7015

Электроника. Учебное пособие

Книга

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Цифровые интегральные микросхемы. Основы алгебры логики. Основные определения В зависимости от отсутствия или наличия элементов памяти цифровые устройства делятся на комбинационные устройства (КУ) и конечные автоматы (последовательные у...

Русский

2013-01-12

848 KB

22 чел.

1 Цифровые интегральные микросхемы

1.1 Основы алгебры логики

1.1.1 Основные определения

В зависимости от отсутствия или наличия элементов памяти цифро- вые устройства делятся на комбинационные устройства (КУ) и конечные автоматы (последовательные устройства). Выходные сигналы КУ определяются совокупностью (комбинацией) входных сигналов, действующих на некотором интервале времени. Наличие элементов памяти в конечных автоматах обусловливает зависимость выходных сигналов на рассматриваемом интервале от совокупности входных сигналов, действующих как на этом интервале времени, так и на ряде предшествующих интервалов. В комбинационном устройстве связь между входными x1, x2,… хn и выходными у1, у2, …, уn  сигналами цифрового устройства может быть задана функциями вида:

                            (1.1)

Особенность входных сигналов (независимых переменных) и выходных сигналов (функций) заключается в том, что они могут принимать только два значения: 1 или 0. Такие функции называются логическими, или переключательными, или булевыми.

   Раздел математики, который изучает логические функции, называется алгеброй логики.

   Наиболее часто логическая функция задается с помощью таблицы. В строках таблицы записываются все возможные наборы значений аргументов и указываются значения логической функции, которые они принимают на каждом наборе. Эту таблицу принято называть таблицей истинности. Для m переменных может быть 2m различных наборов. Пример логической функции трех аргументов x1, х2, x3  приведен в таблице 1.1.

Таблица   1.1

Номер набора

Х3

Х2

Х1

У

Номер набора

Х3

Х2

Х1

У

0

0

0

0

0

4

1

0

0

0

1

0

0

1

0

5

1

0

1

1

2

0

1

0

0

6

1

1

0

1

3

0

1

1

1

7

1

1

1

1

 Если рассматривать наборы x3, x2, x1 как двоичные числа, то удобно ввести десятичную нумерацию наборов. Например, набор x3= 1, х2=1, x1 = 0  имеет номер 6.

 Вместо таблицы истинности иногда логическую функцию удобно задавать словесным описанием. Например, функция у, заданная таблице 1.1, может быть словесно определена так: у=1  в том случае, если не менее двух аргументов принимают значение 1.

По способу соединений элементов цифровые устройства делятся на два типа: на устройства со статическими (потенциальными) связями между элементами и устройствами с динамическими (импульсными и импульсно-потенциальными) связями между элементами. Учитывая широкое распространение в интегральной схемотехнике элементов с потенциальными связями, в дальнейшем будем ориентироваться только на элементы этого класса.

1.1.2 Некоторые логические функции и реализующие их логические элементы

Логическое сложение (дизъюнкция). Логическая функция у является логической суммой (дизъюнкцией) переменных y=f(х1, х2, ..., хn), если она равна 1 в тех наборах, на которых хотя бы одна независимая переменная равна 1, и равна 0 в остальных наборах. Пример функции у, являющейся логической суммой двух переменных х1 и х2, приведен в таблице 1.2.

Таблица  1.2                                           Таблица 1.3

Номер набора

Х2

Х1

У

Номер набора

Х2

Х1

У

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

1

1

1

0

1

0

2

1

0

1

2

1

0

0

3

1

1

1

3

1

1

1

Логическое сложение двух переменных принято обозначать следующим образом: y=х1  х2, а логическое сложение n переменных

                                  y=x1 х2 хn (2)

 Схема, с помощью которой из входных переменных х1, х2, ..., хn образуется их логическая сумма, называется логическим элементом ИЛИ. Графическое обозначение этого элемента при двух входных переменных приведено на рисунке 1.la.

  Логическое умножение (конъюнкция). Логическая функция у является логическим произведением (конъюнкцией) переменных

x1, х2, ...,  хn, если она равна 1 только на тех наборах, на которых все переменные одновременно равны 1. Пример функции у, являющейся логическим произведением двух переменных х1 и х2, приведен в таблице 3.

 Логическое умножение двух переменных будем обозначать так же, как обозначают обычное алгебраическое умножение y=x1x2. Для n переменных можно записать:

Y=х1x2 xn      (1.3)

а

б

в

г

д

Рисунок 1.1

  Схема, с помощью которой из входных переменных х1, х2, ..., хn образуется их логическое произведение у, называется логическим элементом И. Графическое обозначение этого элемента при двух входных переменных приведено на рисунке 1.1б.

Логическое отрицание (инверсия). Логическая функция у является логическим отрицанием переменной х, если ее значение противоположно значению переменной х. Функция у, являющаяся отрицанием переменной х, приведена в таблице 1.4. Логическое отрицание принято обозначать Таблица 1.4.

х

у

0

1

1

0

.      Схема,      с помощью которой реализуется логическое отрицание, называется логическим элементом НЕ. Графическое обозначение этого элемента приведено на рисунке 1.lв.

 При построении современных цифровых устройств нашли широкое применение некоторые логические функции, являющиеся простыми комбинациями рассмотренных.

 Логическое сложение с отрицанием (стрелка Пирса). Логическая функция у является логической суммой с отрицанием независимых переменных х1, х2, ..., хn, если она равна 0 на тех наборах, на которых хотя бы одна переменная равна 1. Пример указанной функции при двух переменных приведен в таблице 1.5.

 Логическое сложение с отрицанием обозначается . Иногда в литературе пользуются обозначением y12. В дальнейшем будем использовать первое обозначение. Для функции n переменных можно записать:

                               

  Схема, реализующая функцию «логическое сложение с отрицанием», называется логическим элементом ИЛИ-НЕ (элементом Пирса). Графическое обозначение элемента при двух переменных приведено на рисунке 1.1г.

  Логическое умножение с отрицанием (штрих Шеффера). Логическая функция у является логическим произведением с отрицанием

Таблица  1.5                                               Таблица 1.6

Номер набора

Х2

Х1

У

Номер набора

Х2

Х1

У

0

0

0

1

0

0

0

1

1

0

1

0

1

0

1

1

2

1

0

0

2

1

0

1

3

1

1

0

3

1

1

0

независимых переменных х1, х2, ..., хn, если она равна 1 только на тех наборах, на которых хотя бы одна переменная равна 0. Пример функции у, являющейся логическим произведением с отрицанием двух переменных, приведен в таблице 1.6.

  Логическое умножение с отрицанием для двух переменных будем обозначать  . Иногда в литературе встречается обозначение . Для реализации функции «логическое умножение с отрицанием» используется логический элемент,  называемый элементом И-НЕ (элементом Шеффера). Его графическое обозначение приведено на рисунке 1.1д. 

          1.1.3 Основные законы и соотношения алгебры логики

При проектировании цифровых устройств часто требуется преобразовать структурные формулы. Для этой цели используются соотношения, вытекающие из законов алгебры логики.

    С помощью таблиц 2-4 легко могут быть проверены свойства

логического сложения, умножения и инверсии:

                     

(1.5),           (1.6),            (1.7).

Основные законы соответственно для логического сложения    и умножения записываются:

 

 Переместительный закон

x  y=yx,   x y=y  x. (1.8)

 Сочетательный закон

(x y)  z=x (y z),  (x y) z=x (y z). (1.9)

Распределительный закон

 z(x y)=x z y z,    (z x)(z y)=z (x y).                (1.10)

Закон  двойственности (Правило де Моргана)

    (1.11)

  На основании правила де Моргана логическое сложение может быть заменено умножением и, наоборот, при соответствующем инвертировании переменных и всей логической функции. На практике часто пользуются другой интерпретацией указанного правила: функции логического сложения и умножения реализуются одним и тем же логическим элементом, который в зависимости от кодировки сигналов на его входе и выходе может выполнять или функцию И, или функцию ИЛИ.

  Все законы алгебры логики легко проверяются подстановкой возможных комбинаций значений 0 и 1 в левую и правую части.

  Для преобразования структурных формул применяется ряд тождеств, важнейшие из которых определяют правила поглощения

   x  xy = x,    x(x y) = x   (1.12)

и склеивания

  xy  = x,    (x y) (x) = x.                              (1.13)

 Приведем еще несколько полезных соотношений:

  x  = xy (1.14)

 x y=(x  y), (1.15)

 x z=(x v z). (1.16)

 Соотношения   (1.12 – 1.16)  могут быть доказаны с помощь (1.5) - (1.11).   

1.2 Параметры цифровых интегральных микросхем

1.2.1 Параметры цифровых интегральных микросхем (ЦИМС), имеющие размерность напряжение.

Напряжение питания ЕПИТ. Напряжение соответствующее логическому 0 и логической 1. При позитивной логике низкий уровень напряжение U0 соответствует логическому 0, а высокий уровень U1- логической 1. Логический перепад напряжений U= U1 -U0 (рисунок 1.2).

                                          а)                                              б)

Рисунок 1.2

1.2.2 Параметры, соответствующие размерности тока.

 I0ВХ- входной ток, соответствующий логическому 0 на входе, I1ВХ- входной ток, соответствующий логической 1 на входе, I0ВЫХ- выходной ток, соответствующий логическому 0 на выходе, I1ВЫХ -выходной ток, соответствующий логической 1 на выходе, I0ПОТР- ток потребляемый                                 Рисунок 1.3                                          микросхемой, соответствующий                      логическому 0 на выходе, I1ПОТР- ток потребляемый микросхемой, соответствующий логической 1 на выходе. Токи, втекающие в микросхему, считаются положительными, вытекающие – отрицательные.

1.2.3 Параметры, имеющие размерность мощности.

    Р0ПОТР= I0ПОТРЕПИТ,    Р1ПОТР= I1ПОТРЕПИТ,    РПОТР СР =(Р0ПОТ1ПОТР)2

1.2.4  Параметры, имеющие размерность время.

                  Рисунок 1.4

Время задержки распространения из 0 в 1  - t01ЗД Р   и время   задержки распространения из 1 в 0  -  t10ЗД Р (рисунок 1.4). А также среднее время задержки распространения  .

1.2.5 Энергия переключения. Используется при сравнении различных типов ИМС    WПОТР СР tЗД Р СР.

Характеристики ЦИМС

Входная IВХ=f(UВХ), прямой передачи UВЫХ=f(UВХ), выходная IВЫХ=f(UВХ). Характеристики будут приведены при рассмотрении конкретных ЦИМС.

1.3 Диодно-транзисторная логика

1.3.1 Принцип работы.

Принципиальная схема диодно-транзисторной логики (ДТЛ) изображена на рисунке 1.5. Число входов можно увеличить, подключая диоды параллельно VD1 и VD2, но в этом  случае усложнится анализ схемы.

Рисунок 1.5

Предположим, что ЕПИТ =5 В. Тогда, если БТ закрыт (ток через него отсутствует),  напряжение на выходе будет равно 5 В, что соответствует логической 1 (U1=5 B). Если БТ находится в режиме насыщения, то на его выходе будет напряжение примерно равное 0,1 В, это соответствует логическому 0 (U0=0,1 B). Принцип работы схемы поясним при помощи таблицы 1.7

Если на оба входа подано напряжение  U0=0,1 В (рисунок 1.6 б), тогда напряжение в точке А будет равно UА= 0,8 В. Оно состоит из входного напряжения U0  и падения напряжения на диоде, которое примерно равно

Таблица 1.7

Вх 1

Вх 2

UВХ 1, В

UВХ 2,

В

UА,

В

UБ,

В

БТ

UВЫХ, В

Вых

0

0

0,1

0,1

0,8

0,27

Закр

5

1

0

1

0,1

5

0,8

0,27

Закр

5

1

1

0

5

0,1

0,8

0,27

Закр

5

1

1

1

5

5

2,1

0,7

Откр

0,1

0

0,7 В. Характеристика диода, выполненного на основе кремния, приведена на рисунке 1.6 а. Из рисунка видно, что при различных токах I1,  I2,  I3 падение напряжения на диоде примерно составляет 0,7 В.

Предполагая, что все три pn-перехода VD 3, VD 4  и эмиттерный переход (ЭП) транзистора одинаковы, получаем напряжение на базе транзистора (точка Б)  составляет  UБ =UА/3 0,27 В. Входная характеристика транзистора соответствует характеристики pn-перехода (рисунок 1.6а), и, следовательно, ток базы отсутствует, ток коллектора равен нулю, транзистор закрыт. Напряжение на выходе будет около 5 В.  Падением напряжения на резисторе R3 за счет тока IКЭ0 можно пренебречь. Это напряжение соответствует логической 1. (Первая строчка таблицы).

                                 а)                                                        б)

Рисунок 1.6

При подаче на вход 1 логической  1 диод VD 1 будет включен в обрат- ном направлении, ток от источника питания будет проходить через диод VD 2 и напряжение в точке А будет по прежнему   равно 0,8 В. Как и в преды -дущем случае транзистор будет закрыт и напряжение на выходе будет соот- ветствовать логической 1. (Вторая и аналогично третья строчки таблицы).

При подаче на оба входа логической 1диоды  VD 1 и VD 2 будут включены в обратном направлении, через них будет протекать обратный ток. Основной ток в этом случае протекает через VD 3, VD 4 и эмиттерный пере- ход транзистора.  На каждом из pn-переходов падает напряжение 0,7 В (UА=2,1 В). Резистор R1выбирается таким образом, чтобы транзистор находился в режиме насыщения и тогда напряжение на его коллекторе составит примерно равно 0,1 В, что соответствует логическому 0 (четвертая строчка таблицы).

Сравнивая два первых и последний столбцы таблицы видим, что данная схема выполняет логическую операцию И-НЕ.

1.3.2 Характеристики ДТЛ.

Схема для снятия входной характеристики IВХ= F(UВХ) и характеристики прямой передачи UВЫХ = F(UВХ) приведена на рисунке а. Входная характеристика приведена на рисунке 1.7б, а  характеристика прямой передачи на рисунке 1.9а. При нулевом напряжении на входе через диод VD 1 протекает ток IВХ=(ЕПИТ- UА)/R1 (поскольку он вытекает, то он отрицательный). Транзистор закрыт, ток коллектора отсутствует и на выходе напряжение равно напряжению источника питания. При увеличении входного напряжения  диод VD 1 закрывается и входной ток уменьшается.

                                 а)                                                                б)

Рисунок 1.7

При напряжении равном примерно 1,8 В ток начинает протекать по цепи VD 3, VD 4 и эмиттерный переход транзистора (ток через эти переходы начинает протекать, когда напряжение на каждом их них достигнет 0,6 В, см. ВАХ кремниего диода).  Через диод VD1 в этом случае начинает  протекать обратный ток. Ток базы   транзистора равен IБ=(EПИТ-UА)/R1. Транзистор в этом случае переходит в режим насыщения и напряжение на выходе снижается до уровня 0,1 В.

 Схема для снятия выходной характеристики приведена на рисунке 1.8.

Рисунок 1.8

                        а)                                                                 б)

Рисунок 1.9

Характеристики снимаются в двух случаях: на вход ИМС подается напряжение логического 0 (можно подать 0 В)  и напряжение, соответствующее логической  1 (5 В). В первом случае транзистор закрыт и при напряжении, которое подается на выход ИМС с потенциометра, равное 0 В,  ток будет равен ЕПИТR3, ток вытекает, поэтому он отрицательный. При подаче напряжения равного 5 В выходной ток будет равен 0.

Во втором случае, хотя транзистор открыт, он шунтируется милли -амперметром, и ток также будет равен ЕПИТR3. При увеличении напряжения, когда оно сравняется с напряжение насыщения транзистора (0,1 В) ток будет равен 0. При дальнейшем увеличении выходная характеристика ИМС будет повторять выходную характеристику транзистора. (Она показана пунктиром, так как мощность рассеивания на коллекторе превышает допустимую).

1.4 Транзисторно – транзисторная логика.

На рисунке 1.10а представлена структура диодов VD1-VD3 схемы ДТЛ. В интегральном исполнении области р можно объединить, и тогда получится структура изображенная на рисунке 1.10б. Эта структура представляет собой транзистор с двумя эмиттерами (двухэмиттерный транзистор).

 

                        а)                                                              б)

Рисунок 1.10

Если в предыдущей схеме ДТЛ диоды VD 1, VD 2 и VD 3 заменить на двухэмиттерный транзистор, то получится транзисторно – транзисторная логика (ТТЛ), принципиальная схема которой приведена на  рисунке 1.11.

Рисунок 1.11

В качестве VT1 можно использовать транзистор с большим числом эмиттеров, схема в этом случае будет иметь соответствующее число входов.

Принцип работы, таблица истинности и характеристики ТТЛ такие же, как у ДТЛ.

Недостаток предыдущих схем заключается в следующем. Заменим транзистор VT2 ключом с сопротивлением RТ (рисунок 1.12а).

В исходном состоянии (на входе схемы логический 0), транзистор закрыт (ключ разомкнут), на выходе напряжение равно напряжению питания ЕПИТ (рисунок 1.12б). При подаче на вход логической 1ключ замыкается. В этом случае ёмкость нагрузки СН разряжается через малое сопротивление ключа RT и время включения будет составлять t10. При подаче на вход логического0 ключ вновь размыкается и,  в этом случае, ёмкость СН будет заряжаться через сопротивление R3, которое намного больше, чем RT и время выключения будет t01 t10,  из-за этого быстродействие схемы будет низким.

            а)                                                            б)

                                    Рисунок 1.12

Кроме того между точкой А и общим проводом находятся два pn-перехода, следовательно на эмиттерном переходе при подаче на вход логического 0 напряжение будет составлять 0,4 В и для того, чтобы открыть транзистор надо приложить меньшее напряжение, т.е. помехо-устойчивость схемы снижается.

Задача состоит в том, чтобы снизить  t01 (t01 t10) и повысить помехоустойчивость.

1.5 ТТЛ со сложным инвертором.

 

Типовая схема ИМС со сложным инвертором представлена на рисунке 1.13.  Принцип работы схемы поясним с помощью таблицы 1.7. Если в точке Х (Х=Х1Х2) низкий потенциал (на входе присутствует хотя бы один логический 0), то транзистор VT2 закрыт и ток через него отсутствует.

Таблица 1.7

Х

VT2

UА, В

UБ, В

VT4

VT5

UВЫХ

Y

0

закр

5

0

откр

закр

3,8

1

1

откр

0,8

0,7

закр

откр

0,1

0

В этом случае потенциал в точке А будет около  5 В, а в точке Б UБ 0 В (токами  IКЭ0   и  I Б4 пренебрегаем). Транзистор VT4 будет открыт, а тран- зистор VT5 будет закрыт. Следовательно, на выходе будет логическая 1.

