мощности довольно двух модулей. В нормальном режиме одновременно работают все три модуля, причем в облегченном режиме. При отказе одного из преобразовательных модулей он выключается и заданную мощность в нагрузке обеспечивают другие два модуля, причем теперь они работают в номинальном режиме.

2. Импульсные регуляторы постоянного напряжения на тиристорах

При построении импульсных регуляторов постоянного напряжения повышенной мощности (десятки, сотни квт) как управляемый ключ S можно использовать тиристор. Однако обычные тиристоры являются полууправляемыми приборами (с помощью управляющего электрода их можно только включить). Поэтому при работе тиристоров в электрических цепях постоянного напряжения надо применять специальные устройства, которые бы давали возможность исключать тиристор в необходимый момент времени.

Процесс выключения тиристора начинается при уменьшении анодного тока к определенной величине Iутр, которая называется током содержания (IА < I утр).

При работе тиристора в кругах сменного тока IА становится меньшим Iутр каждого раза, когда полярность напряжения питания изменяется на противоположную.

В кругах постоянного тока используется выключение тиристора за счет кратковременного подключения между его анодом и катодом вспомогательного источника напряжения Ек, или специального, заранее заряженного конденсатора Ск (рис.1.20).

Такое выключение тиристора называют принудительной, или искусственной коммутацией, а элементы, которые осуществляют выключение тиристора - узлом принудительной коммутации.

2.1. Узлы принудительной коммутации тиристора

Принцип действия узла принудительной коммутации, построенного на основе конденсатора заключается в том, что в интервале времени, которое предшествует моменту исключения тиристора, конденсатор через специально созданную электрическую цепочку заряжается к определенному напряжению с соответствующей полярностью. В момент выключения тиристора между его анодом и катодом включается конденсатор. Через тиристор начинает быстро возрастать ток разряда Iр конденсатора, который направлен навстречу основному току Iн. Когда результирующий ток тиристора становится меньше тока содержания Iутр, тиристор выключается. После этого за счет конденсатора Ск на тиристоре определенное время поддерживается напряжение обратной полярности, которая обеспечивает условия для восстановления вентильных свойств тиристора.

Существует очень много разных схем узлов принудительной коммутации тиристора. Как правило, эти схемы содержат конденсаторы, дроссели, диоды и вспомогательные тиристоры. Анализ многочисельних схем узлов принудительной коммутации значительно упрощается, если их классифицировать за признаками, которые характеризуют их общие свойства.

В зависимости от способа подключения коммутирующего конденсатора относительно тиристора и нагрузки различают:

1) узлы с параллельной коммутацией;

2) узлы с последовательной коммутацией.

В узлах с параллельной коммутацией коммутирующий конденсатор Ск при выключении тиристора подключается параллельно тиристору VS (рис.1.21, а) или нагрузке Rн (рис.1.21, б).

В результате, на протяжении некоторого интервала времени tп, после подключения конденсатора, нагрузка Rн будет связана с источником напряжения Ud или коммутирующим конденсатором Ск. При этом в нагрузке продолжает протекать ток через элементы узла коммутации, не учитывая то, что тиристор VS уже закрыт.

В следствии наличия указанной связи в кривой выходного напряжения uн появляется дополнительный импульс напряжения, заштрихованный на рис.1.22.

В момент выключения тиристора t1 в схеме 1.21, а напряжение на нагрузке возрастает к величине Uнm = Ud + Uск, поскольку последовательно с источником напряжения Ud по отношению к нагрузке подключенный конденсатор Ск , полярность напряжения на котором указана без дужек. После этого происходит перезаряд конденсатора Ск через нагрузку Rн, в результате чего напряжение на конденсаторе изменяет полярность. В момент времени t2, когда конденсатор Ск перезарядится к напряжению Uс = Ud с полярностью, указанной в дужках, напряжение на нагрузке становится равной нолю. Очевидно, что продолжительность перезаряда tn зависит от тока нагрузки Iн (сопротивления нагрузки Rн ). В связи с этим среднее значение напряжения Uн  также будет зависеть от тока нагрузки Iн. Поэтому жесткость погрузочной характеристики регулятора уменьшается. Относительная продолжительность интервала перезаряда tn/T возрастает при увеличении рабочей частоты регулятора (уменьшении периода Т). Поэтому с ростом рабочей частоты f = 1/T жесткость погрузочной характеристики также будет уменьшаться. Другим недостатком является ограниченный диапазон регулирования паузы между импульсами, связанный с наличием интервала перезаряда tn.

В схеме (рис.1.21, б) начальное напряжение на конденсаторе Ск должно быть больше за напряжение питания (Uс > Ud). При этом в момент выключения тиристора VS к нему прикладывается обратное напряжение, которое равняется Uс - Ud, а на нагрузке    Uнm = Uc. Дальше конденсатор разряжается через нагрузку. Напряжение на конденсаторе, а также и на нагрузке постепенно уменьшается и в момент времени t2  равняется нолю. Таким образом, в обеих схемах напряжение на нагрузке зависит от напряжения на конденсаторе Ск, а скорость изменения этого напряжения на интервале времени t1…t2зависит от сопротивления нагрузки Rн.