Рисунок 1.13

Если в точке Х будет высокий потенциал (на входах логические 1), то транзистор VT2 находится в режиме насыщения, через него протекает ток. В точке Б напряжение будет равно UБ= 0,7 В (падение напряжения на открытом эмиттерном переходе VT5), а в точке А UА= 0,8 В (добавляется 0,1 В, которое на выходе).

В этом случае транзистор VT5 открыт, а транзистор VT4 закрыт. Причина того, транзистор VT4 закрыт, следующая. Между точкой А и выходом напряжение равно примерно 0,7 В (0,1 В падает на VT5. Это напряжение распределяется между двумя pn-переходами (эмиттерный переход VT4 и диод VD3).  Считая, что переходы одинаковы, получаем на  эмиттерном переходе VT4 напряжение равно 0,35 В. А этого недостаточно, чтобы открыть транзистор VT4. Следовательно, на выходе будет логический 0. Так как ёмкость нагрузки будет заряжаться и разряжаться через малое сопротивление транзисторов, то время включения t10  и выключения t01 будут приблизительно одинаковы (резистор R5 имеет малую величину 20-50 Ом и служит для ограничения тока в момент переключения).

Диоды  VD1 и VD2 – антизвонные, служат для исключения переходных процессов на входе. Элементы  R3, R4 и VT3 служат для получения более крутой характеристики прямой передачи (в момент перехода с уровня логической 1 в логический 0) и термостабилизации.

Входная характеристика такая же, как у ДТЛ.  Характеристика прямой передачи отличается от характеристики ДТЛ тем, что уровень логического нуля составляет около 4 В.

Выходная характеристика изображена на рисунке 1.14.

При подаче на вход U1ВХ открыт транзистор VT5 и при увеличении напряжения на выходе, т.е. на его коллекторе характеристика совпадает с выходной характеристикой транзистора. Выходную характеристику при U0ВХ лучше рассматривать при снижении напряжения на выходе. При снижении напряжения от 5 В до 3,8 В открываются оба pn-перехода (эмиттерный

Рисунок 1.14

переходVT4 и диод VD3) и при дальнейшем снижении напряжения ток возрастает из-за увеличения тока базы транзистора  VT4.

В таблице 1.8  приведены параметры трех серий микросхем ТТЛ: 134 – маломощная, 130 – быстродействующая и 155 – типовая. Эти микросхемы отличаются потребляемой мощностью и быстродействием. Но энергия переключения у них примерно одинакова, так как у них единое схемотехническое решение.

Таблица 1.8

Параметр

Серия

134

130

155

I0ВХ, мА   

-0,18

-2,3

-1,6

I1ВХ, мА   

0,01

0,07

0,04

U0, В   

0,35

0,35

0,4

U1, В   

2,3

2,4

2,4

t10 ЗД Р, нс

200

10

19

t01 ЗД Р, нс

200

10

22

PПОТР СР, мВт

2

44

20

W, Дж 10-10

4

4,5

4,1

1.6 ТТЛ с открытым коллекторным выходом.

Схема с открытым коллекторным выходом используется для подключения нестандартной нагрузки (светодиодов, реле, нагрузки с повышенным напряжением питания и т. д.). Принципиальная схема приведена на рисунке 1.15а. Отличием от предыдущей является то, что в ней отсутствуют элементы VT4, VD3 и R5.

На рисунке 1.15б приведено условное обозначение схемы И-НЕ с

Рисунок 1.15

открытым коллекторным выходом (значок ), к нему подключена нагрузка RН с источником питания Е ПИТ2. Источник  питания Е ПИТ2 в некоторых схемах может достигать 30 В.

На рисунке 1.15в показано включение двух схем на общую нагрузку (монтажное ИЛИ).

1.7 ТТЛ с тремя состояниями на выходе

Принцип работы схем с тремя состояниями на выходе поясняется рисунком 1.16а. Если верхний ключ замкнут, а нижний разомкнут, то на выходе будет логическая 1. Если наоборот – логический 0. А если оба ключа разомкнуты (как показано на рисунке 1.16а), то это и будет третье состояние на выходе, т. е. выходное сопротивление равно бесконечности. Такие схемы позволяют соединять их выходы параллельно и работать на общую шину. Одна из схем работает в обычном режиме (на её выходе 0 или 1), все остальные должны находиться в третьем состоянии. Условное обозначение схемы дано на рисунке 1.16б (значок  ). Принципиальная схема приведена на рисунке 1.16в.

Рисунок 1.16

Принцип работы схемы следующий. Если на вход 3с подать высокий потенциал (логическая 1), то третий эмиттерный переход VT1 и диод VD4

включены в обратном направлении, они не влияют на работу схемы и схема работает в обычном режиме выполняя операцию 2И-НЕ. При подаче на вход 3с низкого потенциала (логический 0), третий эмиттерный переход и диод VD4 открыты. Транзистор VT2 закрыт, в точке Б напряжение UБ=0, транзистор VT5 закрыт. В точке А напряжение будет составлять 0,8 В. Оно склады- вается из входного напряжения, равного 0,1 В и падения напряжения на диоде VD4, равного 0,7 В. Как было рассмотрено выше транзистор VT4 будет закрыт (т.е. оба ключа разомкнуты) и схема находится в третьем состоянии.

1.8  Транзисторно-транзисторная логика Шоттки

Открытые транзисторы находятся в режиме насыщения и во время перехода в закрытое состояние добавляется время рассасывания неосновных носителей заряда в базе. Для того чтобы исключить время рассасывания необходимо не допускать режима насыщения (не открывать коллекторный переход). Этого можно достичь, включив между коллектором и базой транзистора диод Шоттки (рисунок 1.17а). ВАХ диода Шоттки и кремниевого pn-перехода приведены на рисунке 1.17б. При подаче на базу транзистора напряжения 0,7 В (чтобы открыть транзистор), на диоде Шоттки будет падать 0,2-0,3 В и на коллекторе транзистора будет напряжение

0,4-0,5 В, что недостаточно для открывания коллекторного перехода. Транзистор с диодом Шоттки в ИМС конструктивно совмещены,  обозна-чаются, как показано на рисунке 1.17в, и  называются транзистором Шоттки. Схемы транзистор-танзисторной логики Шоттки (ТТЛШ) аналогичны схемам ТТЛ, только в них используются транзисторы Шоттки.

Рисунок 1.17

Ниже приведена таблица 1.9 с параметрами микросхем ТТЛШ. Серии 531 и 555 имеют схемотехническое решение, рассмотренное выше. Из их сравнения видим, что они отличаются по потребляемой мощности и быстро- действию, но энергия переключения примерно одинакова. Модернизирован- ные схемы 1530 и 1533 тоже имеют единое схемотехническое решение, но  отличаются по потребляемой мощности и быстродействию, их энергия переключения примерно одинакова и значительно меньше, чем у предыдущих серий. У последней усовершенствованной серии 1531 энергия переключения еще снижена.

Таблица 1.9

Параметр

Серия

531

555

1530

1533

1531

I0ВХ, мА   

-2

-0,4

-2,4

-0,2

-0,6

I1ВХ, мА   

0,05

0,02

0,4

0,02

0,02

U0, В   

0,5

0,4

0,5

0,4

0,8

U1, В   

2,7

2,5

2,0

2,5

2,0

t10 ЗДР, нс

4,5

20

2,5

4

3,8

t01 ЗДР, нс

5

20

2,5

4

3,9

PПОТР СР, мВт

32,5

7,5

19

10

4

W, Дж 10-10

1,54

1,5

0,475

0,4

0,15

Таким образом, по мере совершенствования технологии и схемотех- нических решений микросхемы становятся более быстродействующими и экономичными.

1.9 Комплиментарная МДП логика

 Комплиментарная МДП (КМДП) логика включает в себя пары p- и  n-канальных полевых транзисторов с индуцированным каналом. Простейшая схема, выполняющая операцию НЕ представлена на рисунке 1.18а.

Рисунок 1.18

Принцип её работы поясним с помощью таблицы 1.10.

Таблица 1.10

Вх

UВХ, В

VT1

VT2

IС

UВЫХ, В

Вых

0

0

Откр

Закр

0

10

1

1

10

Закр

Откр

0

0

0

Предположим, что напряжение питания равно ЕПИТ=10 В. Как будет показано ниже напряжение U0=0 В, а  U1=10 В. Пороговое напряжение, подаваемое на затвор, у таких транзисторов составляет примерно UЗИ ПОРОГ 4 В. Тогда при подаче на вход напряжения логического 0 (первая строчка таблицы) транзистор VT2 будет закрыт, а транзистор VT1 будет открыт. Так как напряжение между его затвором и истоком, который соединен с подложкой, равно UЗИ=-10 В, а пороговое напряжение для р-канального транзистора составляет UЗИ ПОРОГ -4 В. Поскольку транзистор VT2 закрыт, ток стока IС=0. Напряжение на выходе составит UВЫХ= 10 В и, следовательно, это соответствует логической  1.

При подаче на вход логической 1 U1=10 В (вторая строчка таблицы) транзистор VT1 будет закрыт,  поскольку напряжение между его затвором и истоком составляет UЗИ=0 В, а транзистор VT2 будет открыт. Так как транзистор VT1 закрыт, ток стока так же будет равен IС=0. Напряжение на выходе составит UВЫХ= 0 В и, следовательно, это соответствует логическому  0. Таким образом, в статическом состоянии ток через схему отсутствует за исключением тока утечки, который составляет единицы мкА.

Рассмотрим схему, приведенную на рисунке 1.18б. Принцип её работы также поясним с помощью таблицы 1.11.

Таблица 1.11

Вх 1

Вх 2

UВХ 1, В

UВХ 2, В

VT1

VT2

VT3

VT4

I

UВЫХ, В

Вых

0

0

0

0

Откр

Откр

Закр

Закр

0

10

1

1

0

10

0

Закр

Откр

Откр

Закр

0

10

1

0

1

0

10

Откр

Закр

Закр

Откр

0

10

1

1

1

10

10

Закр

Закр

Откр

Откр

0

0

0

При подаче на оба входа логического 0, как было рассмотрено выше транзисторы VT1 и VT2 открыты, а транзисторы VT3 и VT4 закрыты. На выходе будет высокий потенциал и ток через схему отсутствует (первая строчка таблицы  1.11).  

При подаче на вход хотя бы одной логической 1 один из транзисторов VT3 или VT4 открывается, а один из транзисторов VT1 или VT2 закрывается. Поскольку один из транзисторов закрыт VT3 или VT4, то ток через схему отсутствует,  а на выходе будет высокий потенциал, т.е. логическая 1 (вторая и третья строка таблицы).

При подаче на оба входа логических 1 оба транзистора VT3 и VT4 открыты, а транзисторы VT1 и VT2 закрыты. На выходе будет логический 0 и ток через транзисторы по-прежнему отсутствует (четвертая строчка таблицы). Таким образом, данная схема выполняет операцию И-НЕ. В статическом режиме она не потребляет тока.

Схема ИЛИ-НЕ представлена на рисунке 1.19а, а её принцип работы поясним с помощью  таблицы 1.12.  

Таблица 1.12

Вх 1

Вх 2

UВХ 1, В

UВХ 2, В

VT1

VT2

VT3

VT4

I

UВЫХ, В

Вых

0

0

0

0

Откр

Откр

Закр

Закр

0

10

1

1

0

10

0

Закр

Откр

Откр

Закр

0

0

0

0

1

0

10

Откр

Закр

Закр

Откр

0

0

0

1

1

10

10

Закр

Закр

Откр

Откр

0

0

0

В этом случае, в отличие от предыдущего, при подаче на один из входов логической 1(вторая и третья строчки таблицы) на выходе будет логический 0, так как один из транзисторов VT1 и VT2 закрыт, а один из транзисторов VT3 или  VT4 открыт, т.е. на выходе будет нулевой потенциал.

Рисунок 1.19

Характеристики КМДП

Характеристика прямой передачи приведена на рисунке 1.19б. При подаче низкого потенциала на вход, как было показано выше, на выходе будет высокий потенциал (логическая 1). Увеличивая напряжения на входе (при достижении порогового напряжения) открываются транзисторы VT3 и VT4 и начинают закрываться транзисторы VT1 и  VT2, напряжение на выходе падает до нуля. Аналогично можно и объяснить характеристику тока потребления от входного напряжения (рисунок 1.19в), т.е. при напряжении от 3 до 7 вольт все транзисторы приоткрыты и в этом случае через схему протекает ток. Это приводит к тому, что при увеличении частоты переключения средний ток, потребляемый схемой, увеличивается (рисунок 1.20) и на высоких частотах он может сравняться с током потребления ТТЛ и ТТЛШ.

Рисунок 1.20

Ниже приведены параметры некоторых серий микросхем КМДП. Средний ток потребления от источника питания IПОТР СР приведен в статическом режиме. Из таблицы видно, что с совершенствованием технологии растут энергетические показатели.

Таблица 1.13

Серия

Параметры

561

564

1564

1554

ЕПИТ, В

10

10

5

5

IПОТР СР, мкА

4

1,5

1,25

1

tЗД Р СР, нс

110

110

18

8

WДЖ, 10-12

4,4

1,65

0,1125

0,04


2 ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

 Операционным усилителем (ОУ) называют высококачественный интегральный усилитель постоянного тока с дифференциальным входом и однотактным выходом, предназначенным для работы в схемах с обратной связью. Название усилителя связано с первонача -льным применением – выполнением различных математических операций с аналоговыми сигналами (суммирование, вычитание, логарифмирование, интегрирование, дифферен-цирование и др.). В настоящее время ОУ выполняет многофункциональную роль в разнообразных устройствах. Они применяются для усиления, ограничения, перемножения, частотной фильтрации, генерирования сигналов в аналоговых и цифровых устройствах.

Обозначение ОУ приведено на рисунке 2.1а, где наряду с инвертиру- ющим (Вх 1) и неинвертирующим (Вх 2) входами и выходом используются так же цепи частотной коррекции и балансировки (FC, NC) и два источника питания: +ЕП1, у которого минус соединен с общим проводом, и   -ЕП2, у которого на общем проводе плюс. Использование двух источников питания позволяет получить двухполярный сигнал на выходе. Упрощенное обозна- чение ОУ приведено на рисунках 2.1б и 2.1в   без выводов для подключения источников питания и внешних элементов.

Рисунок 2.1

2.1 Параметры и характеристики ОУ

Ниже приведена таблица 2.1 с основными параметрами ОУ.

Таблица 2.1

Параметр

Идеальный ОУ

Реальный ОУ

КU 103

10 1000

RВХ, кОм

10 102 (БТ)      103 1012 (ПТ)

RВЫХ, Ом

0

1 1000

f1, МГц

0,1100

KОС СФ, дБ

40110

 

КU- коэффициент усиления ОУ КU=UВЫХ  (UВХ2- UВХ1), RВХ- входное сопротивление (БТ- входной каскад выполнен на биполярных транзисторах, ПТ- на полевых транзисторах), RВЫХ- выходное сопротивление, f1- частота единичного усиления, т. е. частота, на которой коэффициент усиления снижается до единицы,  KОС СФ- коэффициент ослабления синфазного сигнала

KОС СФ= КU КU СФ.   КU СФ= UВЫХ UВХ.    UВХ= UВХ1= UВХ2.

   Характеристика прямой передачи приведена на рисунке 2.2а. Пунктиром показаны идеализированные характеристики. Цифрой 1 обозначена характе- ристика по инвертирующиму входу, цифрой 2 – по неинвертирующему. Однако реальные характеристики отличаются тем, что на выходе при

а)

б)

Рисунок 2.2

 

отсутствии входного сигнала имеется некоторое напряжение (положительное или отрицательное, как показано на рисунке 2.2а) из-за не идеальности эле- ментов схемы. Напряжение смещения UСМ – напряжение, которое необходи -мо приложить на входе, чтобы на выходе получить нулевое напряжение. В современных усилителях предусмотрены специальные выводы (NC) для балансировки (получения нуля на выходе).

Пример АЧХ приведен на рисунке 2.2б. Частота, на которой коэффициент усиления снижается до единицы и есть частота единичного усиления f1. Частота, при которой КU снижается в , называется предельной fПР. В области от 3 fПР до f1 действует соотношение КU(f)ff1.

  1.  Структура ОУ

Современные ОУ имеют, как правило, четыре структурных элемента. Входной дифференциальный усилитель (ДУ), который усиливает разностный сигнал. Промежуточный усилитель (ПУ). В случае ОУ с низким коэффициентом усиления ПУ может отсутствовать. В ОУ с большим

Рисунок 2.3

коэффициентом усиления в качестве ПУ могут использоваться так же диф- ференциальные каскады, но с однотактным выходом.  Схема сдвига уровня (ССУ) осуществляет установку на выходе нулевого потенциала, так как на выходе ПУ как правило, напряжение отличается от нуля. Эмиттерный повто- ритель (ЭП) обеспечивает малое выходное сопротивление. Между каскадами существует непосредственная связь (без разделительных конденсаторов).  

2.3  Дифференциальный усилитель

Дифференциальный усилитель (ДУ) предназначен для усиления разности двух напряжений  UВЫХ ДУU ДУ(UВХ2-UВХ1). В идеальных ДУ выходное напряжение пропорционально только разности входных напряжений и не зависит от их абсолютной величины.

Принципиальная схема ДУ на биполярных транзисторах приведена на рисунке 2.4а. А принцип работы поясняется с помощью рисунков 2.4б и 2.4в.

 

             а)

                   б)

            в)

Рисунок 2.4

 

Если на вход 1 подать гармонический сигнал (рисунок 2.4б), а вход 2 соединить с общим проводом, то ток коллектора первого транзистора IК1 будет изменяться в соответствии с сигналом. При положительном полупериоде сигнала на входе ток коллектора  VT1 увеличивается, падение напряжения на резисторе R1 также увеличивается и напряжение на коллекторе транзистора VT1, (на выходе 1) уменьшится. Таким образом, выход 1 по отношению ко входу 1 является инвертирующим. Если теперь напряжение подавать на вход 2, то при положительном полупериоде сигнала на входе ток коллектора  IК2 также будет расти, но на эту же величину снизиться ток IК1 (в цепи эмиттеров стоит источник тока IК1+ IК2= I0)  и напряжение на выходе 1 будет увеличиваться. Т. е. вход 2 по отношению выхода 1 является неинвертирующим.

Коэффициент усиления дифференциального усилителя в первом случае равен

KU ДУ=UВЫХ 1 / UВХ 1 (1),

UВЫХ 1= IК1R1 (2).       IК1= h21Э IБ1 (3)

Входное напряжение распределяется на двух эмиттерных  pn-переходах  

UВХ 1 =(IБ1h11Э+ IЭ2 h11Б). (4)    

IЭ2= (h21Э+1) IБ1    (5)    и  h11Б= h11Э / (h21Э+1)     (6)

Подставляя (2,  3,  4,  5 и 6) в (1) получим KU ДУ= h21ЭR1 / 2h11Э. Входное сопротивление RВХ= UВХ 1/ IБ1= 2h11Э.

 Таким образом, для получения большого входного сопротивления необходимо работать при малых токах базы, но при этом значительно снижается коэффициент передачи по току h21Э, а, следовательно, и КU ДУ.

В ДУ, выполненных таким образом, коэффициент усиления составляет

 KU ДУ=10-20, а входное сопротивление десятки кОм, что далеко от идеала.

2.4  Составной транзистор

Биполярный составной транзистор (схема Дарлингтона) состоит из двух транзисторов, включенных, как показано на рисунке 2.5. Ток коллектора составного транзистора состоит из IК= IК1+IК2.  IК1=h21Э(1)IБ1 , IК2=h21Э(2)IБ2= h21Э(2)IЭ1= h21Э(2) IБ1(1+h21Э(1)) Индекс в скобках указывает номер транзистора. Тогда коэффициент передачи по току составного транзистора будет равен h21Э=IК/ IБ= h21Э(1)+ h21Э(1)  h21Э(2)+ h21Э(2) h21Э(1)  h21Э(2). А входное сопротивление h11Э= h11Э(1)+ (1+h21Э(1)) h11Э(2)    или   h11Э h21Э(1)  h11Э(2).

Рисунок 2.5                      Таким образом,  входное сопротивление и                                                         

                                     коэффициент передачи по току составного транзистора увеличивается примерно в h21Э(1) раз. Заменяя в ДУ транзисторы VT1 и VT2 на составные, получим значительное увеличение входного сопротивления ДУ (сотни кОм), однако, коэффициент усиления почти не изменится.

Дальнейшее увеличение входного сопротивления ДУ можно получить, используя полевые транзисторы, а увеличение KU применением динамической нагрузки 3 .

2.5  Источник тока

Неизменное значение постоянного тока I0, независимое от параметров цепи (нагрузки), может обеспечить только идеальный генератор тока с бесконечно большим динамическим сопротивлением, ВАХ которого параллельна оси напряжения (рисунок 2.6а). ВАХ реального генератора тока приближается к ВАХ идеального генератора только в некотором интервале значения напряжения. При этом его динамическое сопротивление хотя и очень большое, но не бесконечно большое.

  Заметим, что выходная характеристика биполярного транзистора в схеме с ОБ близка к ВАХ идеального генератора тока. Следовательно, транзистор, включенный по схеме с общей базой, практически может выполнять функцию генератора тока. Cхема с ОЭ несколько уступает схеме с ОБ.

Однако на практике используется не один, а два и более транзисторов (рисунок 2.6б и 2.6в), которые обеспечивают не только получение большого динамического сопротивления, но и слабую зависимость самого тока генератора от нестабильности напряжения источников питания и температурной нестабильности элементов схемы.

а)

б)

в)

Рисунок 2.6

2.6   Схема сдвига уровня

Отказ от разделительных конденсаторов при соединении отдельных каскадов ИС требует применения элементов, обеспечивающих согласование выхода каскада со входом следующего каскада по величине (уровню) постоянного потенциала для сохранения работоспособности ИС.

Включение резисторных делителей для понижения потенциала приводит к  снижению коэффициента усиления сигнала, так что этот способ в ИС не находит практического применения.

Простейшая схема сдвига уровня (ССУ) показана на рисунке 2.7а. Она представляет собой эмиттерный повторитель на транзисторе VT1, принцип работы и параметры которого будут рассмотрены ниже. Эмиттерная цепь состоит из резистора R1 и источника стабильного тока, обеспечивающего постоянство тока I0. В качестве источника тока используются схемы, рассмотренные выше. Уровень постоянной составляющей напряжения на выходе сдвинут на величину U= I0R1+ UБЭ1 по сравнению с ее значением на входе.

Каскад ослабляет переменный сигнал незначительно, так как динами -ческое (выходное) сопротивление источника тока значительно больше сопротивления R1. Тем не менее, следует заметить, что сопротивление R1 из условий согласования приходится выбирать достаточно большим, поэтому выходное сопротивление каскада, равное  R1, оказывается значительным и при работе на низкоомную нагрузку будет проявляться ослабление переменного сигнала. Для борьбы с этим явлением в схему на выходе вводится дополнительный эмиттерный повторитель, исключающий влияние низкоомной нагрузки.

Температурную стабильность можно увеличить  также включением в цепь эмиттера одного или нескольких диодов, как показано на рисунке 2.7б. Для более точного  согласования включается резистор R1. Очевидно, что U = UБЭ +2Uд + R1I0. В качестве диодов используются интегральные транзисторы в диодном включении. Варьированием величин I0 и R1 можно получить любое значение сдвига.

а)

б)

в)

Рисунок 2.7

2.7  Эмиттерный повторитель

Принципиальная схема эмиттерного повторителя (ЭП) показана на рисунке 2.7в. Коэффициент передачи ЭП равен КU ЭП=UВЫХ/UВХ. Выходное напряжение UВЫХ=IЭ R1= IБ(h21Э+1) R1. А входное напряжение равно

 UВХ= UБЭ+ UВЫХ= IБh11Э+ IБ(h21Э+1) R1. Получаем  

.

 Входное сопротивление получим, если  UВХ поделим на IВХ = IБ. Тогда получим RВХ= h11Э+ (h21Э+1) R1(h21Э+1) R1. Выходное сопротивление ЭП равно    , где RИСТ – сопротивление источника сигнала, стоящего перед ЭП. Если перед ЭП стоит ССУ, то RИСТ=R1.

Таким образом, коэффициент передачи ЭП немного меньше единицы, но он обладает высоким входным и малым выходным сопротивлениями.

Более сложный ЭП на комплементарных БТ рассмотрен в 3

 

2.8  Инвертирующий усилитель на ОУ.

Схема инвертирующего усилителя показана на рисунке 2.8а. В данной схеме используется отрицательная обратная связь, т.е. сигнал с выхода через  R2 подается на инвертирующий вход. Используя законы Кирхгофа, запишем.

UВХ=R1 I1+U1 (1),    U1=R2I2+UВЫХ (2)    UВЫХ=KUU1  (3).

 Выражая U1 из (3), подставляем в (1) и (2) и, учитывая, что входное сопротивление ОУ много больше, чем  R1 и R2, а отсюда также I1= I2, получим

UВЫХ (1+(1+ R2 /R1)/KU)=- (R2 /R1) UВХ.

Поскольку (1+ R2 /R1)/KU1, получим

KU ОС - R2 /R1.

а)

б)

Рисунок 2.8

Аналогично получим RВХ=UВХ/IВХ=R1+R2/(KU+1). Пренебрегая вторым слагаемым, получим RВХ ОС R1. А RВЫХ ОС = RВЫХ/(1+ KU/ KU ОС).

 АЧХ инвертирующего усилителя приведена на рисунке 2.9. Если выполняется условие KU KU ОС, получаем f1fВ KU ОС.

Рисунок 2.9

2.9  Неинвертирующий усилитель

Схема неинвертирующего усилителя приведена на рисунке 2.8б. В этом случае составим следующие уравнения, учитывая, что I1=I2,  

 U1= UВЫХ R1/(R2+R1) (1),     UВЫХU (UВХ -U1)  (2).     Из (2) выразив U1 и подставив в (1) получим UВЫХ (1+(1+ R2 /R1)/KU)=(1+R2 /R1)UВХ.

И окончательно UВЫХ (1+R2 /R1)UВХ,  

KU ОС 1+R2 /R1.

RВХ ОС RВХ(1+ KU/ KU ОС).      RВЫХ ОС и АЧХ такие же, как у инвертирующего усилителя. VT5 закрыт. В точке А напряжение будет составлять 0,8 В.

Сумматор

Принципиальная схема сумматора представлена на рисунке 2.24. Составим уравнения для этой схемы.

UВХ1=R1 I1+U1 ,

UВХ2=R2 I2+U1,

U1=R3I3+UВЫХ ,

I1+I2=I3,

UВЫХ=KU(U2 - U1)

 Решая их относительно UВХ1,  UВХ2 и UВЫХ получим

UВЫХ (1+(1+ R3 /R12)/KU)=- (R3 /R1) UВХ1- (R3 /R2) UВХ2,

где    R12=R1R2/( R1+R2)

И окончательно

UВЫХ - ((R3 /R1) UВХ1+ (R3 /R2)) UВХ2.

Вычитатель

Принципиальная схема вычитателя имеет вид в соответствии с

рисунком 2.24.

Составляя уравнения и решая их, получим

UВЫХ (R4/(R2+R4)(R3 /R2+1) UВХ1- (R3 /R1)) UВХ1

Сумматор

Вычитатель

Рисунок 2.24 - Сумматор и вычитатель на основе ОУ

Интегратор

Интегратор  выполняется в соответствии с рисунком 2.25.

Используя (2.72) запишем в операторной форме

UВЫХ(P)=UВХ(P)∙ Z2(P)/R1= UВХ(P)/(PC2∙R1)

Интегратор

Дифференциатор

Рисунок 2.25 – Интегратор и дифференциатор

Используя свойство линейного преобразования Лапласа, запишем выражение в виде  

Дифференциатор

Дифференциатор выполняется в соответствии с рисунком 2.25.

Используя (2.72) запишем в операторной форме

UВЫХ(P)=UВХ(P)∙ R2/Z1(P)= UВХ(P)∙(PC2/R1)

Переходя к оригиналу, получим

Линейный детектор

 Детектор выполняется в соответствии с рисунком  2.26.

Схема детектора

Принцип работы

Рисунок 2.26 – Линейный детектор

 

Там же приведены осциллограммы, поясняющие принцип его работы. При положительном полупериоде входного напряжения на выходе будет отрицательное напряжение, и диод VD в этом случае  включен в прямом направлении. Коэффициент передачи устройства составит

К+=RД ПР/R1. Поскольку RД ПР << R1, то К+ ≈0. При отрицательном полупериоде входного напряжения диод включен в обратном направлении и К¯R2/R1, так как RД ОБР >> R2. Т.е. в этом случае устройство работает как обычный усилитель и, таким образом, в нем отсутствуют нелинейные искажения, что присуще детекторам на диодах.

 Активные фильтры

В электронике широкое применение находят устройства частотной селекции сигналов, пропускающие сигналы в заданной полосе частот. В некоторых случаях используются устройства, не пропускающие сигналы в заданной полосе частот, получившие название режекторных. Здесь рассматриваются вопросы практической реализации активных фильтров на перспективной элементной базе — интегральных микросхемах. Интегральные схемы, специально разработанные для построения устройств частотной селекции фильтров, имеют в обозначении буквы СС.

Перспективными базовыми узлами для построения фильтров являются операционные усилители. Фильтры, сочетающие использование jRC-цепей и усилительных приборов, получили название активных. Обобщенная макромодель фильтра имеет вид в соответствии с рисунком 2.27. Вид АЧХ определяет частотно-селективная цепь, масштаб характеристики (коэффициент передачи в заданной полосе частот) обеспечивает усилитель с ООС. В некоторых фильтрах удается совместить частотно-селективную цепь с цепью ООС. Другими словами, использовать для реализации фильтра частотно-зависимую ООС.

Рисунок 2.27- Обобщенная модель активного фильтра

Возможности реализации фильтров на интегральных схемах удобно иллюстрировать на примерах использования ОУ. Данные о базовых функциональных узлах фильтров на основе ОУ и вид их АЧХ сведены в таблице 2.2.

В рассматриваемых фильтрах используются такие достоинства ОУ, как высокое входное и низкое выходное сопротивления. Это представляет разработчику широкие возможности в выборе элементов, определяющих вид АЧХ, например в активных RC-фильтрах использовать дешевые высокоомные резисторы, дешевые и высокостабильные конденсаторы малой емкости.

Другими достоинствами ОУ, используемыми в фильтрах, являются два входа и возможность использования ООС и ПОС. Как видно из таблицы 2.2, ООС используется во всех базовых функциональных узлах фильтра. Она обеспечивает стабильность режима работы ОУ и очень низкое выходное сопротивление каждого фильтра. Положительная обратная связь используется для повышения добротности фильтра. Так, в узкополосном LC-фильтре использование ПОС эквивалентно внесению в контур отрицательного сопротивления потерь. Таким образом, появляется возможность увеличения добротности контура выше значений, определяемых конструктивными особенностями контура. Глубина ПОС регулируется потенциометром R3 и ограничивается резистором R2, чтобы не произошло самовозбуждения устройства.

Таблица 2.2.

Тип фильтра

Схема базового узла

Вид АЧХ

Фильтр нижних частот

Фильтр верхних частот

Узкополосный LC-фильтр

Узкополосный R

-фильтр

Режектроный фильтр

Активные фильтры нижних и верхних частот используют по два RС-звена, и поэтому относятся к фильтрам второго порядка. Рабочая полоса ограничивается частотой среза, на которой коэффициент передачи уменьшается на 3 дБ. Для повышения затухания вне рабочей полосы частот используют последовательное соединение однотипных базовых узлов. Для построения полосовых фильтров используют последовательное соединение разнотипных базовых узлов.

Узкополосный LC-фильтр представляет, по сути, разновидность инвертирующего масштабного усилителя с частотно-зависимой ООС. При отсутствии ПОС (R3 = 0) на частоте резонанса контур представляет собой высокоомное активное сопротивление и коэффициент передачи фильтра может быть рассчитан по формуле:

.                       

При введении ПОС увеличивается значение Ки0 и сужается полоса пропускания фильтра:                   2fи0/Q.                                            

Избежать применения индуктивности в узкополосном фильтре (что особенно желательно в низкочастотных устройствах) позволяет использование двойного Т-образного моста. При точном подборе одноименных элементов моста в соотношениях, указанных на схеме узла с RC-фильтром в табллице 2.2, ослабление, обеспечиваемое мостом на частоте квазирезонатора fc=1/(2RC), стремится к бесконечности, а фазовый сдвиг выходного напряжения по отношению ко входному стремится к нулю. Следовательно, по основным свойствам двойной Т-образный мост напоминает параллельный колебательный контур. Добротность такой частотно-селективной цепи можно уменьшить, подключив к ней резистор R. Выбором сопротивления ri можно добиться требуемой полосы пропускания фильтра. Указанные свойства двойного Т-образного моста используются в режекторном фильтре (см. таблицу 2.2). На частоте режекции мост представляет собой очень большое сопротивление, и, следовательно, фильтр эффективно ослабляет эту частоту. Операционный усилитель выполняет здесь функцию высококачественного буферного усилителя, способствующего получению высокой добротости фильтра. В фильтре используется 100% ООС по напряжению. Поэтому максимальный коэффициент передачи вне полосы режекции не превышает единицы. Глубокая ООС обеспечивает высокую стабильность режима работы фильтра.

Автогенераторы

Автогенераторами называются устройства для генерации электрических колебаний требуемой формы, частоты и мощности за счет использования энергии источников питания. Они находят широкое применение в радиопередающих, радиоприемных и телевизионных устройствах, в измерительной технике, в системах многоканальной связи и др.

Как видно, автогенераторы реализуются на усилителях, охваченных цепями ПОС и ООС. В качестве цепей, задающих частоту генерации, используют частотно-селективные цепи (LC-контуры, RС-цепи и кварцы). Элементы, задающие частоту генерации, включаются в цепь либо ООС, либо ПОС.

В зависимости от формы генерируемых колебаний различают автогенераторы синусоидальных (гармонических) и импульсных сигналов. Ниже рассматриваются основные типы автогенераторов синусоидальных сигналов, реализованные на основе ОУ.

На рисунке 2.23, а приведена схема LC-автогенератора. По виду она напоминает схему узкополосного LC-фильтра, однако здесь используется более глубокая ПОС. Баланс фаз обеспечивается наличием в устройстве положительной обратной связи, обеспечиваемой подключением резисторов R2, R3 между выходом и неинвертирующим входом ОУ. Баланс амплитуд достигается правильным выбором сопротивлений резисторов R2, R3, чтобы выполнялось условие

.                                   

Здесь под Кu подразумевается масштабный коэффициент усиления  

 

                                                  Кu = RЭ/R1,      

где RЭ — сопротивление контура на частоте резонанса. Частота генерации определяется элементами LC-контура и рассчитывается по известной формуле

(.

Для анализа свойств описанного генератора можно воспользоваться соотношениями, представив ОУ высококачественным эквивалентом транзистора с коэффициентом усиления Кu и дифференциальной крутизной SОУ.

Избежать применения индуктивностей, что важно в низкочастотных автогенераторах, позволяет применение селективных RС-цепей. Наибольшее применение в RС-автогенераторах получила так называемая полосовая фазирующая цепь, включенная между выходом и неинвертирующим входом ОУ. На частоте генерации ослабление, вносимое этой цепью A03,3, а фазовый сдвиг 0=0. Поэтому используемый способ подключения фазирующей цепи к ОУ обеспечивает выполнение баланса фаз.

Рисунок 2.28 – Генераторы на основе ОУ

Для выполнения условия баланса амплитуд усилитель должен скомпенсировать затухание, вносимое фазирующей цепью на частоте генерации. Это просто достичь выбором элементов цепи ООС (резисторов R1 и R2) при условии R2/(Rl + R2) = KOOC = A0. Нетрудно также обеспечить неравенство Kоос»A0, что означает выполнение условия генерации одновременно для многих частот. В этом случае вместо генерации колебаний синусоидальной формы генерируется колебание сложной формы, близкое к прямоугольной. Для обеспечения высокой точности равенства KООС >> А0 схему генератора усложняют узлом автоматической регулировки усиления ОУ.

Если вместо резисторов R фазирующей RС-цепи использовать управляемые напряжением сопротивления, то реализуется генератор с электронной перестройкой частоты. Схема RС-автогенератора с электронной перестройкой частоты приведена на рисунке 2.28, в. Здесь в качестве управляемых сопротивлений используется сдвоенный ПТ, у которого проводимость канала GK является линейной функцией управляющего напряжения:

.