Особенностью узлов последовательной коммутации есть то, что конденсатор Ск на стадии коммутации включается последовательно в цепь тиристора VS и нагрузка Rн (рис.1.23). При этом напряжение на конденсаторе Ск должно быть больше напряжения источника питания Uс > Ud. В момент коммутации t1 тиристор VS выключается. После этого к нему приложено обратное напряжение Uс-Ud. Конденсатор Ск перезаряжается через индуктивность Lк. Поскольку в цепь перезаряда не входит нагрузки Rн, в момент коммутации t1 напряжение на нагрузке сразу становится равной нолю и не зависит от процессов, которые происходят в контуре коммутации. Поэтому форма выходного напряжения не зависит от тока нагрузки и имеет такой самый вид как и для полностью управляемого ключа.

Поэтому погрузочная характеристика тиристорных импульсных регуляторов с последовательной коммутацией будет более жесткой, чем при параллельной коммутации. За своими свойствами узлы последовательной коммутации приближаются к полностью управляемому ключу. Однако схемы узлов последовательной коммутации как правило более сложные, чем параллельной. Кроме того, в таких узлах коммутации, как правило, имеет место эффект накопления энергии в элементах узла коммутации, который надо ограничивать.

В зависимости от характера протекания процессов в узле коммутации и нагрузке узлы коммутации делятся на:

  1.  зависимые узлы коммутации;
  2.  независимые узлы коммутации.

В зависимых узлах коммутации коммутирующий конденсатор после исключения тиристора перезаряжается током нагрузки. В независимых узлах коммутации после исключения тиристора коммутирующий конденсатор перезаряжается током специально созданного колебательного контура.

В зависимых узлах коммутации продолжительность процесса перезаряда коммутирующего конденсатора будет зависеть от тока нагрузки. В связи с этим при малых токах в нагрузке робота таких узлов коммутации невозможная. Независимые узлы коммутации сохраняют трудоспособность даже в режиме холостого хода нагрузки, поскольку коммутирующий конденсатор перезаряжается током колебательного контура, который есть независимым от нагрузки.

В зависимости от того, что является сигналом для исключения тиристора различают:

  1.  узлы с одноступенчатой коммутацией;
  2.  узлы с двухступенчатой коммутацией.

В узлах одноступенчатой коммутации запуск узла коммутации происходит при включении тиристора VS. Чаще всего такие узлы коммутации содержат колебательный LC контур. При включении тиристора VS в контуре возникают электрические колебания, отрицательная полуволна которых осуществляет исключение тиристора. При этом продолжительность открытого состояния тиристора определяется периодом собственных колебаний контура и ее практически не возможно регулировать. В связи с этим регулирование среднего значения напряжения на нагрузке можно осуществлять только изменением частоты включения силового тиристора, т.е. за счет частотно - импульсного регулирования.

В узлах двухступенчатой коммутации при включении основного (силового) тиристора осуществляется подготовка узла коммутации к работе (происходит заряжание коммутирующего конденсатора). Для исключения силового тиристора надо включить вспомогательный коммутирующий тиристор, который подключает коммутирующий конденсатор Ск к силовому тиристору. В таких узлах коммутации можно регулировать продолжительность включенного состояния силового тиристора, т.е. осуществлять широтно-импульсное регулирование.

Несмотря на более сложные схемы, такие узлы коммутации имеют более широкое применение, поскольку дают возможность более гибко регулировать среднее значение напряжения на нагрузке, а также более эффективно использовать сглаживающие фильтры на выходе регулятора.

2.2. Примеры схем узлов принудительной коммутации

В предыдущем параграфе рассмотрен принцип принудительной коммутации тиристоров. Реальные схемы узлов принудительной коммутации состоят из основных элементов, которые осуществляют коммутацию, а также ряда вспомогательных элементов, с помощью которых осуществляется предыдущее заряжание конденсатора Ск , а потом его подключение к силовому тиристору в момент его выключения.

Существует очень много разных схем узлов принудительной коммутации тиристора, которые отличаются схемой заряда коммутирующего конденсатора Ск , способом его подключения относительно силового тиристора в момент коммутации. Рассмотрим наиболее характерные примеры схем узлов коммутации, которые относятся к разным классам.

Схема 1.

На рис. 1.24 приведена схема простейшего узла коммутации, а на рис. 1.25 - временные диаграммы токов и напряжений, которые объясняют его работу.