Подставляя это выражение в формулу для расчета частоты генерации, получаем:

.

При изменении постоянного управляющего напряжения происходит электронная перестройка частоты. Если в качестве управляющего напряжения использовать низкочастотное колебание, то по закону изменения амплитуды этого колебания будет изменяться частота автогенератора, т. е. будет осуществляться частотная модуляция.

Для получения высокой стабильности частоты автогенераторов к элементам LC-контуров и RС-цепей предъявляются жесткие требования как по точности выбора элементов, так и по их температурной стабильности. Нестабильность частоты, достигаемая в обычных LC-генераторах, составляет от 10-3 до 10-4 °С, RC-генераторов — примерно на порядок ниже.

Гораздо лучшие показатели стабильности частоты обеспечивают кварцевые генераторы. Схема кварцевого генератора приведена на рисунке 2.23, г. Здесь кварц используется в качестве эквивалентной индуктивности. Он образует с емкостью конденсатора С последовательный колебательный контур, имеющий на частоте резонанса минимальное сопротивление. Следовательно, на этой частоте ПОС достигает максимума и возникает генерация. Для стабилизации режима усилитель охвачен глубокой ООС по постоянному напряжению. Для облегчения выполнения условия баланса амплитуд ООС на частоте генерации устраняется правильным выбором емкости конденсатора С1. Для этого необходимо выполнение условия Xcl=1/(2f0Cl)<<R. В термостатированных кварцевых генераторах достигается нестабильность частоты порядка 10-8 °С.

Автоколебательный мультивибратор на ОУ

Принципиальная схема мультивибратора и принцип его работы приведены на рисунке 2.29.

Принципиальная схема

Временные диаграммы

Рисунок 2.29 – Мультивибратор на ОУ

Пусть в начальный момент времени t0 на выходе ОУ произошел скачок напряжения из отрицательного в положительнее. При этом конденсатор С будет заряжаться стремясь к максимальному напряжению на выходе ОУ. Как только напряжение на нем достигнет пороговой величины U+ПОР, которое определяется как

U+ПОР=UВХ2=UВЫХR1/(R1+R2),

происходит переключение мультивибратора в исходное состояние (отрицательное напряжение на выходе). Длительность импульса Т определится как

Т=RCln(1+2∙R2/R1).

Таким образом, схема генерирует импульсы со скважностью, равной двум.

Для изменения длительности одного из полупериодов (например, отрицательного) можно зашунтировать резистор R цепью, состоящей из последовательно соединенных резистора R` и диода VD (показанных на схеме пунктиром). При этом время заряда конденсатора С  отрицательным напряжением через параллельно включенные резисторы R и R` будет меньше, чем положительным напряжением через один резистор R.


3  ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ПРОИЗВОДСТВА

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ

 Технология  производства полупроводниковых интегральных микросхем (ППИМС) развилась на основе планарной технологии транзисторов. Поэтому, чтобы  разбираться в технологических циклах изготовления ИМС, необходимо ознакомиться с типовыми технологическими процессами, из которых эти циклы складываются.

 

3.1  Подготовительные операции

Монокристаллические слитки кремния, как и других полупроводников, получают обычно путем кристаллизации из расплава - методом Чохральского. При этом методе стержень с затравкой (в виде монокристалла кремния) после соприкосновения с расплавом медленно поднимают с одновременным вращением. При этом вслед за затравкой вытягивается нарастающий и   застывающий слиток.

Кристаллографическая ориентация слитка (его поперечного сечения) определяется кристаллографической ориентацией затравки. Чаще других используются слитки с поперечным сечением, лежащим в плоскости (111) или (100).

Типовой диаметр слитков составляет в настоящее время 80 мм, а максимальный может достигать 300 мм и более. Длина слитков может достигать 1-1,5 м, но обычно она в несколько раз меньше.

Слитки кремния разрезают на множество тонких пластин (толщиной 0,4-1,0 мм), на которых затем изготавливают интегральные схемы. Поверхность пластин после резки весьма неровная: размеры царапин, выступов и ямок намного превышают размеры будущих элементов ИС. Поэтому перед началом основных технологических операций пластины многократно шлифу- ют, а затем полируют. Цель шлифовки, помимо удаления механических дефектов, состоит также в том, чтобы обеспечить необходимую толщину пластины (200-500 мкм), недостижимую при резке, и параллельность плоскостей. По окончании шлифовки на поверхности все же остается механически нарушенный слой толщиной в несколько микрон, под которым расположен еще более тонкий, так называемый физически нарушенный слой. Последний характерен наличием «незримых» искажений кристаллической решетки и механических напряжений, возникающих в процессе шлифовки.

Полировка состоит в удалении обоих нарушенных слоев и снижении неровностей поверхности до уровня, свойственного оптическим системам - сотые доли микрометра. Помимо механической, используется химическая полировка (травление), т. е. по существу растворение поверхностного слоя полупроводника в тех или иных реактивах. Выступы и трещины на поверхности стравливаются быстрее, чем основной материал, и в целом поверхность выравнивается.

Важным процессом в полупроводниковой технологии является также очистка поверхности от загрязнений органическими веществами, особенно жирами. Очистку и обезжиривание проводят в органических растворителях (толуол, ацетон, этиловый спирт и др.) при повышенной температуре.

Травление, очистка и многие другие процессы сопровождаются отмывкой пластин в деионизованной воде.

3. 2   Эпитаксия

Эпитаксией называют процесс наращивания монокристаллических слоев на подложку, при котором кристаллографическая ориентация наращиваемого слоя повторяет кристаллографическую ориентацию подложки.

В настоящее время эпитаксия обычно используется для получения тонких рабочих слоев до 15 мкм однородного полупроводника на сравнительно толстой подложке, играющей роль несущей конструкции.

Типовой - хлоридный процесс эпитаксии применительно к кремнию состоит в следующем (рисунок 3.1). Монокристаллические кремниевые пластины загружают в тигель «лодочку» и помещают в кварцевую трубу. Через трубу пропускают поток водорода, содержащий небольшую примесь тетрахлорида кремния SiCl4. При высокой температуре (около 1200° С) на поверхности пластин происходит реакция   SiCl4 + 2Н2 = Si + 4HC1.

В результате реакции на подложке постепенно осаждается слой чистого

кремния, а пары HCl уносятся потоком водорода. Эпитаксиальный слой осажденного кремния монокристалличен и имеет ту же кристаллографическую ориентацию, что и подложка. Химическая реакция, благодаря подбору температуры, происходит только на поверхности пластины, а не в окружающем пространстве.

Рисунок 3.1

Процесс, проходящий в потоке газа, называют газотранспортной реакцией, а основной газ (в данном случае водород), переносящий примесь в зону реакции, - газом-носителем.

Если к парам тетрахлорида кремния добавить пары соединений фосфора (РН3) или бора (В2Н6) , то эпитаксиальный слой будет иметь уже не собственную, а соответственно электронную или дырочную  проводимость (рисунок 3.2а), поскольку в ходе реакции в осаждающийся кремний будут внедряться донорные атомы фосфора или акцепторные атомы бора.

    Таким образом, эпитаксия позволяет выращивать на подложке монокрис- таллические слои любого типа проводимости и любого удельного сопротив- ления, обладающие любым типом и величиной проводимости, например,  на рисунке 3.2а  показан слой  n, а можно сформировать слой n+ или р+.

а)

б)

Рисунок  3.2

Граница между эпитаксиальным слоем и подложкой не получается идеально резкой, так как примеси в процессе эпитаксии частично диффундируют из одного слоя в другой. Это обстоятельство затрудняет создание сверхтонких (менее 1 мкм) и многослойных эпитаксиальных структур. Основную роль, в настоящее время, играет однослойная эпитаксия. Она существенно пополнила арсенал полупроводниковой технологии; получение таких тонких однородных слоев (1 - 10 мкм), какие обеспечивает эпитаксия, невозможно иными средствами.

На рисунке 3.2а и последующих масштаб по вертикали не соблюдается.

В установке, показанной на рисунке 3.1, предусмотрены некоторые дополнительные операции: продувка трубы азотом и неглубокое травление поверхности кремния в парах НСl (с целью очистки). Эти операции проводятся до начала основных.

Эпитаксиальная пленка может отличаться от подложки по химическому составу. Способ получения таких пленок называют гетероэпитаксией, в отличие от гомоэпитаксии, описанной выше. Конечно, при гетероэпитаксии и материалы пленки и подложки должны по-прежнему иметь одинаковую кристаллическую решетку. Haпример, можно выращивать кремниевую пленку на сапфировой подложке.

В заключение заметим, что помимо описанной газовой эпитаксии, существует жидкостная эпитаксия, при которой наращивание монокристаллического слоя осуществляется из жидкой фазы, т. е. из раствора, содержащего необходимые компоненты.

3.3    Термическое окисление

Окисление кремния - один из самых характерных процессов в технологии современных ППИМС. Получаемая при этом пленка двуокиси кремния SiO2 (рисунок 3.2б) выполняет несколько важных функций, в том числе:

-  функцию защиты - пассивации поверхности  и, в частности, защиты  вертикальных   участков  p-n переходов, выходящих  на поверхность;

-  функцию маски, через окна в которой вводятся необходимые примеси методом диффузии (рисунок 3.4б);

-  функцию тонкого  диэлектрика   под затвором МОП-транзистора или конденсатора (рисунки 4.15 и 4.18в);

-  диэлектрическое основание для соединения металлической пленкой элементов ПП ИМС (рисунок 4.1).

Поверхность кремния всегда покрыта «собственной» окисной пленкой, получающейся в результате «естественного» окисления при самых низких температурах. Однако эта пленка имеет слишком малую толщину (около 5 нм), чтобы выполнять какую-либо из перечисленных функций. Поэтому при производстве полупроводниковых ИМС более толстые пленки SiO2 получают искусственным путем.

Искусственное окисление кремния осуществляется обычно при высокой температуре (1000-1200° С). Такое термическое окисление можно проводить в атмосфере кислорода (сухое окисление), в смеси кислорода с парами воды (влажное окисление) или просто в парах воды.

Во всех случаях процесс проводится в окислительных печах. Основу таких печей составляет, как и при эпитаксии, кварцевая труба, в которой размещается «лодочка» с пластинами кремния, нагреваемая либо токами высокой частоты, либо иным путем. Через трубу пропускается поток кислорода (сухого или увлажненного) или пары воды, которые реагируют с кремнием в высокотемпературной зоне. Получаемая таким образом пленка SiO2 имеет аморфную структуру (рисунок 3.2б).

Очевидно, что скорость роста окисла со временем должна убывать, так как новым атомам кислорода приходится диффундировать через все более толстый слой окисла. Полуэмпирическая формула, связывающая толщину окисной пленки со временем термического окисления, имеет вид:

                     dk,

где kпараметр, зависящий от температуры и влажности кислорода.

Сухое окисление идет в десятки раз медленнее влажного. Например, для выращивания пленки SiO2 толщиной 0,5 мкм в сухом кислороде при 1000° С требуется около 5 ч, а во влажном - всего 20 мин. Однако, качество пленок, полученных во влажном кислороде, ниже. С уменьшением температуры на каждые 100° С время окисления возрастает в 2-3 раза.

В технологии ИМС различают «толстые» и «тонкие» окислы SiO2. Толстые окислы (d = 0,7-1,0 мкм) выполняют функции защиты и маскировки, а тонкие (d=0,1-0,2 мкм) - функции подзатворного диэлектрика в МОП-транзисторах и конденсаторах.

Одной из важных проблем при выращивании пленки SiO2 является обеспечение её однородности. В зависимости от качества поверхности пластины, от чистоты реагентов и режима выращивания в пленке возникают те или иные дефекты. Распространенным типом дефектов являются микро- и макропоры, вплоть до сквозных отверстий (особенно в тонком окисле).

Качество окисной пленки повышается с уменьшением температуры ее выращивания, а также при использовании сухого кислорода. Поэтому тонкий подзатворный окисел, от качества которого зависит стабильность параметров МОП-транзистора, получают сухим окислением. При выращивании толстого окисла чередуют сухое и влажное окисление: первое обеспечивает отсутствие дефектов, а второе позволяет сократить время процесса.

Другие методы получения пленки SiO2 рассмотрены в 5.

3.4 Литография

В технологии полупроводниковых приборов важное место занимают маски: они обеспечивают локальный характер напыления, легирования, травления, а в некоторых случаях и эпитаксии. Всякая маска содержит совокупность заранее спроектированных отверстий – окон. Изготовление таких окон есть задача литографии (гравировки). Ведущее место в технологии изготовления масок сохраняют фотолитография и электронолитография.

3.4.1. Фотолитография. В основе фотолитографии лежит исполь- зование материалов, которые называют фоторезистами. Это разновидность фотоэмуль- сий, известных в обычной фотографии. Фоторезисты чувствительны к ультрафиолетовому свету, поэтому их можно обрабатывать в не очень затемненном помещении.

Фоторезисты бывают негативные и позитивные. Негативные фоторе- зисты под действием света полимеризуются и становятся устойчивыми к травителям (кислотным или щелочным). Значит, после локальной засветки будут вытравливаться не засвеченные участки (как в обычном фото- негативе). В позитивных фоторезистах свет, наоборот, разрушает полимерные цепочки и, значит, будут вытравливаться засвеченные участки.

Рисунок будущей маски изготавливается в виде так называемого фотошаблона. Фотошаблон представляет собой толстую стеклянную пластину, на одной из сторон которой нанесена тонкая непрозрачная пленка с необходимым рисунком в виде прозрачных отверстий. Размеры этих отверстий (элементов рисунка) в масштабе 1 : 1 соответствуют размерам будущих элементов ИС, т. е. могут составлять 20—50 мкм и менее (до 2—3 мкм). Поскольку ИС изготавливаются групповым методом, на фотошаблоне по «строкам» и «столбцам» размещается множество однотипных рисунков. Размер каждого рисунка соответствует размеру будущего кристалла ИС.

Процесс фотолитографии для получения окон в окисной маске SiO2, покрывающей поверхность кремниевой пластины, состоит в следующем (рисунок 3.3). На окисленную поверхность пластины наносится, например, негативный фоторезист (ФР). На пластину, покрытую фоторезистом, накладывают фотошаблон ФШ (рисунком к фоторезисту) и экспонируют его в ультрафиолетовых (УФ) лучах кварцевой лампы (рисунок 3.3а). После этого фотошаблон снимают, а фоторезист проявляют и закрепляют.

Если используется позитивный фоторезист, то после проявления и закрепления (которое состоит в задубливании и термообработке  фоторезиста) в нем  получаются окна на тех местах, которые соответствуют прозрачным участкам на фотошаблоне.

Как говорят, рисунок перенесли с фотошаблона на фоторезист. Теперь слой фоторезиста представляет собой маску, плотно  прилегающую   к    окисному слою (рисунок 3.3б).

Через фоторезистивную маску   производится   травление окисного слоя вплоть до кремния (на кремний данный травитель   не   действует). В качестве травителя используется плавиковая кислота и её соли. В результате рисунок   с   фоторезиста переносится на окисел. После   удаления   (стравливания) фоторе -зистивной маски конечным   итогом фотолитографии оказывается    кремниевая    пластина   покрытая    окисной маской  с окнами (рисунок 3.3в). Через   окна   можно   осуществлять диффузию, ионную имплантацию, травление и т.  п.

Рисунок 3.3

В технологических циклах изготовления элементов ИМС процесс фотолитографии используется многократно (отдельно для получения базовых слоев, эмиттеров, омических контактов и т. д.). При этом возникает так называемая проблема совмещения фотошаблонов. При многократном использовании фото- литографии (в технологии ППИМС до 5-7 раз) допуск на совмещение доходит до долей микрона. Техника совмещения состоит в том, что на фотошаблонах делают специальные «отметки» (например, крестики или квадраты), которые переходят в рисунок на окисле и просвечивают сквозь тонкую пленку фоторе-зиста. Накладывая очередной фотошаблон, аккуратнейшим образом (под микроскопом) совмещают отметки на окисле с аналогичными отметками на фотошаблоне.

Рассмотренный процесс фотолитографии характерен для получения окисных масок на кремниевых пластинах с целью последующей локальной диффузии. В этом случае фоторезистивная маска является промежуточной, вспомогательной, так как она не выдерживает высокой температуры, при которой проводится диффузия. Однако в некоторых случаях, когда процесс идет при низкой температуре, фоторезистивные маски могут быть основными -рабочими. Примером может служить процесс создания металлической разводки в полупроводниковых ИМС.

При использовании фотошаблона его эмульсионный слой изнашивается (стирается) уже после 15—20 наложений. Срок службы фотошаблонов можно увеличить на два порядка и более путем металлизации: заменяя пленку фотоэмульсии на пленку износостойкого металла, обычно хрома.

Фотошаблоны изготавливаются комплектами по числу операций фотолитографии в технологическом цикле. В пределах комплекта фотошаблоны согласованы, т. е. обеспечивают совмещение рисунков при совмещении соответствующих отметок.

3.4.2 Электронолитография. Описанные методы долгое время составляли одну из основ микроэлектронной технологии. Они и до сих пор не потеряли своего значения. Однако по мере повышения степени интеграции и уменьшения размеров элементов ИС  возник ряд проблем, которые частично уже решены, а частично находятся в стадии изучения.

Одно из принципиальных ограничений касается разрешающей способ- ности, т. е. минимальных размеров в создаваемом рисунке маски. Дело в том, что длины волн ультрафиолетового света составляют 0,3-0,4 мкм. Следова- тельно, каким бы малым не было отверстие в рисунке фотошаблона, размеры изображения этого отверстия в фоторезисте не могут достигать указанных значений (из-за дифракции). Поэтому, минимальная ширина элементов составляет около 2 мкм, а при глубоком ультрафиолете (длина волны 0,2-0,3 мкм) – около 1 мкм. Между тем размеры порядка 1—2 мкм уже оказываются недостаточно малыми при создании больших и сверхбольших ИМС.

    Наиболее очевидный путь для повышения разрешающей способности лито- графии - использование при экспозиции более коротковолновых излучений.

За последние годы разработаны методы электронной литографии. Их сущность состоит в том, что сфокусированный пучок электронов сканируют (т. е. перемещают «построчно») по поверхности пластины, покрытой электронорезистом, и управляют интенсивностью пучка в соответствии с заданной программой. В тех точках, которые должны быть «засвечены», ток пучка максимален, а в тех, которые должны быть «затемнены», — равен нулю. Диаметр пучка электронов находится в прямой зависимости от тока в пучке: чем меньше диаметр, тем меньше ток. Однако с уменьшением тока растет время экспозиции. Поэтому повышение разрешающей способности (уменьшение диаметра пучка) сопровождается увеличением длительности процесса. Например, при диаметре пучка 0,2—0,5 мкм время сканирования пластины, в зависимости от типа электронорезиста и размеров пластины, может лежать в пределах от десятков минут до нескольких часов.

Одна из разновидностей электронной литографии основана на отказе от электронорезистивных масок и предусматривает воздействие электронного пучка непосредственно на окисный слой SiO2. Оказывается, что в местах «засветки» этот слой в дальнейшем травится в несколько раз быстрее, чем в «затемненных» участках.

Минимальные размеры при электронолитографии составляют 0,2 мкм, хотя предельно достижимы – 0,1 мкм.

В стадии исследования  находятся другие методы литографии, например, мягкое рентгеновское излучение (с длинами волн 1—2 нм) позволяет получить минимальные размеры 0,1 мкм, а ионно-лучевая литография 0,03 мкм.

3.5  Легирование

Внедрение примесей в исходную пластину (или в эпитаксиальный слой) путем диффузии при высокой температуре является исходным и до сих пор основным способом легирования полупроводников с целью создания транзисторных структур и на их основе других элементов. Однако за последнее время широкое распространение получил и другой способ легирования - ионная имплантация.

3.5.1 Способы диффузии. Диффузия может быть общей и локальной. В первом случае она осуществляется по всей поверхности пластины (рисунок 3.4а), а во втором - на определенных участках пластины через окна в маске, например, в толстом слое SiO2 (рисунок 3.4б).

Общая диффузия приводит к образованию в пластине тонкого диффузионного слоя, который отличается от эпитаксиального неоднородным (по глубине) распределением примеси (см. кривые N(x) на рисунках 3.6а и б).

а)

б)

Рисунок 3.4

В случае локальной  диффузии (рисунок 3.4б) примесь распространяется не только в глубь пластины, но и во всех перпендикулярных направлениях, т. е. под маску. В результате этой так называемой боковой диффузии участок р-n перехода, выходящий на поверхность, оказывается «автоматически» защищенным окислом. Соотношение между глубинами боковой и основной -

«вертикальной» диффузии зависит от ряда факторов, в том числе от глубины диффузионного слоя. Типичным для глубины боковой диффузии можно считать значение 0,8L.

Диффузию можно проводить однократно и многократно. Например, в исходную пластину n-типа можно во время 1-й диффузии  внедрить акцеп- торную примесь и получить р-слой, а затем во время 2-й диффузии внедрить в полученный р-слой (на меньшую глубину) донорную примесь и тем самым обеспечить трехслойную структуру. Соответственно различают двойную и тройную диффузию (см раздел 4.2).

При проведении многократной диффузии следует иметь в виду, что концентрация каждой новой вводимой примеси должна превышать концен- трацию предыдущей, в противном случае тип проводимости не изменится, а значит, не образуется р-n переход. Между тем концентрация примеси в кремнии (или другом исходном материале) не может быть сколь-угодно большой: она ограничена особым параметром - предельной растворимостью примеси NS. Предельная растворимость зависит от температуры. При некоторой температуре она достигает максимального значения, а затем снова уменьшается. Максимальные предельные растворимости вместе с соответствующими температурами приведены в таблице 3.1.

Таблица  3.1

Примесь

As

Р

В

Sb

NS, см-3

201020

131020

51020

0,61020

Т0,  С

1500

1500

1200

1300

Следовательно, если проводится многократная диффузия, то для последней диффузии нужно выбирать материал с максимальной предельной растворимостью. Поскольку ассортимент примесных материалов ограничен,

не удается обеспечить более 3-х  последовательных диффузий.

Примеси, вводимые путем диффузии, называют диффузантами (бор, фосфор и др.). Источниками   диффузантов являются их  химические соединения.   Это могут   быть   жидкости   (ВВr3, РОСl),  твердые тела (В2О3, P2O5) или газы  (В2Н6, РН3).

Внедрение примесей обычно осуществляется с помощью газотран- спортных реакций - так же, как при эпитаксии и окислении. Для этого используются либо однозонные, либо двухзонные диффузионные печи.

Двухзонные печи используются в случае твердых диффузантов.  В таких печах (рисунок 3.5) имеются две высокотемпературные зоны, одна - для испарения источника диффузанта, вторая - собственно для диффузии.

Рисунок 3.5

Пары источника диффузанта, полученные в 1-й зоне, примешиваются к по- току нейтрального газа-носителя (например, аргона) и вместе с ним доходят до 2-й зоны, где расположены пластины кремния. Температура во 2-й зоне выше, чем в 1-й. Здесь атомы диффузанта внедряются в пластины, а другие составляющие химического соединения уносятся газом-носителем из зоны.

В случае жидких и газообразных источников диффузанта нет необходи- мости в их высокотемпературном испарении. Поэтому используются однозон- ные печи, как при эпитаксии, в которые источник диффузанта поступает уже в газообразном состоянии.

При использовании жидких источников диффузанта диффузию проводят в окислительной среде, добавляя к газу-носителю кислород. Кислород окисляет поверхность кремния, образуя окисел SiO2, т. е. в сущности - стекло. В присут- ствии диффузанта (бора или фосфора) образуется боросиликатное или фосфорносиликатное стекло. При температуре выше 1000оС эти стекла находятся в жидком состоянии, покрывая поверхность кремния тонкой пленкой, так что диффузия примеси идет, строго говоря, из жидкой фазы. После застывания стекло защищает поверхность кремния в местах диффузии,

т. е. в окнах окисной маски. При использовании твердых источников диффузанта - окислов - образование стекол происходит в процессе диффузии без специально вводимого кислорода.

Различают два случая распределения примеси в диффузионном слое.

1 Случай неограниченного источника примеси.  В этом случае диф-фузант непрерывно поступает к пластине, так что в её приповерхностном слое концентрация примеси поддерживается постоянной равной NS. С увеличением времени диффузии увеличивается глубина диффузионного слоя (рисунок 3.6а).

     2 Случай ограниченного источника примеси.  В этом случае сначала в тонкий приповерхностный слой пластины вводят некоторое количество атомов диффузанта (время t1), а затем источник диффузанта отключают и атомы примеси перераспределяются по глубине пластины при неизменном их общем количестве (рисунок 3.6б). При этом концентрация примеси на поверхности снижается, а глубина диффузионного слоя увеличивается (кривые t2 и t3). Первую стадию процесса называют загонкой, вторую - разгонкой примеси.

             а)

                б)

в)

Рисунок 3.6

3.5.2 Ионная имплантация.

Ионной имплантацией называют метод легирования пластины (или эпитаксиального слоя) путем бомбардировки ионами примеси, ускоренными до энергии, достаточной для их внедрения в глубь твердого тела.

Ионизация атомов примеси, ускорение ионов и фокусировка ионного пучка осуществляются в специальных установках типа ускорителей частиц в ядерной физике. В качестве примесей используются те же материалы, что и при диффузии.

Глубина внедрения ионов зависит от их энергии и массы. Чем больше энергия, тем больше получается толщина имплантированного слоя. Однако с ростом энергии возрастает и количество радиационных дефектов в кристалле, т. е. ухудшаются его электрофизические параметры. Поэтому энергию ионов ограничивают величиной 100-150 кэВ. Нижний уровень составляет 5-10 кэВ. При таком диапазоне энергии глубина слоев лежит в пределах 0,1 - 0,4 мкм, т.е. она значительно   меньше   типичной глубины   диффузионных   слоев.

Концентрация  примеси   в  имплантированном  слое зависит от плотности тока в ионном пучке и времени процесса или, как говорят, от   времени экспо-зиции. В зависимости от плотности тока и желаемой концентрации  время экспозиции составляет от нескольких секунд до 3-5 мин и более (иногда до

1-2 ч). Разумеется, чем больше   время экспозиции, тем опять же больше количество радиационных дефектов.

Типичное распределение примеси при ионной имплантации показано на рисунке 3.6в сплошной кривой. Как видим, это распределение существенно отличается от диффузионного наличием максимума на определенной глубине.

Поскольку площадь ионного пучка (1-2 мм2) меньше площади пластины (а иногда и кристалла), приходится сканировать пучок, т. е. плавно или «шага- ми» перемещать его (с помощью специальных отклоняющих систем) пооче- редно по всем «строкам» пластины, на которых расположены  отдельные ИМС.

По завершении процесса легирования пластину обязательно подвергают отжигу при температуре 800-1100° С для того, чтобы упорядочить кристал- лическую решетку кремния и устранить (хотя бы частично) неизбежные радиа-ционные дефекты. При температуре отжига процессы диффузии несколько меняют профиль распределения (см. штриховую кривую на рисунке 3.6в).

Ионная имплантация  проводится через маски, в которых длина пробега ионов должна быть значительно меньше, чем в кремнии. Материалом для масок могут служить распространенные в ИМС двуокись кремния или алюминий. При этом важным достоинством ионной имплантации является то, что ионы, двигаясь по прямой линии, внедряются только в глубь пластины, а аналогия боковой диффузии (под маску) практически отсутствует.

В принципе ионную имплантацию, как и диффузию, можно проводить многократно, «встраивая» один слой в другой. Однако сочетание энергий, времен экспозиции и режимов отжига необходимое для многократной имплантации, оказывается затруднительным. Поэтому ионная имплантация получила главное распространение при создании тонких одинарных слоев.

   

  1.   Нанесение тонких пленок

Тонкие пленки не только являются основой тонкопленочных гибридных ИМС, но широко используются и в полупроводниковых интегральных схемах. Поэтому методы получения тонких пленок относятся к общим вопросам технологии микроэлектроники.

Существует три основных метода нанесения тонких пленок на подложку и друг на друга: термическое (вакуумное) и ионо-плазменное напыление, которое имеет две разновидности: катодное напыление и собственно ионно-плазменное.

3.6.1 Термическое (вакуумное) напыление.

 Принцип этого метода напыления показан на рисунке 3.7а. Металлический или стеклянный колпак 1 расположен на опорной плите 2. Между ними находится прокладка 3, обеспечивающая поддержание вакуума после откачки воздуха из подколпачного пространства. Подложка 4, на которую проводится напыление, закреплена на держателе 5. К держателю примыкает нагреватель 6 (напыление проводится на нагретую подложку). Испаритель 7 включает в себя нагреватель и источник напыляемого вещества. Поворотная заслонка 8 перекрывает поток паров от испарителя к подложке: напыление длится в течение времени, когда заслонка открыта.

Нагреватель  обычно представляет собой нить или спираль из тугоплавкого металла (вольфрам, молибден и др.), через которую пропускается достаточно большой ток. Источник напыляемого вещества связывается с нагревателем по-разному: в виде скобок («гусариков»), навешиваемых на нить накала; в виде небольших стержней, охватываемых спиралью, в виде порошка, засыпанного в

а)

б)

в)

Рисунок 3.7

тигель, нагреваемый спиралью, и т. п. Вместо нитей накала в последнее время используют нагрев с помощью электронного луча или луча лазера.

На подложке создаются наиболее благоприятные условия для конденсации паров, хотя частично конденсация происходит и на стенках колпака. Слишком низкая температура подложки препятствует равномерному распределению адсорбируемых атомов: они группируются в «островки» разной толщины, часто не связанные друг с другом. Наоборот, слишком высокая температура подложки приводит к отрыву только что осевших атомов, к их «реиспарению». Поэтому для получения качественной пленки температура подложки должна лежать в некоторых оптимальных пределах (обычно 200-400° С). Скорость роста пленок в зависимости от ряда факторов ( температура подложки, расстояние от испарителя до подложки, тип напыляемого материала и др.) лежит в пределах от десятых долей до десятков нанометров в секунду.

Прочность связи - сцепления пленки с подложкой или другой пленкой - называется адгезией. Некоторые распространенные материалы (например, золото) имеют плохую адгезию с типичными подложками, в том числе с кремнием. В таких случаях на подложку сначала наносят так называемый подслой, характерный хорошей адгезией, а затем на него напыляют основной материал, у которого адгезия с подслоем тоже хорошая. Например, для золота подслоем могут быть никель или титан.

Для того чтобы атомы напыляемого материала, летящие от испарителя к подложке, испытывали минимальное количество столкновений с атомами остаточного газа и тем самым минимальное рассеяние, в подколпачном простран- стве нужно обеспечивать достаточно высокий вакуум. Критерием необходи- мого вакуума может служить условие, чтобы средняя длина свободного пробега атомов в несколько раз превышала расстояние между испарителем и подлож-кой. Однако этого условия часто недостаточно, так как любое количество остаточного газа чревато загрязнением напыляемой пленки и изменением ее свойств. Поэтому в принципе вакуум в установках термического напыления должен быть как можно более высоким. В настоящее время вакуум ниже 10-6 мм рт. ст. считается неприемлемым, а в ряде первоклассных напылительных установок он доведен до 10-11 мм рт. ст.

Главными достоинствами рассмотренного метода являются его простота и возможность получения исключительно чистых пленок (при высоком вакууме). Однако у него есть и серьезные недостатки: трудность напыления тугоплавких материалов и трудность (а иногда невозможность) воспроизведения на подложке химического состава испаряемого вещества. Последнее объясняется тем, что при высокой температуре химические соединения диссоциируют, а их составляющие конденсируются на подложке раздельно. Естественно, имеется вероятность того, что новая комбинация атомов на подложке не будет соответствовать структуре исходной молекулы.

3.6.2  Катодное напыление. 

Схема этого метода показана на рисунке 3.7б. Здесь большинство компонентов те же, что и на рисунке 3.7а. Однако отсутствует испаритель; его место по расположению (и по функции) занимает катод 6, который либо состоит из напыляемого вещества, либо электрически контактирует с ним. Роль анода выполняет подложка вместе с держателем.

Подколпачное пространство сначала откачивают до 10-5-10-6 мм рт. ст., а затем в него вводят некоторое количество очищенного нейтрального газа (чаще всего аргона), так что создается давление 10-1 - 10-2 мм рт, ст. При подаче высокого отрицательного (2-3 кВ) напряжения на катод 6  (анод заземлен из соображений электробезопасности) в пространстве анод - катод возникает аномальный тлеющий разряд, сопровождающийся образованием  электронно-ионной плазмы.

Специфика аномального тлеющего разряда состоит в том, что в прикатодном пространстве образуется настолько сильное электрическое поле, что положительные ионы газа, ускоряемые этим полем и бомбардирующие катод, выбивают из него не только электроны (необходимые для поддержания разряда), но и нейтральные атомы. Тем самым катод постепенно разрушается. В обычных газоразрядных приборах разрушение катода недопустимо (поэтому в них используется нормальный тлеющий разряд), но в данном случае выбивание атомов из катода является полезным процессом, аналогичным испарению.

Важным преимуществом катодного напыления по сравнению с термичес- ким является то, что распыление катода не связано с высокой температурой. Соответственно отпадают трудности при напылении тугоплавких материалов и химических соединений (см. последний абзац предыдущего раздела).

Однако в данном методе катод (т. е. напыляемый материал), будучи элементом газоразрядной цепи, должен обладать высокой электропроводностью. Такое требование ограничивает ассортимент напыляемых материалов. В частности, оказывается невозможным напыление диэлектриков, в том числе многих окислов и других химических соединений, распространенных в технологии полупроводниковых приборов.

Это ограничение в значительной мере устраняется при использовании так называемого реактивного (или химического) катодного напыления, особенность которого состоит в добавлении к основной массе инертного газа небольшого количества активных газов, способных образовывать необходимые химические соединения с распыляемым материалом катода. Например, примешивая к аргону кислород, можно вырастить на подложке пленку окисла. Примешивая азот или моноокись углерода, можно получить нитриды или карбиды соответствующих металлов. В зависимости от парциального давления активного газа химическая реакция может происходить либо на катоде (и тогда на подложке осаждается уже готовое соединение), либо на подложке - аноде.

Недостатками катодного напыления в целом являются некоторая загрязненность пленок (из-за использования сравнительно низкого вакуума) меньшая по сравнению с термическим методом скорость напыления (по той же причине), а также сложность контроля процессов.

3.6.3 Ионно-плазменное напыление.

 

Схема этого метода показана на рисунке 3.7в. Главная его особенность по сравнению с методом катодного напыления состоит в том, что в промежутке между электродом  8 - мишенью (с нанесенным на нее напыляемым материалом) и подложкой 4 действует независимый, «дежурный» газовый разряд. Разряд имеет место между электродами 6 и 7, причем тип разряда - несамостоятельный дуговой. Для этого типа разряда характерны: наличие специального источника электронов в виде накаливаемого катода 6, низкие рабочие напряжения (десятки вольт) и большая плотность электронно-ионной плазмы. Подколпачное пространство, как и при катодном напылении, запол- нено нейтральным газом, но при более низком давлении (10-3 - 10-4 мм рт. ст.).

Процесс напыления состоит в следующем. На мишень относительно плазмы (практически - относительно заземленного анода 7) подается отрицательный потенциал (2-3 кВ), достаточный для возникновения аномаль- ного тлеющего разряда и интенсивной бомбардировки мишени положитель- ными ионами плазмы. Выбиваемые атомы мишени попадают на подложку и осаждаются на ней. Таким образом, принципиальных различий между процес- сами катодного и ионно-плазменного напыления нет. Различаются лишь конс- трукции установок: их называют соответственно двух- и трех - электродными.

Начало и конец процесса напыления определяются подачей и отключе- нием напряжения на мишени. Если предусмотреть механическую заслонку (см. рис. 3.7а), то ее наличие позволяет реализовать важную дополнительную возможность: если до начала напыления закрыть заслонку и подать отрицательный потенциал на мишень, то будет иметь место ионная очистка мишени. Такая очистка полезна для повышения качества напыляемой пленки. Аналогичную очистку можно проводить на подложке, подавая на нее (до напыления пленки) также отрицательный потенциал.

При напылении диэлектрических пленок возникает затруднение, связанное с накоплением на мишени положительного заряда, препятствующего дальнейшей ионной бомбардировке. Это затруднение преодолевается путем использования так называемого высокочастотного ионо-плазменного напыления. В этом случае на мишень наряду с постоянным отрицательным напряжением подается переменное напряжение высокой частоты (около 15 МГц) с амплитудой, несколько превышающей постоянное напряжение. Тогда во время большей части периода результирующее напряжение отрицательно; при этом происходит обычный процесс распыления мишени и на ней накапливается положительный заряд. Однако во время небольшой части периода результирующее напряжение положительно; при этом мишень бомбардируется электронами из плазмы, т. е. распыления не происходит, но зато компенсируется накопленный положительный заряд.