Тиристор VSc является силовым ключом, который осуществляет импульсное регулирование напряжения на нагрузке Rн . Элементы ограниченные штриховой линией является узлом принудительной коммутации ПК, который обеспечивает выключение силового тиристора VSс . Для работы узла коммутации, как и другого преобразовательного устройства необходимая система управления СУ, которая формирует импульсы управления тиристора  iк.

Пока система управления не работает, силовой тиристор VSc закрытый и напряжение на нагрузке Rн равняется нолю. В момент подключения источника питания Ud происходит заряд конденсатора Ск  по цепи (+Ud)-Lк-Cк-Rн-(- Ud) к напряжению Uc Ud с полярностью, указанной без дужек. Если в момент времени t1 система управления СУ подает на управляющий электрод тиристора VSc импульс управления (рис.1.25, а), тиристор включается и нагрузка подключается к источнику питания Ud. Энергия начинает поступать в нагрузку Rн. Одновременно с этим начинается резонансный перезаряд конденсатора Ск по цепи Ск - Lк - VSc - Cк. В следствии перезаряда конденсатора на нем устанавливается напряжение, полярность которой указанная в дужках и сразу начинается обратный перезаряд по цепи Ск - VSc - Lк - Cк. При этом ток перезаряда протекает через силовой тиристор VSc в обратном направлении. Когда этот ток, увеличиваясь, достигнет значения тока нагрузки ін, который протекает через тиристор в прямом направлении, суммарный ток через тиристор будет равен нолю и тиристор выключается. При этом ток нагрузки будет замыкаться по цепи Ud - Lк - Ск - Rн - Ud  и конденсатор Ск будет перезаряжаться к напряжению Uс = Ud  с полярностью, указанной без дужек. В момент исключения силового тиристора t2 напряжение на конденсаторе еще имеет полярность, указанную в дужках. Поэтому напряжение на нагрузке в этот момент возрастает: uн(t2)= Ud + uс (рис.1.25, б). Вследствие перезаряда конденсатора напряжение на нем постепенно уменьшается и изменяет полярность. В момент t3 напряжение на конденсаторе проходит через ноль. На интервале t2 ... t3  к тиристору VSc было приложенное обратное напряжение из конденсатора Ск , которая оказывает содействие восстановлению вентильных свойств тиристора.

Для нормальной работы узла коммутации должно выполняться условие:

t = t3 -  t2 = t відновл.   t викл.

где t відновл.- время, которое предоставляется схемой для восстановления вентильных свойств тиристора; t викл.- паспортное время исключения тиристора.

На интервале t3 ...t4   полярность напряжения на конденсаторе указана без дужек. В момент t4 напряжение на конденсаторе Uс = Ud. Ток через конденсатор прекращается и нагрузки отделяется от источника питания. Очевидно, что при изменении сопротивления нагрузки будет изменяться время перезаряда конденсатора t2 ...t4.

При увеличении Rн время перезаряда конденсатора возрастает. При некоторой величине этого сопротивления Rнmax в момент очередного включения  тиристора t5 перезаряд конденсатора не успевает закончиться и он будет не готов к коммутации тиристора.

При уменьшении сопротивления нагрузки Rн интервал t2 ...t4 будет уменьшаться. Соответственно будет уменьшаться и интервал t2 ...t3 , который предоставляется тиристору для восстановления вентильных свойств. При определенной величине сопротивления Rнmіn tвідновл. становится меньшим tвикл. При этом тиристор не успевает восстановить свои вентильные свойства и повторно включается.

Поскольку при этом напряжение на конденсаторе Ск Uс  0 новая коммутация невозможна и узел коммутации теряет трудоспособность.

Таким образом, данная схема может работать только при ограниченном диапазоне изменения сопротивления нагрузки Rн mіn...Rн mах. Соответственно рассмотренным классификациям в рассмотренной схеме коммутация есть - параллельной, зависимой, одноступенчатой.

Если в рассмотренную схему дополнительно ввести диод VD (см. рис.1.24), то после закрывания тиристора в момент t2 ток перезаряда конденсатора будет замыкаться через этот диод по кругу Ск -VD - Lк -Cк. Время перезаряда конденсатора t2 ...t3 (рис.1.25, в) будет определяться периодом собственных колебаний контура Lк Cк  и мало будет зависеть от сопротивления нагрузки Rн.. Поэтому для этой схемы сопротивление Rнmах будет значительно большим, чем в предыдущей схеме, а диапазон допустимого изменения сопротивления нагрузки Rн значительно более широким.

Ведь для рассмотренного варианта схемы коммутация есть - параллельной, независимой, одноступенчатой.

Поскольку оба варианта схемы относятся к узлам одноступенчатой коммутации, регулирование напряжения на нагрузке возможно лишь частотно - импульсным способом.

Схема 2

Для нормальной работы этой схемы первый импульс от системы управления надо подать на коммутирующий тиристор VSк. При этом коммутирующий конденсатор Ск будет заряжаться к Uс  Ud  по кругу (+Ud ) - Cк - VSк - Rн - (-Ud ) с полярностью, которая указана без дужок на рис.1.26. После полного заряжания конденсатора тиристор VSк  выключается и узел коммутации готов к работе.

При включении силового тиристора VSc нагрузка Rн подключается к источнику питания Ud . Одновременно начинается резонансное перезаряд конденсатора Cк  по кругу Cк - VSс - L1 - VD1 - Cк. На конденсаторе устанавливается напряжение, полярность которого указана в дужках. Обратному перезаряду конденсатора препятствует диод VD1. Теперь узел коммутации готов к работе.

Для выключения силового тиристора VSC надо подать импульс управления на коммутирующий тиристор VSK. При включении тиристора VSK коммутирующий конденсатор СK подключается к силовому тиристору VSC плюсом к катоду и минусом к аноду. Силовой тиристор VSC закрывается, а конденсатор начинает перезаряжаться от источника питания через нагрузку к напряжению UC  Ud  с полярностью, указанной без дужек.

Поскольку перезаряд конденсатора происходит через нагрузку, продолжительность перезаряда будет зависеть от сопротивления нагрузки Rн.

Таким образом, для рассмотренной схемы коммутация есть - параллельной, зависимой; двухступенчатой.

Если в рассмотренную схему дополнительно ввести цепочку VD2-L2, перезаряд конденсатора СK будет происходить преимущественно по цепочке CK - VSK - L2 - VD2 - CK и мало будет зависеть от сопротивления нагрузки Rн .

В этом случае коммутация есть: - параллельной, независимой, двухступенчатой.

Временные диаграммы работы схемы приведено на рис. 1.27.

Схема 3

В этой схеме (рис.1.28), как правило, система управления СУ одновременно подает сигналы управления на силовой VSC  и зарядный VSЗ тиристоры. При этом нагрузка, подключенная к источнику питания, а коммутирующий конденсатор СK заряжается по цепи (+Ud) - VSЗ - LЗ - CK - (-Ud), с указанной на рис.1.28 полярностью.

Для выключения силового тиристора VSC надо включить коммутирующий тиристор VSK. Поскольку заряжание конденсатора СK имеет резонансный характер, напряжение на нем UC > Ud .

Поэтому в момент включения тиристора VSK к силовому тиристору прикладывается напряжение обратной полярности UVSс = UC - Ud , которая обеспечивает выключение тиристора VSC . После закрывания силового тиристора конденсатор разряжается через нагрузку Rн.

В рассмотренной схеме  коммутация есть - параллельной, зависимой, двухступенчатой.

Временные диаграммы работы схемы приведены на рис. 1.29.

Однако, благодаря наличию дополнительного зарядного тиристора VS3 есть возможность работать при малых коэффициентах заполнения импульсов =tі /Т.

Однако при этом необходимо усложнять систему управления и смещать импульс управления зарядного тиристора iКЗ  относительно импульса управление силового тиристора iКС. Если зарядный тиристор VSЗ  включают одновременно с силовым VSС, то при малых промежуток импульса напряжения на нагрузке tі, к моменту включения коммутирующего тиристора VSК коммутирующий конденсатор СК не успевает зарядиться и произойдет срыв коммутации. Если импульс управления на зарядный тиристор VS3 подавать раньше, чем на силовой VSС , узел коммутации сохраняет трудоспособность даже при минимальных значениях tі. 

Схема 4.

Аналогично предыдущей схеме, в этой схеме (рис.1.30) импульс управления на силовой VSС и зарядный VSЗ тиристоры можно подавать одновременно. Если же необходимо обеспечить возможность получения малой продолжительности импульса напряжения на нагрузке, импульс управления зарядного тиристора іКЗ должен опережать импульс управления силового тиристора ікс.. При включении тиристоров VSС и VSЗ нагрузка Rd подключается к источнику напряжения Е, а коммутирующий конденсатор СК заряжается по цепочке (+Ud) - CК - LЗ - VSЗ - (-Ud). В результате резонансного заряда конденсатора на нем устанавливается напряжение UС  > Ud с полярностью, указанной без дужек.

Для исключения силового тиристора VSС надо включить коммутирующий тиристор VSК. Напряжение конденсатора СК подключается к коммутирующей индуктивности LК и на ней выделяется напряжение UL = Uс > Ud . Это напряжение последовательно включено в контур, который состоит из источника напряжения Ud , силового тиристора VSС и нагрузка Rн.

Поскольку UС > Ud силовой тиристор VSС выключается и нагрузка Rн сразу отделяется от источника Ud и элементов узла коммутации LКСК. Благодаря этому импульс напряжения на нагрузке имеет такую же самую форму, как и в импульсных регуляторах на полностью управляемых ключах (рис.1.31). Поэтому жесткость регулировочных характеристик данной схемы будет большей, а диапазон регулирования более широким, чем у предыдущих схем.