Вариант реактивного (химического) ионно-плазменного напыления открывает те же возможности получения окислов, нитридов и других соединений, что и реактивное катодное напыление (см. предыдущий раздел).

Преимущества собственно ионно-плазменного метода по сравнению с катодным состоят в большей скорости напыления и большей гибкости процесса (возможность ионной очистки, возможность отключения рабочей цепи без прерывания разряда и др.). Кроме того, на качестве пленок сказывается более высокий вакуум.

Существуют другие методы нанесения пленок, например, анодирование и электрохимическое осаждение 4,5.


4 ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

В полупроводниковых интегральных микросхемах (ППИМС) элементы выполнены в объеме или часть из них на поверхности полупроводникового материала, чаще всего  монокристаллического кремния.  В ППИМС все элементы  (активные и пассивные) реализуются на основе биполярных и МДП-транзис -торных структурах. В связи с этим различают интегральные микросхемы   на  биполярных транзисторах и МДП - интегральные  микросхемы.

Обычно каждому элементу   схемы  соответствует  локальная область  полупроводникового материала,  свойства и характеристики которой обес- печивают выполнение функций дискретных элементов   (транзисторов, резисторов,   конденсаторов и др.). Каждая локальная  область, выполняющая   функции конкретного элемента, требует изоляции от других. Соединения между элементами согласно электрической схеме обычно выполняют с помо- щью металлических пленочных проводников, напыленных  на  окисную поверхность, покрывающей  полупроводниковый   кристалл. Такой кристалл заключается в герметизированный корпус и имеет систему выводов для практического использования микросхемы. Таким  образом, полупроводни- ковая микросхема представляет собой законченную конструкцию.

Различают так же следующие разновидности полупроводниковых интегральных микросхем: многокристальные, совмещенные, с балочными выводами и на сапфировой подложке 5.

Как уже указывалось, большинство полупроводниковых микросхем изготовляют на основе монокристаллического кремния. Это объясняется тем, что кремний имеет перед германием ряд физических и технологических преимуществ, важных для создания элементов интегральных микросхем. Основные физические преимущества кремниевых микросхем следующие:

- большая ширина запрещенной зоны кремния и меньшие при этом обратные токи переходов, что уменьшает паразитные связи между элементами  микросхем, позволяет  создавать микросхемы, работоспособные при -повышенных температурах   (до   +120°С),  и микромощные  схемы,   работающие   при   малых   уровнях  рабочих токов (менее 1 мкА);

-  более высокий порог отпирания,  а, следовательно, и большая статическая помехоустойчивость;

-  меньшая   диэлектрическая   проницаемость,   что   обусловливает меньшие барьерные емкости переходов при той же их площади, что позволяет увеличить быстродействие микросхем.

4.1 Методы изоляции элементов в ППИМС

4.1.1 Изоляция элементов обратно смещенными pn-переходами.

 На рисунке 4.1а  представлен фрагмент ППИМС с двумя биполярными транзисторами и  с изоляцией обратно смещенными pn-переходами. На рисунке 4.1б представлена эквивалентная схема этого фрагмента. На подложку подается наибольшее отрицательное напряжение от источника питания, поэтому pn-переходы между коллектором БТ и подложкой оказываются запертыми и транзисторы изолированы друг от друга. Однако следует отметить, что обратно смещенные  pn-переходы обладают барьерной емкостью СБ и с увеличением частоты возрастает паразитная связь между элементами схемы.

                                       а)                                                                      б)

Рисунок 4.1

4.1.2 Резистивная изоляция.

Резистивная изоляция элементов ППИМС (рисунок 4.2а) отличается от предыдущей тем, что слаболегированная подложка берется того же типа, что и коллекторные области БТ. Паразитная связь между элементами схемы существует всегда, но не зависит от частоты. Поэтому на высоких частотах она может оказаться меньше, чем в предыдущем случае.

                                        а)                                                                 б)

Рисунок 4.2

4.1.3 Диэлектрическая изоляция

При таком методе изоляции (рисунок 4.3а) элементы схемы отделены друг от друга слоем двуокиси кремния. Паразитная емкостная связь между элементами CП значительно меньше, чем в первом случае, так как диэлектрическая постоянная двуокиси кремния ниже, чем у кремния. Производство таких ИМС более трудоемкое, чем в предыдущих.

а)                                                                   б)

Рисунок 4.3

Существуют так же другие методы изоляции, некоторые из них представляют видоизменение или комбинацию  выше перечисленных 5.  

4.2 Планарно-эпитаксиальный биполярный транзистор

Поскольку биполярные n-p-n транзисторы составляют основу ППИМС, рассмотрим их подробно, включая технологию изготовления.

4.2.1 Этапы изготовления

На подложке р-типа формируется эпитаксиальный  слой n-типа (рисунок 4.4а). Затем проводится термическое окисление (рисунок 4.4б),  и методом фотолитографии формируются окна под разделительную диффузию, т.е. маска из слоя SiO2 остается на тех местах, где будут изготовляться биполярные транзисторы и другие элементы схемы (рисунок 4.4в).

Следующим этапом проводится разделительная диффузия акцепторной примесью (рисунок 4.4в) так, чтобы атомы примеси достигли подложки под эпитаксиальным слоем и в результате получается, что элементы схемы будут отделены друг от друга полупроводником р-типа.

Проводится второе термическое окисление, вторая фотолитография и вторая диффузия акцепторной примесью с тем, чтобы сформировать базовый слой транзистора (рисунок 4.4г). Эта диффузия требует меньшее время, так как глубина базового слоя 2,5-2,7 мкм меньше, чем при разделительной диффузии.

Затем проводятся ещё одно термическое окисление, фотолитография, при которой вскрываются окна под эмиттерную область и вывод коллектора, и проводится последняя диффузия донорной примесью (рисунок 4.4д). В этих областях создается максимальная концентрация примеси. Глубина n+- слоев составляет примерно 2 мкм.  Максимальная концентрация примеси в месте вывода коллектора исключает появление выпрямляющего контакта металл-полупроводник (диод Шоттки).

 После четвертого заключительного термического окисления и ещё одной фотолитографии вскрываются окна для межэлементных соединений металлической пленкой (рисунок 4.4е).

Рисунок 4.4

В результате термического напыления получается сплошная пленка алюминия (рисунок 4.4ж).

На заключительном этапе проводится последняя фотолитография, при которой из пленки Al формируются межэлементные соединения (рисунок 4.4з).  Вид на транзистор в плане с размерами показан на рисунке 4.5.  

         Таким образом, в процессе формирования транзистора использовались: пять фотолитографий, четыре термических окисления, три процесса диффузии, по одному процессу эпитаксии и термическому напылению алюминия не считая ряда вспомогательных операций: очистка, промывка, удаление фоторезиста и т.д.

Рисунок 4.5

 4.2.2 Распределение примесей.

На рисунке 4.6а показано распределение примесей в слоях, выше рассмотренного интегрального транзистора. Однако более наглядно выглядит график распределения примесей, когда по оси ординат откладывается модуль разницы между донорной и акцепторной примесями NД-NА(рисунок 4.6б).

Следует обратить внимание на то, что распределение примесей в эмиттере и базе оказывается неравномерным. Представляет интерес рассмотреть распределение акцепторной примеси в базе (рисунок 4.6в). Справа от точки максимума градиент концентрации дырок отрицательный и внутреннее поле (по отношению к инжектированным электронам) является ускоряющим. Это характерно для дрейфовых транзисторов. Однако слева от точки максимума на небольшом участке градиент положительный, а, значит, электрическое поле является тормозящим. Наличие участка с тормозящим полем приводит к некоторому увеличению результирующего времени пролета носителей через базу. Однако расчеты показывают, что это увеличение составляет примерно 20% и для приближенных оценок может не учитываться.

Рисунок 4.6

 4.2.3 Эквивалентная схема.

На рисунке 4.7а представлена четырехслойная структура биполярного транзистора совместно с подложкой. Эту структуру можно рассматривать как две трехслойных структуры (рисунок 4.7б) представляющие собой два транзистора: основной n-p-n и паразитный p-n-p (рисунок 4.7в).

а)

б)

в)

Рисунок 4.7

Паразитный транзистор находится в режиме отсечки, когда основной работает в режимах отсечки или активном. Но когда основной транзистор работает в режиме насыщения, т.е. его коллекторный переход включен в прямом направлении, то паразитный транзистор находится в активном режиме, так как его эмиттерный переход – это коллекторный переход основного транзистора. В этом случае, через паразитный транзистор осуществляется связь между основными транзисторами, находящимися в режиме насыщения.

Резистор rК  (рисунок 4.7в) учитывает распределенное сопротивление коллектора, так как коллекторный слой имеет наименьшую концентрацию примеси. Его величина составляет примерно 100 Ом. Этот резистор совместно с ёмкостями СКП и СКБ образуют RC цепочку, которая ухудшает быстродействие транзистора и ограничивает его предельную частоту. Кроме того, в ЦИМС это приводит к тому, что возрастает уровень логического нуля U0.  Для исключения выше отмеченных явлений между коллектором и подложкой формируют скрытый слой n+. Такие транзисторы будут рассмотрены ниже.

В случае диэлектрической изоляции паразитный p-n-p транзистор отсутствует, но ёмкость СКП сохраняется. Она, как уже отмечалось, меньше, чем при изоляции p-n переходом примерно в три раза.

 

 4.3 Планарно-эпитаксиальный биполярный транзистор

со скрытым слоем

Первыми операциями при изготовлении таких микросхем являются термическое окисление, фотолитография и диффузия донорной примесью, чтобы создать n+ - слой на месте, где будут формироваться транзисторы (рисунок 4.8а). Толщина этого слоя составляет примерно 2 мкм.  Затем слой SiO2 стравливается. В последующем проводится эпитаксия и последовательно все операции, которые использовались при изготовлении  планарно–эпитаксиального транзистора. Структура готового транзистора приведена на рисунке 4.8б. 

а)

б)

Рисунок 4.8

Распределение примесей приведено на рисунке 4.9. Поскольку в коллекторе основного транзистора (этот же слой является базой паразитного транзистора) распределение примеси неравномерное, то в нем создается тормозящее электрическое поле для дырок, которые движутся из эмиттера в коллектор паразитного транзистора. Кроме того, высокая концентрация примеси в коллекторе на порядок снижает распределенное сопротивление rК основного транзистора. Это исключает недостатки планарно-эпитаксиального транзистора.

Рисунок 4.9

4.4 Разновидности биполярных транзисторов

4.4.1 Многоэмиттерный  транзистор.  

Структура   многоэмиттерного транзистора (МЭТ) показана на рисунке 4.10а, а его условное обозначение на рисунке 4.10в. Такие транзисторы

Рисунок 4.10

составляют основу цифровых ТТЛ ИМС, рассмотренных выше.  Количество эмиттеров может составлять 2-8 и более. В первом приближении МЭТ можно рассматривать как совокупность отдельных транзисторов с соединенными базами и коллекторами.  Особенности МЭТ как  единой структуры следующие. 

Во-первых, каждая пара смежных эмиттеров вместе с разделяющим их  

р-слоем базы образует горизонтальный (иногда говорят - продольный) тран- зистор типа n+-р-n+. Если на одном из эмиттеров действует прямое напряжение, а на другом обратное, то первый будет инжектировать электроны, а второй будет собирать те из них, которые инжектированы через боковую поверхность эмиттера и прошли без рекомбинации расстояние между эмиттерами. Такой транзисторный эффект является для МЭТ паразитным.  Чтобы избежать горизонтального транзисторного эффекта, расстояние между эмиттерами дол- жно превышать диффузионную длину носителей в базовом слое. Если транзистор легирован золотом, то диффузионная длина не превышает 2-3 мкм и практически оказывается достаточным расстояние между эмиттерами

10-15 мкм.

Во-вторых, важно, чтобы МЭТ имел как можно меньший инверсный коэффициент передачи тока. В противном случае в инверсном режиме, когда эмиттеры находятся под обратным напряжением, а коллектор под прямым, носители, инжектируемые коллектором, будут достигать эмиттеров, и в цепи последних, несмотря на их обратное смещение, будет протекать ток - паразитный эффект аналогичный отмеченному выше.

Как известно, инверсный коэффициент передачи всегда меньше нормального из-за различия в степени легирования и в площадях эмиттера и коллектора. Чтобы дополнительно уменьшить инверсный коэффициент передачи тока i в МЭТ, искусственно увеличивают сопротивление пассивной базы, удаляя омический базовый контакт от активной области транзистора (рисунок 4.10б, металлизация не изображена). При такой конфигурации сопротивление узкого «перешейка» между активной областью и базовым контактом может составлять 200-300 Ом, а падение напряжения на нем от базового тока 0,1-0,15 В. Значит, прямое напряжение на коллекторном переходе (в инверсном режиме) будет в активной области на 0,1-0,15 В меньше, чем вблизи базового контакта. Соответственно инжекция электронов из коллектора в активную область базы будет незначительной и паразитные токи через эмиттеры будут практически отсутствовать.

4.4.2 Транзистор с барьером Шоттки.

  На рисунке 4.11а показана структура интегрального транзистора Шоттки (ТШ). Здесь очень изящно решена задача сочетания транзистора с диодом Шоттки: алюминиевая металлизация, обеспечивающая омический контакт со слоем базы, продлена в сторону коллекторного n-слоя. На первый взгляд, коллекторный слой оказался закороченным со слоем базы. На самом же деле алюминиевая полоска образует с р-слоем базы невыпрямляющий, омический контакт, а с n-слоем коллектора выпрямляющий контакт Шоттки.

а)

б)

Рисунок 4.11

 Разумеется, структурное решение, показанное на рисунке 4.11а, можно использовать не только в простейшем транзисторе, но и в МЭТ. В обоих случаях отсутствуют накопление и рассасывание избыточных зарядов, и получается существенный (в 1,5-2 раза) выигрыш во времени переключения транзисторов из открытого в запертое состояние.

Условное графическое обозначение (ТШ) приведено на рисунке 4.11б.

 4.4.3 Транзисторы  р-n

Получение р-n-р  транзисторов с такими же высокими параметрами, как и  n-р-n транзисторы, в едином технологическом цикле остается до сих пор нерешенной задачей. Поэтому все существующие варианты интегральных  р-n-р транзисторов существенно уступают n-p-n транзисторам по коэффициенту усиления и предельной частоте.

Как известно, при прочих равных условиях кремниевые р-n-p транзисторы уступают n-p-n транзисторам по предельной частоте примерно в 3 раза из-за меньшей подвижности дырок по сравнению с электронами. Поэтому в данном случае, говоря о меньшей предельной частоте p-n-p транзисторов, мы имеем в виду, что не удается обеспечить те «равные условия», при которых различие было бы только в три раза.

 В настоящее время основным структурным вариантом  является горизо- нтальный p-n-p транзистор (рисунок 4.12). Эмиттерный и коллекторный слои

Рисунок 4.12

получаются на этапе базовой диффузии n-р-n транзистора, причем коллек- торный слой охватывает эмиттер со всех сторон.  Это позволяет собирать инжектированные дырки со всех боковых частей эмиттерного слоя. Припо- верхностные боковые участки р-слоев характерны повышенной концентрацией примеси, что способствует увеличению коэффициента инжекции. Поскольку базовая диффузия сравнительно мелкая (2-3 мкм), ширину базы (т. е. рассто- яние между р-слоями) удается сделать порядка 3-4 мкм. В результате пре- дельная частота может составлять до 20-40 МГц, а коэффициент усиления до 50.

  Из   рисунка 4.12  видно,  что  горизонтальный p-n-p транзистор (как и паразитный) является бездрейфовым,  так как его база однородная- эпитаксиальный n-слой. Этот фактор вместе с меньшей подвижностью дырок предопределяет примерно на порядок худшие частотные и переходные свойства p-n-p транзистора даже при той же ширине базы, что и у дрейфового n-p-n транзистора. Из рисунка также видно, что для увеличения коэффициента передачи эмиттерного тока желательно, чтобы площадь донной части эмиттерного слоя была мала по сравнению с площадью боковых частей. Значит, эмиттерный слой нужно делать как можно более узким (ширина окна под диффузию этого слоя составляет 3-5 мкм).

Заметим, что горизонтальному p-n-p транзистору свойственна электрофизическая симметрия, так как слои эмиттера и коллектора однотипные. В частности, это означает, что пробивные напряжения эмиттерного и коллекторного переходов одинаковы (обычно 30-50 В).

Недостатки горизонтального p-n-p транзистора можно устранить в верти- кальной структуре, но ценой дополнительных технологических операций.

   4.5 Интегральные диоды

Отдельно диодные структуры в ППИМС не формируются, а в качестве диода используются любой из двух p-n переходов транзистора: эмиттерный или коллекторный. Можно также использовать их комбинации. Поэтому по существу интегральный диод представляет собой диодное включение интегрального транзистора.

а)

б)

в)

г)

д)

Рисунок 4.13

 Пять возможных вариантов диодного включения транзистора показаны на рисунке 4.13. В таблице  4.1 приведены типичные параметры этих вариантов. Для них приняты следующие обозначения: до черточки стоит обозначение анода, после черточки - катода; если два слоя соединены, их обозначения пишутся слитно. Из таблицы видно, что варианты различаются как по статическим, так и по динамическим параметрам.

  Пробивные напряжения UПР зависят от используемого перехода: они меньше у тех вариантов, в которых используется эмиттерный переход (см. таблицу 4.1).

 Обратные токи IОБР  (без учета токов утечки) - это токи термогенерации в переходах. Они зависят от объема перехода и, следовательно, меньше у тех вариантов, у которых используется только эмиттерный переход, имеющий наименьшую площадь.

 Емкость диода Сд (т. е. емкость между анодом и катодом) зависит от площади используемых переходов; поэтому она максимальна при их параллельном соединении (вариант Б- ЭК). Паразитная емкость на подложку СП шунтирует на «землю» анод или катод диода (считается, что подложка заземлена). Емкость СП, как правило, совпадает с емкостью СКП, с которой мы встретились при рассмотрении n-p-n транзистора (рисунок 4.7). Однако у варианта Б - Э емкости СКП и СК оказываются включенными последовательно и результирующая емкость СП минимальна.