В рассмотренной схеме коммутация есть - последовательной, независимой, двухступенчатой.

Однако рассмотренная схема имеет и существенный недостаток. После закрывания силового тиристора VSС ток дросселя LК, что равен току нагрузки ін, переходит в коммутирующий тиристор VSК  и энергия, которая была накоплена в дросселе LК передается в коммутирующий конденсатор СК. Очевидно, что после каждой коммутации к коммутирующему конденсатору СК  будет поступать новая порция энергии:

.

За счет этого напряжение на коммутирующем конденсаторе будет возрастать. Для ограничения роста этого напряжения надо предусмотреть меры по рассеянию остатков энергии, или, что лучше, передача ее в источник питания или в нагрузку. В первом случае уменьшается КПД схемы, а во втором - схема существенно усложняется.

Рассмотренная выше классификация узлов принудительной коммутации тиристоров дает возможность свести все разнообразие существующих схем к сравнительно небольшому количеству групп, которые имеют аналогичные свойства. Это облегчает анализ процессов в узлах коммутации и их расчет, а также дает возможность выбрать наиболее пригодный для конкретной области применения узел коммутации.

Качественные показатели узла коммутации отображает его коммутационная характеристика. 

Коммутационная характеристика - это зависимость времени, которое предоставляется тиристору для восстановления вентильных свойств от силы тока, который протекал через тиристор непосредственно перед коммутацией.

tвідновл. = f (Iн ).

Коммутационные характеристики получают, анализируя процессы, которые происходят в структуре узла коммутации. Поскольку одну и ту же самую структуру имеет целая группа узлов коммутации, полученную для данной структуры коммутационную характеристику можно использовать для расчета довольно большой группы разных узлов коммутации.

В качестве примера, проанализируем более подробно узел коммутации, схема которого приведена на рис.1.26. При включении коммутирующего тиристора VSК создается практически короткозамкнутый контур CК - VSК - VSС - CК (считаем, что сопротивление включенных тиристоров r 0). Вследствие этого ток в этом контуре ік быстро возрастает. Как только этот ток достигнет значения Iн (ток, который протекал через силовой тиристор VSС у нагрузку Zн), суммарный ток через силовой тиристор становится меньше тока содержания и VSС выключается. После этого начинается процесс перезаряда конденсатора СК по кругу, указанному беспрерывной стрелкой іс. Поскольку в момент коммутации ток ік возрастает очень быстро, к моменту выключения силового тиристора VSС  напряжение на конденсаторе СК практически не успевает измениться. Будем считать, что в момент коммутации напряжение на конденсаторе СК . Перезаряд конденсатора осуществляется током нагрузки ін. Как правило, для сглаживания пульсаций тока последовательно с нагрузкой Rн ставят дроссель Lн с достаточно большой индуктивностью. В связи с этим на интервале коммутации ток нагрузки ін  не успевает заметно измениться (ін= Iн). В связи с этим в расчетной схеме (рис.1.32) нагрузку можно заменить источником тока .

Согласно к расчетной схеме напряжение на конденсаторе Ск будет изменяться по закону:

.   (1.21)

На силовом тиристоре VSс обратное напряжение будет сохраняться к моменту, когда напряжение на конденсаторе Ск  будет проходить через ноль. Итак, время, которое предоставляется для восстановления вентильных свойств, можно рассчитать из такого уравнения: .

Таким образом, коммутационная характеристика для рассмотренной структуры узла коммутации описывается выражением

  (1.22)

Графики коммутационной характеристики приведены на рис.1.33.

Как видно из коммутационных характеристик, при малых токах в нагрузке время перезаряд конденсатора tвідновл. сильно возрастает. Если частота коммутации силового тиристора VSС довольно высокая, коммутирующий конденсатор не успевает перезаряжаться и узел коммутации не будет готов к очередной коммутации. В этом случае надо ограничивать минимальный ток нагрузки Інmіn.

Если ток інІнmах, время для восстановления вентильных свойств тиристора VSС есть недостаточным (tвідновл.<tвикл). При этом силовой тиристор повторно включается и дальнейшая работа узла коммутации невозможная.

Итак, рассмотренный узел коммутации может работать в ограниченном диапазоне изменения тока нагрузки Iнmіn...Iнmах. С помощью коммутационных характеристик можно рассчитать необходимую емкость коммутирующего конденсатора СК. Эту же емкость можно рассчитать аналитически, пользуясь выражением:

     (1.23)

Аналогично можно получить коммутационные характеристики для других структур узлов коммутации.

3. Импульсные регуляторы переменного напряжения

Как и при регулировании постоянного напряжения, при импульсном регулировании сменного напряжения между источником питания и нагрузкам ставят управляемый ключ S, который периодически замыкается и размыкается с определенной частотой fк. Отличие заключается в том, что в регуляторах сменного напряжения напряжение питания также имеет периодический характер и изменяется со своей частотой fм. В зависимости от соотношения частот fк и fм можно выделить такие способы импульсного регулирования сменного напряжения (рис. 1.43, а, б, в) :

а) регулирование на низкой частоте (НЧ), при fк< 2fм;

б) регулирование на основной частоте (ОЧ), при fк = 2fм;

в) регулирование на высокой частоте (ВЧ), при fк > 2fм.

Если отношение частот fк и fм есть кратным, регулирования называют синхронным. В другом случае регулирования есть асинхронным.

Как и при регулировании постоянного напряжения при регулировании сменного напряжения может использоваться широтно-импульсное (ШИР) и частотно-импульсное (ЧИР) регулирование. При ШИР регулирование может быть как синхронным, так и асинхронным. При ЧИР регулирование есть асинхронным и только при определенных значениях частоты fк становится синхронным.

Поскольку при импульсном регулировании на основной частоте (ОЧ) fк = 2fм, такое регулирование есть синхронным. Ведь регулирование возможное лишь за счет широтно-импульсной модуляции. Такое регулирование часто называют фазовым регулированием.

       Способ импульсного регулирования на низкой частоте (НЧ) применяется в тех случаях, когда нагрузка есть инерционной. Если замыкание ключа происходит в моменты прохождения напряжения сети через ноль, такие регуляторы практически не создают радиопомех.

Главным недостатком таких регуляторов является то, что они искажают ток, а, ведь и напряжение сети. Поэтому такое регулирование целесообразное, когда мощность нагрузки значительно меньшая мощности сети.

Фазовое регулирование (fк = 2fм)

Наиболее широкое применение имеет фазовое регулирование в связи с простотой схем, которые его реализуют, высоким КПД, малыми габаритами и др. Главный недостаток таких схем - уменьшение коэффициента мощности с увеличением диапазона регулирования.

Фазовое регулирование моментов включения и выключения силовых ключей, которые включаются последовательно с нагрузкой на основной частоте (fк = 2fм) можно выполнить тремя способами:

а) включением силового ключа с опозданием относительно момента естественного включения и выключением его в момент естественного отключения (рис.1.44,а)

б) включением силового ключа в момент естественного включения и выключением с опережением относительно момента естественного отключения (рис.1.44, б),

в) включением силового ключа с опозданием относительно момента естественного включения и выключением с опережением относительно момента естественного отключения (рис.1.44, в).

Простейший первый способ регулирования (рис.1.44, а) с выключением ключа в момент естественного отключения. Для его реализации можно использовать ключи сменного тока на базе тиристоров или симисторов (рис.1.45, а), естественное отключение которых происходит при изменении полярности приложенного напряжения. Для реализации двух других способов надо использовать полностью управляемые ключи сменного тока на базе транзисторов или двухоперационных тиристоров.


Регулировочная характеристика такого регулятора при активной нагрузке Rн и синусоидальному напряжению сети uм=Umsint в относительных единицах имеет такой вид:

,               (1.35)

где Uн, Uм - действующие значения напряжения нагрузки и сети.

Эта характеристика показана на рис.1.45, б под номером 1.

Если для третьего способа регулирования схема формирует симметричный импульс напряжения на нагрузке (рис.1.44,в), то его регулировочная характеристика в относительных единицах имеет такой вид:

,                           (1.36)

Эта характеристика показана на рис.1.45, б под номером 3.

Чем больший фазовый сдвиг первой гармоники тока, который потребляется из сети, относительно синусоидального напряжения питания и чем больший коэффициент искажения тока, тем меньший коэффициент мощности.

Рассмотрим работу фазового регулятора, при активно-индуктивной нагрузке, если реализуется первый способ регулирования. На рис.1.46 приведенные эквивалентная схема и временные диаграммы тока нагрузки и напряжения сети.

Продолжительность протекания тока через тиристор VS1  будет больше чем при чисто активной нагрузке (    ) на величину '. Это объясняется тем, что в момент перехода напряжения сети через нулевое значение ток в вентиле продолжает протекать за счет энергии, которая накоплена в индуктивности нагрузки Lн. При этом полярность напряжения на нагрузке изменяется и становится противоположной к полярности тока. Поэтому на интервале ' энергия, которая была накоплена в индуктивности нагрузки, частично возвращается в сеть.

С изменением угла управления  будет изменяться действующее значение напряжения на нагрузке. Однако, в отличие от чисто активной нагрузки, это напряжение будет зависеть не только от угла управления , а и от постоянной времени круга нагрузки . Чем больше н тем большими будут продолжительность интервала ' и действующее значение напряжения на нагрузке Uн. С уменьшением угла управления пауза в протекании тока нагрузки сокращается и при некотором критическом значении угла управления кр пауза исчезает. В этом случае напряжение и ток в нагрузке есть чисто синусоидальными.