Таблица 4.1

Параметр

Тип диодов

БК-Э

Б-Э

БЭ-К

Б-К

Б-ЭК

UПР, В

7-8

7-8

40-50

40-50

7-8

IОБР, нА

0,5-1

0,5-1

15-30

15-30

20-40

СД, пФ

0,5

0,5

0,7

0,7

1,2

СП, пФ

3

1,2

3

3

3

tВ, нс

10

50

50

75

100

Время восстановления обратного тока tВ (т. е. время переключения диода из открытого в закрытое состояние) минимально у варианта БК-Э; у этого варианта заряд накапливается только в базовом слое (так как коллекторный переход закорочен). У других вариантов заряд накапливается не только в базе, но и в коллекторе, так что для рассасывания заряда требуется большее время.

  Сравнивая отдельные варианты, приходим к выводу, что в целом оптимальными вариантами являются БК-Э и Б-Э. Малые пробивные напряжения этих вариантов не играют существенной роли в низковольтных ИМС. Чаще всего используется вариант БК-Э.

   Помимо собственно диодов, в ИМС часто используются интегральные стабилитроны. Они также осуществляются в нескольких вариантах, в зависимости от необходимого напряжения стабилизации и температурного коэффициента.

   Если необходимы напряжения 5-10 В, то используют обратное включение диода Б-Э в режиме электрического пробоя, при этом температурная нестабильность составляет + (2-5) мВ/° С.

  Широкое распространение имеют стабилитроны, рассчитанные на на-

пряжения, равные или кратные напряжению на открытом переходе U*0,7 В. В таких случаях используют один или несколько последовательно включенных диодов БК-Э, работающих в прямом направлении. Температурная нестабильность в этом случае составляет -(1,5-2) мВ/° С.

Если в базовом слое осуществить два p-n перехода, то при подаче напряжения между n+-слоями один из переходов работает в режиме лавинного пробоя, а второй - в режиме прямого смещения. Такой вариант привлекателен малой температурной нестабильностью (±1 мВ/°С и менее), так как температурные нестабильности при лавинном пробое и при прямом смещении имеют разные знаки.

    4.6  Полевые транзисторы

   4.6.1  Полевые транзисторы  с управляющим p-n переходом

Полевые транзисторы (ПТ) с управляющим p-n переходом, хорошо вписываются в общую технологию биполярных ИС и потому часто изготавливаются совместно с биполярными транзисторами на одном кристалле. Типичные струк- туры ПТ с каналами различного типа проводимости показаны на рисунке 4.14. 

а)

б)

Рисунок 4.14

В структуре n-канального ПТ, показанной на рисунке 4.14а,  p-слой затвора образуется на этапе базовой диффузии, а n+-слои, обеспечивающие омический контакт с областями истока и стока, - на этапе эмиттерной диффузии. Заметим, что р-слой затвора окружает сток со всех сторон, так что ток между истоком и стоком может протекать только через управляемый канал под р-слоем.

В n-карманах, предназначенных для ПТ, вместо скрытого n+-слоя целесообразно сформировать скрытый p+-слой. Назначение этого слоя - уменьшить начальную толщину канала и тем самым напряжение отсечки. Осуществление скрытого p+-слоя связано с дополнительными технологическими операциями. Для того чтобы скрытый р+-слой проник в эпитаксиальный n-слой достаточно глубоко, в качестве акцепторного диффузанта используют элементы с большим коэффициентом диффузии (бор или галлий).

На подложку, а значит, и на p+-слой для изоляции элементов подают постоянный максимально отрицательный  потенциал;  поэтому  они не выполняют управляющих функций.

Структура р-канального ПТ, показанная на рисунке 4.14б, совпадает со структурой обычного  n-p-n транзистора. Роль канала играет участок базового р-слоя, расположенный между n+-  и n-слоями. Если при совместном изготовлении ПТ и биполярного транзистора не использовать дополнительных технологических процессов, то толщина канала будет равна ширине базы n-p-n транзистора (0,5-1 мкм). При такой малой толщине канала получаются большой разброс параметров ПТ и малое напряжение пробоя. Поэтому целесообразно пойти на усложнение технологического цикла, осуществляя p-слой ПТ отдельно от базового р-слоя, с тем чтобы толщина канала была не менее 1-2 мкм. Для этого проводят предварительную диффузию р - слоя ПТ до базовой диффузии. Тогда во время базовой диффузии р-слой ПТ дополнительно расширяется, и его глубина оказывается несколько больше глубины базового слоя.

  Для того чтобы области истока и стока соединялись только через канал, n+-слой делают более широким (в плане), чем p-слой. В результате n+-слой контактирует с эпитаксиальным n-слоем и вместе они образуют «верхний» и «нижний» затворы. На рисунке 4.14б, контакт между «верхним» и «нижним» затворами условно показан штриховой линией.

        4.6.2 МДП-транзисторы

   Вообще говоря, совместное изготовление МДП-  и биполярных транзисторов на одном кристалле, в едином технологическом цикле возможно, но является специальным случаем. Как правило, биполярные и МДП-транзисторные ИМС разрабатываются и изготавливаются раздельно. Эти два типа ИМС предназначе- ны либо для решения разных функциональных задач, либо для решения одной и той же задами, но с использованием преимуществ соответствующего класса транзисторов. Главную роль в современной микроэлектронике играют МДП-транзисторы, в которых диэлектриком является SiO2, их называют МОП-транзисторами.

  МОП-транзистор.

  Поскольку интегральные МДП-транзисторы не нуждаются в изоляции, их структура внешне не отличается от структуры дискретных вариантов. На рисунке 4.15а воспроизведена структура МОП-транзистора с индуцированным n-каналом. Отметим особенности этого транзистора как элемента ИМС.

а)

б)

Рисунок 4.15

Из сравнения с биполярным транзистором очевидна, прежде всего, технологическая простота МОП-транзистора.  Необходимы всего лишь один процесс диффузии и четыре процесса фотолитографии (под диффузию, под тонкий подзатворный окисел, под омические контакты и под металлизацию). Технологическая простота обеспечивает меньший брак и меньшую стоимость.

Отсутствие изолирующих карманов способствует лучшему использованию площади кристалла, т. е. повышению степени интеграции элементов. Однако, с другой стороны, отсутствие изоляции делает подложку общим электродом для всех транзисторов. Это обстоятельство может привести к различию параметров у внешне идентичных транзисторов. Действительно, если на подложку задан постоянный потенциал, а истоки транзисторов имеют разные потенциалы (такое различие свойственно многим схемам), то будут разными и напряжения между подложкой и истоками UПИ. Это равносильно различию пороговых напряжений МДП-транзисторов.

       Как известно, главным фактором, лимитирующим быстродействие МДП-транзисторов, обычно являются сопротивление каналов и паразитные емкости. Другие варианты МДП-транзисторов, где эти параметры сведены к минимуму, рассмотрены в 4.   

  В комплементарных МОП-транзисторных ИМС (КМОП) на одном и том же кристалле необходимо изготовлять транзисторы обоих типов: с n- и с р-каналами. При этом один из типов транзисторов нужно размещать в специальном изолирующем кармане. Например, если в качестве подложки используется р-кремний, то n-канальный транзистор можно осуществить непосредственно в подложке, а для р-канального транзистора потребуется карман с электронной проводимостью, на который подается максимальный положительный потенциал (рисунок 4.15б). Получение такого кармана в принципе несложно, но связано с дополнительными технологическими операциями (фотолитография, диффузия доноров и др.). Кроме того, затрудняется получение низкоомных р+-слоев в верхней (сильно легированной) части n-кармана.

  Другим способом изготовления КМОП-транзисторов на одной подложке является КНС технология (кремний на сапфире) 5.

  Что касается сочетания МОП-транзисторов с биполярными, то в принципе оно осуществляется просто n-канальные транзисторы изготавливаются непосредственно в р-подложке на этапе эмиттерной диффузии, а p-канальные — в изолирующих карманах на этапе базовой диффузии.

  В процессе развития микроэлектроники усовершенствование МОП-транзисто- ров происходило по двум главным направлениям: повышение быстродействия и снижение порогового напряжения. В основе последней тенденции лежало стрем -ление снизить рабочие напряжения МОП-транзисторов и рассеиваемую ими мощность. Поскольку полная мощность кристалла ограничена, уменьшение мощности, рассеиваемой в одном транзисторе, способствует, повышению степени интеграции, а уменьшение напряжений питания облегчает совместную работу МОП-транзисторных и низковольтных биполярных ИС без специальных согласующих элементов.

   Способы уменьшения порогового напряжения.

   Транзисторы со структурой, показанной на рисунке 4.16а, обычно называют МОП-транзисторами с кремниевым затвором. Такие транзисторы характерны не только малой емкостью перекрытия, но и малым пороговым напряжением: 1-2 В вместо обычных 2,5-3,5 В. Это объясняется тем, что материал затвора и подложки  один и тот же - кремний. Следовательно, контактная разность потенциалов между ними (MC) равна нулю, что и приводит к уменьшению порогового напряжения [4]. Примерно такой же результат дает использование молибденового затвора.

а)

б)

в)

Рисунок 4.16

 Помимо контактной разности, потенциалов, для уменьшения порогового напряжения можно варьировать и другими параметрами. Например, можно заменить тонкий окисел SiO2 тонким напыленным слоем нитрида кремния Si3N4, у которого диэлектрическая проницаемость (7) примерно в полтора раза больше, чем у двуокиси кремния (=4,5). Это приводит к увеличению удельной емкости С0, а значит, к уменьшению соответствующих слагаемых порогового напряжения. Нитрид кремния в качестве подзатворного диэлектрика обеспечивает также дополнительные преимущества: меньшие шумы, большую временною стабильность ВАХ и повышенную радиационную стойкость МДП-транзистора.

Сочетая перечисленные методы, можно обеспечить пороговые напряжения практически любой сколь угодно малой величины.

Следует, однако, иметь в виду, что слишком малые значения порогового напряжения (0,5-1 В и менее) в большинстве случаев неприемлемы по схемотехническим соображениям (малая помехоустойчивость).

  4.6.3 МНОП-транзистор.

Особое место среди МДП-транзисторов занимает так называемый МНОП-транзистор, у которого диэлектрик имеет структуру «сэндвича», состоящего из слоев нитрида и окисла кремния (рисунок 4.16б). Слой окисла получается путем термического окисления и имеет толщину 2-5 нм, а слой нитрида - путем реактивного напыления и имеет толщину 0,05-0,1 мкм, достаточную для того, чтобы пробивное напряжение превышало 50-70 В.

Главная особенность МНОП-транзистора состоит в том, что его пороговое напряжение можно менять, подавая на затвор короткие импульсы (100 мкс) напряжения разной полярности, с большой амплитудой (30-50 В). Так, при подаче импульса - 30 В устанавливается пороговое напряжение UЗИО=4В (рисунок 4.16в). Это значение сохраняется при дальнейшем использовании транзистора в режиме малых сигналов (UЗИ  10 В); в таком режиме МНОП-транзистор ведет себя как обычный МДП-транзистор с индуцированным p-каналом. Если теперь подать импульс +30 В, то пороговое напряжение сделается равным UЗИ0= 20 В и, следовательно, сигналы UЗИ=10В не смогут вывести транзистор из запертого состояния. Как видим, благодаря гистерезиcной зависимости UЗИ0 МНОП-транзистор можно с помощью больших управляющих импульсов переводить из рабочего в запертое состояние и обратно. Эта возможность используется в интегральных запоминающих устройствах.

  В основе работы МНОП-транзистора лежит накопление заряда на границе нитридного и оксидного слоев. Это накопление есть результат неодинаковых токов проводимости в том и другом слоях, где оба тока зависят от напряжения на затворе и меняются в процессе накопления заряда. При большом отрицательном напряжении U3 на границе накапливается положительный заряд. Это сопровождается уменьшением порогового напряжения. При большом положительном напряжении UЗИ на границе накапливается отрицательный заряд. Это приводит к увеличению порогового напряжения.

  При малых напряжениях UЗИ токи в диэлектрических слоях уменьшаются на 10 - 15 порядков , так что накопленный заряд сохраняется в течение десятков тысяч часов. Вместе с ним сохраняется и пороговое напряжение.

4.7 Полупроводниковые резисторы

Первоначально в полупроводниковых ИС применялись только диффузионные резисторы, основу которых составлял один из диффузионных слоев, расположенных в изолированном кармане. В настоящее время большое распространение получили также ионно-имплантированные резисторы.

4.7.1 Диффузионные резисторы. 

Для диффузионных резисторов чаще всего используется полоска базового р-слоя с двумя омическими контактами (рисунки 4.17а  и б), расположенного в коллекторном n-слое. Для изоляции резисторов на  n-слой подается максимальное положительное напряжение. 

Рисунок 4.17

Для такой полосковой конфигурации сопротивление резистора записывается в виде            ,         (4. 1)

где - удельное сопротивление полупроводника, l, b, d – длина, ширина и глубина резистивного слоя (рисунок 4.17а  и  б). Поскольку удельное сопротивление и глубина р-слоя у всех резисторов одинаковы, то обозначим RS =/d и назовем это - удельное сопротивление слоя. Отношение  l/b называется коэффициент формы резистора КФ. Тогда

R=RSКФ.  (4.2)

И длина, и ширина резистора ограничены. Длина l не может превышать размеров кристалла, т. е. лежит в пределах 1-5 мм. Ширина b ограничена возможностями фотолитографии, боковой диффузией, а также допустимым разбросом (10—20%). Практически минимальная ширина составляет 10-15 мкм.

Подставляя в (4.2) значения RS=200 Ом/  и  l/b =50, получаем  максимальное значение сопротивления RМАКС=10 KOм. Это значение можно повысить в 2-3 раза, используя не   полосковую,   а  зигзагообразную конфигурацию резистора  (рисунок 4.17в).

Количество «петель» в конечном счете, ограничено площадью, отводимой под резистор. Обычно n  3, в противном случае площадь резистора может достигать 15-20% площади всего кристалла. Максимальное сопротивление при

n= 3 не превышает 20-30 кОм.

Температурный коэффициент резистора, выполненного на основе базового слоя, составляет 0,15- 0,30%/0С, в зависимости от значения RS. Разброс сопротивлений относительно расчетного номинала составляет ± (15-20)%. При этом сопротивления резисторов, расположенных на одном кристалле, меняются в одну и ту же сторону. Поэтому отношение сопротивлений сохраняется с гораздо меньшим допуском (+3% и менее), а температурный коэффициент для отношения сопротивлений не превышает ± 0,01 %/°С. Эта особенность  играет важную роль и широко используется при разработке ИМС.

Если необходимые номиналы сопротивлений превышают20-30 кОм, можно использовать так называемые пинч-резисторы. Структура пинч-резистора показана на рисунке 4.17г. По сравнению с простейшим резистором пинч-резистор имеет меньшую площадь сечения и большее удельное сопротивление (так как используется донная, т. е. слабо легированная часть базового р-слоя). Поэтому у пинч-резисторов удельное сопротивление слоя RS обычно составляет 2-5 кОм/ и более, в зависимости от толщины. При таком значении RS максимальное сопротивление может достигать значений 200-300 кОм даже при простейшей полосковой конфигурации.

Недостатками пинч-резисторов являются: больший разброс номиналов (до 50%) из-за сильного влияния изменения толщины р-слоя, больший температур- ный коэффициент сопротивления (0,3- 0,5%/°С) из-за меньшей степени леги -рования донной части р-слоя, нелинейность вольтамперной характеристики при напряжениях более 1-1,5 В. Последняя особенность вытекает из аналогии между структурами пинч-резистора и полевого транзистора. ВАХ пинч-резис- тора совпадает с ВАХ полевого транзистора, если напряжение на затворе последнего положить равным нулю (поскольку у пинч-резистора слои n+ и р соединены друг с другом металлизацией). Пробивное напряжение пинч-резисторов определяется пробивным напряжением эмиттерного перехода (обычно 5-7 В).

Если необходимые номиналы сопротивлений составляют 100 Ом и менее, то использование базового слоя нецелесообразно, так как ширина резистора должна быть меньше его длины, что конструктивно трудно осуществить. Для получения резисторов с малыми номиналами сопротивлений используют низкоомный эмиттерный слой. При значениях RS= 5-15 Ом/, свойственных этому слою,  удается получить минимальные сопротивления 3-5 Ом с температурным коэффициентом 0,01- 0,02%/°С.

4.7.2 Ионно-легированные резисторы. 

За последнее время все большее распространение получают ионно-легированные резисторы, которые в отличие от диффузионных резисторов получаются не диффузией, а локальной ионной имплантацией примеси.

Структура ионно-легированного резистора такая же, как у диффузионного (рисунок  4.17д), но глубина имплантированного р-слоя значительно меньше глубины базового слоя и составляет всего 0,2-0,3 мкм. Кроме того, ионная имплантация позволяет обеспечить сколь-угодно малую концентрацию примеси в слое. Оба фактора способствуют получению весьма высоких удельных сопротивлений слоя - до 10-20кОм/. При этом номиналы сопротивлении могут составлять сотни килоом, ТКС меньше, чем у диффузионных резисторов, и лежит в пределах 3-5%/0С, а разброс сопротивлений не превышает ± (5-10)%.

Поскольку толщина имплантированного слоя мала, к нему трудно осуществить омические контакты. Поэтому по краям резистивного слоя на этапе базовой диффузии формируют узкие диффузионные р-слои, с которыми осуществляется омический контакт обычным способом.

4.7.3 Эквивалентная схема.

Характерной особенностью любого интегрального резистора является наличие у него паразитной емкости относительно подложки или изолирующего кармана. В простейшем диффузионном резисторе такой паразитной емкостью является барьерная емкость перехода между рабочим р-слоем и эпитаксиальным n-слоем кармана.

Строго говоря, совокупность резистора и паразитной емкости представляет собой распределенную RС-линию. Однако для приближенных расчетов удобнее пользоваться эквивалентными схемами с сосредоточенными постоянными: П-образной или Т-образной (рисунок 4.17е). На этой схеме R - сопротивление резистора, СП - усредненная емкость перехода. RC- цепочка снижает частотные свойства и увеличивает переходные процессы в схеме.

Рассмотренные эквивалентные схемы действительны и для других вариантов резисторов: когда рабочими являются змиттерный или коллекторный слой, а также при диэлектрической изоляции элементов. Однако количественные результаты оказываются разными. Например, при использовании диэлектрической изоляции постоянная времени может быть в несколько раз меньше.

4.8 Полупроводниковые конденсаторы

В биполярных полупроводниковых ИМС роль конденсаторов играют обратно смещенные р-n переходы. У таких конденсаторов хотя бы один из слоев является диффузионным, поэтому их называют диффузионными конденсаторами.

4.8.1 Диффузионный конденсатор.