При дальнейшем уменьшении угла управления (  ), при условии, что продолжительность импульсов управления тиристорами будет больше за   , ток и напряжение на нагрузке не изменяются.  При чисто индуктивной нагрузке (  /2) диапазон изменения угла управления представляет     . Регулировочные характеристики рассмотренного фазового регулятора в зависимости от характера нагрузки представленные на рис.1.47. Фазовые регуляторы широко используются для регулирования действующего значения сменного напряжения на нагрузке (например, в регуляторах освещения). Другой областью применения являются регулирования напряжения питания неуправляемых выпрямителей. В некоторых случаях, когда необходимо получить на нагрузке значительные напряжения (высоковольтные выпрямители) или малые напряжения и значительные токи (низковольтные выпрямители), возникает необходимость использовать соответствующие последовательное и параллельное включения вентилей в выпрямителе. При этом значительно усложняется система управления, поскольку возникает необходимость синхронно руководить большим количеством вентилей. Кроме того, в высоковольтных выпрямителях возникает проблема обеспечения электрической развязки (изоляции) высоковольтного силовой круга и системы управления. Поэтому в подобных случаях целесообразно регулирования осуществлять со стороны сменного тока с помощью фазового регулятора, который включается в цепь первичной обмотки трансформатора. Регулированное сменное напряжение подается на вторичную обмотку трансформатора, где она выпрямляется обычным выпрямителем (рис.1.48).

  

Фазоступенчатое регулирование

Ступенчатый способ регулирования сменного напряжения с помощью трансформатора с отпайками и группами переключателей широко известный и был рассмотрен относительно выпрямителей в части первого учебника “Преобразовательная техника”.

Рассмотрим регулятор, рис.1.49, а, нагрузкам которого является резистор Rн.

Подключая нагрузку к разным отпайкам вторичной обмотки трансформатора, можно изменять действующее значение напряжения на нагрузке. Преимущество такого способа регулирования состоит в отсутствии искажений напряжения и тока в нагрузке. Недостатком является дискретность регулирования. Для получения большего количества уровней регулирования необходимо увеличивать количество отпаек в трансформаторе, а также количество переключателей.

Если как переключатели использовать управляемые ключи сменного тока, ступенчатый способ регулирования можно соединить с фазовым.

Фазоступенчатный способ регулирования заключается в том что с помощью ключей сменного тока (например, симисторов) нагрузка подключается к соответствующей отпайке трансформатора в момент прохождения напряжения сети через ноль. Потом с некоторым опозданием на угол управления нагрузки подключается к другой отпайке, которая находится под более высоким напряжением. Изменяя угол управления , можно обеспечить плавное регулирование действующего значения напряжения на нагрузке в пределах каждой степени.

Вторичная обмотка трансформатора имеет секции с напряжениями u2' = Um'sin и u2' '= Um''sin, которые соединяются с нагрузками с помощью симисторов VS1 i VS2. Если включается симистор VS1 в момент прохождения напряжения сети через ноль получим максимальное напряжение на нагрузке uн = u2' + u2''= Ummax sin (рис.1.49, б). Если в момент прохождения напряжения сети через ноль включать симистор VS2, а потом с опозданием на угол управления симистор VS1, обеспечивает плавное регулирование напряжения на нагрузке в диапазоне от действующего значения U2' к значению U2' + U2''.

Если в момент прохождения через ноль напряжения сети симисторы не включать, а потом с задержкой на угол управления включить симистор VS2, будет возможность регулировать действующее значение напряжения на нагрузке от 0 до U2min (рис.1.49, в).

Фазоступенчатый способ управления, в отличие от ступенчатого, разрешает плавно регулировать действующее значение напряжения на нагрузке в широком диапазоне и сравнительно с фазовым методом регулирования он обеспечивает меньшие искажения напряжения и тока в нагрузке. Вследствие этого повышается коэффициент мощности. Недостатком фазоступенчатого метода регулирования есть более сложная конструкция трансформатора, а также необходимость применения большое количество управляемых ключей и осложнение системы управления.

Импульсное регулирование на высокой частоте (fк > 2fм)

Эффективным способом регулирования сменного напряжения есть импульсное регулирование на высокой частоте.

Если напряжение вольтодобавки uв.д. (t), рис.1.50, промодулировать с помощью идеальных ключей на частоте > , где  = m > 2, то модулированное напряжение вольтодобавки u''мод.в. д (t) можно представить как произведение беспрерывного напряжения uв.д. (t) на коммутационную функцию S(t)

u''мод.в. д.(t) = uв.д. (t)S(t) ,                                            (1.45)

где S(t) – единичная коммутационная функция, которая может быть представлена тригонометрическим рядом Фурье

.                                       (1.46)

В (1.46.) k = 1,2,3 номер гармоники, = m .