Типичная структура диффузионного конденсатора, в котором используется переход коллектор - база, показана на рисунке 4.18а. Емкость такого конденсатора в общем случае имеет вид:

С = C0S,  (4.3)

где С0- удельная емкость р-n перехода, S-площадь конденсатора. Оптимальной, конфигурацией является форма близкая к квадрату.

Например, если C0= 150 пФ/мм2 и С =100 пФ, то S 0,8 мм. Как видим, размеры конденсатора получились сравнимыми с размерами кристалла.

Используя не коллекторный, а эмиттерный  р-n переход, можно обеспечить в 5-7 раз большие значения максимальной емкости. Это объясняется большей удельной емкостью эмиттерного перехода, поскольку он образован слоями с более высокой концентрацией, а, следовательно, меньшей толщиной р-n перехода. Возможно совместное использование эмиттерного и коллекторного переходов.

Рисунок 4.18

Основные параметры диффузионного конденсатора приведены в таблице 4.2 для обоих вариантов конденсаторов - с использованием коллекторного и эмиттерного переходов. Как видим, основное преимущество при использовании эмиттерного перехода - большие значения максимальной емкости. По пробивному напряжению этот вариант уступает варианту с использованием коллекторного перехода.

Эквивалентная схема конденсатора приведена на рисунке 4.18б.

Таблица 4.2

Тип

С0,

пФ/мм2

, %

ТКЕ,

%/0С

UПР,

В

Q (1 МГц)

конденсатора

Переход БК

150

±20

-0,1

50

5-10

Переход БЭ

1000

±20

-0,1

7

5-10

МОП-структура

300

±25

0,02

20

100

Необходимым условием для нормальной работы конденсатора является обратное смещение р-n перехода. Следовательно, напряжение на конденсаторе должно иметь строго определенную полярность. Кроме того, емкость зависит от напряжения. Это значит, что конденсатор является нелинейным с вольт-фарадной характеристикой, как у варикапа. Однако чаще требуются линейные конденсаторы с постоянной емкостью, которые способны пропускать без искажения переменные сигналы и «блокировать» (т. е. не пропускать) постоянные составляющие сигналов, они успешно выполняет такую функцию при наличии постоянного смещения Е, превышающего амплитуду переменного сигнала.

С другой стороны, является возможность менять значение емкости, меняя смещение Е. Следовательно, конденсатор можно использовать не только в качестве «обычного» конденсатора с постоянной емкостью, но и в качестве конденсатора с электрически управляемой емкостью или, как говорят, конденсатора переменной емкости. Однако диапазон электрической регулировки ограничен: меняя смещение Е от 1 до 10 В можно изменить емкость конденсатора всего в 2-2,5 раза.

Из-за высокого сопротивления коллекторного n-слоя добротность таких конденсаторов низкая.

4.8.2 МОП-конденсатор.

Интегральным конденсатором, принципиально отличным от диффузионного, является МОП-конденсатор. Его типичная структура показана на рисунке 4.18в. Здесь над эмиттерным n+- слоем с помощью дополнительных технологических процессов выращен слой тонкого (0,08-0,12 мкм) окисла. В дальнейшем, при осуществлении металлической разводки, на этот слой напыляется алюминиевая верхняя обкладка конденсатора. Нижней обкладкой служит эмиттерный n+ - слой.

Основные параметры МОП-конденсаторов приведены в таблице 4.2. Добротность выше, так как сопротивление r значительно ниже из-за n+-слоя.

Важным преимуществом МОП-конденсаторов по сравнению с диффузионным является то, что они работают при любой полярности напряжения, т. е. аналогичны «обычному» конденсатору. Однако МОП-конденсатор, как и диффузионный, тоже нелинейный. Паразитная емкость МОП-конденсаторов учитывается с помощью уже известной эквивалентной схемы (рисунок 4.18г), где под емкостью СП следует понимать емкость между n-карманом и р-подложкой.

В заключение заметим, что в МОП-транзисторных ИМС, в отличие от биполярных, изготовление МОП-конденсаторов не связано с дополнительными технологическими процессами: тонкий окисел для конденсаторов получается на том же этапе, что и тонкий окисел под затвором, а низкоомный полупроводниковый слой - на этапе легирования истока и стока. Изолирующие карманы в МОП-технологии, как известно, отсутствуют.

  1.  
    ГИБРИДНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

 Гибридными интегральными микросхемами (ГИМС) называют микросхемы, в которых пассивные элементы (резисторы, конденсаторы, индуктивности) выполнены в виде пленок на диэлектрической подложке, а полупроводниковые электронные приборы (диоды, транзисторы, диодные и транзисторные матрицы, ППИМС) – навесные.

Фрагмент ГИМС приведен на рисунке 5.1.

Рисунок 5.1

Микросхемы с толщиной пленок менее 1 мкм называют тонкопленочными, а с толщиной более 1 мкм - толстопленочными ГИМС. Напыление тонких пленок осуществляется методами, описанными в разделе 3.6, а получение толстых пленок в 5.

Конфигурации тонко- и толстопленочных элементов одинаковы, но их конкретные геометрические размеры (при заданных электрических параметрах) могут существенно различаться в связи с использованием совершенно разных материалов. Пленочные элементы нет необходимости изолировать друг от друга, так как все они выполняются на диэлектрической подложке. Поскольку расстояния между элементами сравнительно большие, паразитные емкости практически отсутствуют и их учет на эквивалентных схемах обычно не имеет смысла.

5.1 Подложки ГИМС.

Подложки в ГИМС играют очень важную роль. Во-первых, подложка является конструктивной основой микросхемы: на неё наносят в виде пленок пассивные элементы схемы и размещают контакты для подключения микросхемы к аппаратуре. Во- вторых, от материала подложки и его обработки существенно зависят параметры осаждаемых пленочных слоев и надежность всей микросхемы.

Материал подложки должен обладать:

- высоким удельным  электрическим сопротивлением,

- быть механически прочным при небольших толщинах,

- химически инертным к осаждаемым веществам,

- иметь высокую физическую и химическую стойкость при нагревании до нескольких сот градусов,

- не выделять газов в вакууме,

- обладать хорошей полируемостью поверхности,

- иметь хорошую адгезию (механическое сцепление, прилипаемость) к напыляемым пленкам,

- иметь хорошую теплопроводность,

- иметь температурный коэффициент линейного расширения (ТКЛ) по возможности близким к ТКЛ напыляемых слоев,

- быть недефицитным и иметь невысокую стоимость.

Большинству из этих требований удовлетворяют стекло и керамика. К недостаткам подложек из стекла следует отнести малую теплопроводность, а подложек из керамики – шероховатость поверхности.

В настоящее время для подложек ГИМС в основном применяют ситалл и фотоситалл. Они представляют собой стеклокерамический материал, получаемый путем термообработки (кристаллизации) стекла. По своим свойствам они превосходят свойства исходного стекла и отвечают всем выше перечисленным требованиям.

Подложки, применяемые для ГИМС, имеют, как правило, квадратную или прямоугольную форму (таблица 5.1).

Таблица 5.1

Ширина, мм

10

10

10

12

16

16

16

20

24

30

Длина, мм

10

12

16

30

20

30

60

24

30

48

                                                                                                                                                                                                                                                   

5.2 Резисторы.

Структура и конфигурации пленочного резистора показаны на рисунке 5.2.  Как видим, в общем случае конфигурация пленочного резистора такая же, как диффузионного (рисунок 4.17). Она может быть полосковой (рисунок 5.2б) или зигзагообразной (рисунок 5.2в).

Рисунок 5.2

Расчет сопротивления можно проводить по формуле    R=RSKФ, где  RS - удельное сопротивление слоя зависит от его толщины и материала и KФ =l/b- коэффициент формы. Коэффициент формы лежит в пределах 0,1 – 50.

Типичные значения RS и удельной мощности рассеивания Р0 приведены в таблице 5.2.

Таблица 5.2

Материал

RS,

Ом

Р0, мВт/мм2

Материал

RS,

Ом

Р0, мВт/мм2

Хром

10-50

20

Рений

200-300

30

Нихром

300

20

Сплав МЛТ-3

500

20

Тантал

20-100

30

Сплав РС-3001

1000-2000

20

Нитрид тантала

200

30

Сплав РС-3710

3000

20

Кермет

103-104

20

Паста

102-105

20

Примечание: паста используется в толстопленочных ГИМС.

Разброс значений сопротивлений составляет: без подгонки 5%, а с подгонкой - 0,05%, ТКС -  0,2510-4С.

Из выше сказанного можно сделать следующие  выводы:

- диапазон сопротивлений пленочных резисторов несравненно шире,  чем  полупроводниковых  (диффузионных и ионно-легированных);

- тонкопленочная   технология   обеспечивает   более   высокую точность и стабильность резисторов;

- подгонка   обеспечивает  существенное   уменьшение  разброса (допусков) сопротивлений; следовательно, возможность такой подгонки является важным преимуществом пленочных резисторов;

Подгонку резисторов можно осуществлять разными способами. Простейший, исторически первый способ состоит в частичном механическом соскабливании резистивного слоя до того, как поверхность ИС защищается тем или иным покрытием. Более совершенными являются методы частичного удаления слоя с помощью электрической искры, электронного или лазерного луча. Разумеется, все эти способы позволяют только увеличивать сопротивление резистора. Наиболее совершенный и гибкий метод состоит в пропускании через резистор достаточно большого тока.  При токовой подгонке одновременно идут два процесса: окисление поверхности резистивного слоя и упорядочение его мелкозернистой структуры. Первый процесс способствует увеличению, а второй - уменьшению сопротивления. Подбирая силу тока и атмосферу, в которой ведется подгонка, можно обеспечить изменение сопротивления и в ту, и в другую сторону на ±30% с погрешностью (по отношению к желательному номиналу) до долей процента.

5.3 Конденсаторы

Структура и конфигурация типичного пленочного конденсатора показаны на рисунке 5.3. Емкость конденсатора определяется по формуле

С= С0S, где  С0 – удельная емкость конденсатора зависит от материала диэлектрика и толщины пленки, S- площадь конденсатора. Толщина диэлектрической пленки d существенно зависит от технологии: для тонких пленок d = 0,1 - 0,2 мкм, для толстых d = 10 - 20 мкм. Поэтому при прочих равных условиях удельная емкость С0 толстопленочных конденсаторов меньше, чем тонкопленочных. Однако различие в  толщине диэлектрика  может  компенсироваться благодаря  различию диэлектрических проницаемостей материалов.

При выборе диэлектрика для высокочастотных конденсаторов (как тонко-, так и толстопленоч- ных) приходится дополнительно учитывать потери энергии в диэлектрике. Что касается омических потерь в обкладках пленочных конденсаторов, то они гораздо меньше, чем у полупроводниковых конденсаторов, потому что в качестве обкладок используются металлические слои с высокой проводимостью  поэтому добротность таких конденсаторов высокая и   может достигать Q=100.

          Рисунок 5.3

                                                     

В таблице 5.3 приведены типичные параметры пленочных конденсаторов. Из таблицы можно сделать следующие общие выводы:

Таблица 5.3

Диэлектрик

С0, нФсм2

Диэлектрик

С0, нФсм2

GeO

10-12

5-15

Ta2 O5

20-22

50-200

SiO

5-6

5-10

Sb2 S3

18-20

10-15

SiO2

4

20

Паста

-

4-10

Al2 O3

8

30-40

Примечание: паста используется в толстопленочных ГИМС.

- удельные емкости пленочных конденсаторов (при надлежащем выборе диэлектрика) в несколько раз превышают удельную емкость МОП-конденсаторов и тем более диффузионных конденсаторов;

- максимальные емкости пленочных конденсаторов могут быть на несколько порядков больше, чем емкости полупроводниковых конденсаторов, главным образом благодаря большей площади (поскольку площадь подложек ГИМС значительно превышает площадь кристаллов полупроводниковых ИС).

Для высокочастотных тонкопленочных конденсаторов оптимальным диэлектриком является моноокись кремния, а также моноокись германия.

Следует заметить,  что в последнее время, в связи с наличием миниатюрных дискретных конденсаторов (в том числе с весьма большой емкостью - до нескольких микрофарад), наблюдается тенденция к отказу   от пленочных   конденсаторов и замене их навесными конденсаторами.

5.4 Катушки индуктивности

Как уже отмечалось, возможность осуществлять катушки индуктив- ности методами микроэлектроники является одним из достоинств пленочной технологии. Такие катушки представляют собой плоские спирали, обычно прямоугольной конфигурации (рисунок 5.4). Для уменьшения сопротивления в качестве материала используется золото. Ширина металлической полоски составляет 30-50 мкм, просвет между витками 50-100 мкм. При таких.

геометрических размерах удельная индуктивность лежит в диапазоне 10-20 нГн/мм2, т. е. на площади 25 мм2 можно получить индуктивность 250-500 нГн.

Добротность катушек индуктивности, например, на частоте 100 МГц может иметь значение Q  50. В отличие от добротности конденсатора добротность катушки возрастает с увеличением частоты. Поэтому пленочные катушки могут      успешно работать в диапазоне

            Рисунок 5.4                                         сверхвысоких частот

(СВЧ), при частотах 3-5 ГГц. При этом число витков составляет 3-5.

В связи с разработкой микроминиатюрных проволочных катушек применение пленочных катушек, особенно на частотах менее 50 - 100МГц ограничивается и предпочтение, как и в случае конденсаторов, отдается навесным компонентам.

  1.  Пленочные проводники и контактные площадки

Для электрического соединения различных элементов микросхем на одной подложке применяют пленочные проводники. Для этой цели требуются материалы с высокой проводимостью и хорошей адгезией к подложке.  Контактные площадки служат для подсоединения навесных компонентов схемы и внешних выводов с помощью пайки или сварки.

Для напыления проводников в основном применяют золото, медь или алюминий толщиной 0,6-0,8 мкм. Для улучшения адгезии проводящих пленок напыляют тонкий подслой хрома или нихрома  толщиной 0,01-0,03 мкм. Для защиты поверхности проводящих пленок от окисления применяют покрытие из никеля или золота толщиной 0,05-0,1 мкм.   

  1.  Навесные компоненты

В качестве навесных компонентов используются бескорпусные диоды и транзисторы, диодные и транзисторные матрицы, полупроводниковые ИМС, а также резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности номиналы которых невозможно выполнить в пленочном исполнении.

  1.  Методы формирования  заданной конфигурации пленочных элементов.

Пленочные резисторы, конденсаторы, соединительные проводники, контактные площадки должны иметь определенную конфигурацию для получения заданных номиналов и выполнения конкретных функций. Изготовление толстопленочных элементов описано в  . Заданную конфигурацию тонкопленочных элементов можно получить различными методами: свободной маски, контактной маски, фотолитографии и др.

  1.  Метод свободной маски.

      Он основан на экранировании части подложки от потока частиц напыляемого вещества с помощью специально изготовленной свободной маски (рисунок 5.5а и б). Свободная маска представляет собой

 Рисунок 5.5

тонкий экран (0,1 мм), выполненный из стали, бериллиевой бронзы или других материалов, с отверстиями, очертание и расположение которых соответствует желаемой конфигурации пленочных элементов. Достоинством этого метода является то, что маска может использоваться многократно (до 20 раз). К недостаткам следует отнести: во-первых, в процессе напыления происходит напыление на маску, что меняет её толщину и ширину отверстий, а также подпыление (проникновение материала пленки под маску). Это снижает точность размеров элементов и их номиналов. Поэтому периодически требуется очистка масок. Во-вторых, металлические маски мало пригодны при катодном и ионо-плазменном напылении, так как металл искажает электрическое поле, а это тоже приводит к снижению точности элементов.

  1.  Метод контактной маски.

Контактная маска изготовляется непосредственно на подложке и держится на ней благодаря адгезии. Материал маски (медь, алюминий, никель, фоторезист) должен выдерживать условия нанесения материала тонкой пленки, не испаряясь и не взаимодействуя химически с этим материалом и легко удаляться с подложки способами, не влияющими на свойства материала тонкой пленки. На подложку с контактной маской (рисуноу 5.5в) наносят слой материала, из которого будут формироваться тонкопленочные элементы. Если теперь на полученную заготовку воздействовать травителем или растворителем для материала маски, то маска, удаляясь с подложки, увлекает с собою и лежащие на ней участки слоя напыленного материала. И он остается только на тех местах, где  был нанесен непосредственно на поверхность подложки (рисунок 5.5г).

Метод контактной маски обеспечивает большую точность и четкость края, и применим как для вакуумного, так и для катодного распыления.

  1.  Метод фотолитографии

Метод фотолитографии аналогичен методу фотолитографии, применяемом в ППИМС при изготовлении металлических проводящих пленок (раздел 3.4). Размеры элементов могут быть такими же малыми,  как и  в ППИМС, но в этом нет необходимости.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

59764. Суспільно-політичне життя УРСР в 1985-1991 роках 40 KB
  Очікувані результати: після цього уроку учні зможуть аналізувати явища суспільнополітичного життя в зазначений період; характеризувати політику гласності лібералізації спроби провести політичні реформи зростання політичної активності населення; співставляти різні точки зору щодо процесів в роки перебудови в Україні та дає їм власну оцінку визначає вплив політичних процесів в роки перебудова на формування причин розпаду СРСР удосконалити навики роботи по створенню “асоціативного куща†презентації на задану тему сформувати і...
59766. Сполучені Штати Америки. Загальна характеристика 59.5 KB
  He was a seaman and made many sea voyages. In 1492 the King and the Queen of Spain gave him money to go to India. He decided to sail west as he was sure that our planet was round. And after sailing 4000 miles
59767. США в первой половине ХIХ века. Гражданская война в США 44 KB
  Цели: охарактеризовать особенности социально-экономического развития США раскрыть причины гражданской войны ознакомить учащихся с её ходом определить влияние личности А.Линкольна президентом...
59768. Адміністративний та державний устрій США. The White House and Its Dwellers 210.5 KB
  We have been studying America for 4 months already. We have learnt about geographical and economical peculiarities of the USA, about emblems, state system, cities of the USA.
59769. Доба «проспериті» у США. Прояви Великої Депресії. Економічні та соціальні засади «Нового курсу» Рузвельта 326.5 KB
  Тема уроку: Доба проспериті у США. Після уроку учні зможуть: пояснювати суть доби проспериті і нового курсу; називати основні події в США в період Великої Депресії аналізувати передумови світової кризи застосовувати та пояснювати поняття...
59770. Life of a Society. Famous People of the USA 32 KB
  At our lesson you’ll introduce your projects/reports devoted to famous people of the USA, you’ll develop your listening skills, practise vocabulary in a realistic context, master oral language skills and extend your knowledge of the USA history.