Выходное модулированное напряжение при активной нагрузке будет равно сумме напряжений сети u'мер(t) и модулированного напряжения вольтодобавки u''мод.в. д(t):

.            (1.47)


Из анализа основных энергетических показателей широтно-импульсных регуляторов вытекает, что за регулированием напряжения без сдвига по основной гармонике коэффициент мощности высший сравнительно с регулированием со сдвигом. Оптимальное значение отношения частоты напряжения модуляции к частоте напряжения сети m = Ω  находится в пределах 20-30. При большем значении этого отношения основные энергетические параметры изменяются несущественно.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

23006. Мовознавство – наука про мову. Об’єкт та предмет мовознавства 32 KB
  Мовознавство – наука про мову. Об’єкт та предмет мовова. Мовознавство або лінгвістика наука про природну людську мову загалом і про всі мови світу як її індивідуальних представників. Об’єкт це те що вивчається природна мова основним об’єктом мовова є мова.
23007. Мова, її визначення, основні ознаки і властивості 35 KB
  Мова її визначення основні ознаки і властивості. Мова – основний об’єкт мовова. Мова – система знаків яку ми використовуємо для спілкування комунікації передачі та сприйняття інформації. Мова – це звукове вираження думки Шлейхер.
23008. Зв’язок мовознавства з іншими науками 43 KB
  Зв’язок мовова з іншими науками. Такі кардинальні проблеми загального мовознавства як зв'язок мови і мислення взаємовідношення між мовою і суспільством специфіка відображення людиною довкілля в мові знаковість мови мовні універсалії методи і методики лінгвістичного дослідження не можуть бути розв'язані без філософії. Зв'язок мовознавства з історією як і з іншими науками є обопільним. Зв'язок мовознавства з логікою яка вивчає форми вираження одиниць мислення понять суджень умовиводів полягає в тому що проникнути в...
23009. Мовознавство загальне і конкретне (часткове) 34 KB
  Мовознавство або лінгвістика наука про природну людську мову загалом і про всі мови світу як її індивідуальних представників. Конкретне мовознавство вивчає окремі мови україністика полоністика богемістика русистика або групи споріднених мов славістика германістика романістика тощо. Окремі мови різняться ступенем унормованості стилістичною диференціацією мовних засобів багатство словника. Загальне мовознавство вивчає загальні особливості мови як людського засобу спілкування а також структуру й закономірності функціонування...
23010. Мовознавство теоретичне і прикладне 31.5 KB
  Мовознавство або лінгвістика наука про природну людську мову загалом і про всі мови світу як її індивідуальних представників. Прикладне мовово – напрям у мовознавстві який опрацьовує методи вирішення практичних завдань пов’язаних із використанням мови. Теоретичне мовознавство включає лише лінгвістичні проблеми що стосуються найсуттєвіших ознак мови як суспільного явища в її відношенні до інших явищ дійсності. У такому разі загальне мовознавство лінгвістична дисципліна яка вивчає всі мови світу і є ніби узагальненням конкретних...
23011. Основні проблеми загального мовознавства 30.5 KB
  Основні проблеми загального мовова Мовознавство або лінгвістика наука про природну людську мову загалом і про всі мови світу як її індивідуальних представників. Загальне мовознавство вивчає загальні особливості мови як людського засобу спілкування а також структуру й закономірності функціонування всіх мов світу. До них належать суть мови її природа походження закони розвитку зв’язок із мисленням культурою. Цей курс охоплює такі основні проблеми: природу і сутність мови в науці немає єдиного розуміння цієї проблеми різні напрями...
23012. Методи дослідження в мовознавстві 35 KB
  Методи дослідження в мовові Термін метод від гр. дослідження вчення шлях пізнання неоднозначний: він уживається в загальнонауковому філософському значенні у спеціальнонауковому що стосується певної галузі науки: в значенні прийом спосіб дії яке звичайно позначається словом методика. їх часто називають методами. наведення метод дослідження згідно з яким на підставі знання про окреме роблять висновок про загальне.
23013. Синхронічний та діахронічний аспекти вивчення мовних одиниць 33 KB
  syn разом і chronos час тобто одночасність 1 стан мови в певний момент її розвитку в певну епоху; 2 вивчення мови в цьому стані в абстракції від часового чинника. dia через і chronos час тобто різночасність 1 історичний розвиток мови; 2 дослідження мови в часі в її історичному розвитку. Поступові кількісні зміни у мові протягом століть зумовили Якісні зміни причому такі що сучасному мовцеві важко зрозуміти давні тексти. Відповідно в мовознавстві розрізняють стан мови та розвиток мови.
23014. Проблема походження мови, основні теорії походження мови 43.5 KB
  Проблема походження мови основні теорії походження мови. Проблема походження мови є дуже складною. проблему походження мови порушувалася в межах філософських дискусій про сутність мови. Представники школи Платона вважали що назви предметам даються не довільно а відповідно до їх Природи що свідчить про природний характер мови і відповідно закономірну біологічну зумовленість її виникнення.