7433

Разработка системы связи для передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Разработка системы связи для передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами Введение. Теория электрической связи (ТЭС), можно сказать, является первым специальным курсом, который ведет к дальнейшему изучению специальности. ТЭС - неотъемл...

Русский

2013-01-23

842.5 KB

126 чел.

Разработка системы связи для передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами

Введение.

Теория электрической связи (ТЭС), можно сказать, является  первым специальным курсом, который ведёт к дальнейшему изучению специальности. ТЭС - неотъемлемая часть общей теории связи и представляет собой единую научную дисциплину, основу которой составляют: теория сигналов, теория помехоустойчивости и теория информации. После изучения данных вопросов можно получить необходимую информацию практически по любым задачам, связанным со связью. Принципы и методы курса ТЭС являются теоретической основой для развития инженерных методов расчёта и проектирования аналоговых и цифровых систем связи.

Современный инженер, т. е. выпускник нашего университета,  при разработке, проектировании и эксплуатации систем связи различного назначения, удовлетворяющим конкретным техническим требованиям, должен уметь оценивать, насколько полно реализуются в них потенциальные возможности выбранных способов передачи, модуляции, кодирования и определять пути улучшения характеристик систем связи для приближения их к потенциальным.

Правильная эксплуатация систем связи также требует знания основ теории передачи сигналов, выбора оптимального режима работы, критериев оценки достоверности передачи сообщений, причин искажения сигналов и т.д. Всё это в той или иной мере будет рассмотрено в данной курсовой работе.

Главными задачами, которые ставятся в данной курсовой работе, являются:

- изучение фундаментальных закономерностей, связанных с получением сигналов, их передачей по каналам связи, обработкой и преобразованием их в радиотехнических устройствах;

- закрепление навыков и формирование умений по математическому описанию сигналов, определению их вероятностных и числовых характеристик;

- выбор математического аппарата для решения конкретных научных и технических задач в области связи; видение тесной связи математического описания с физической стороной рассматриваемого явления.

Кроме этого, сделав эту работу, я буду иметь глубокое знание обобщенной структурной схемы системы передачи сообщений и осуществляемых в ней многочисленных преобразований.


Задание на курсовую работу

Задание: - разработать обобщенную структурную схему  системы связи для  передачи  непрерывных  сообщений  дискретными  сигналами,  разработать  структурную  схему  приемника и структурную  схему  оптимального  фильтра,  рассчитать  основные  характеристики  разработанной  системы  связи  и сделать  обобщающие  выводы  по результатам расчетов.


Исходные данные

  1.   Номер варианта:    N =8  
  2.   Вид сигнала в канале связи:   ДОФМ
  3.   Скорость передачи сигналов:   V = 8000 Бод
  4.   Амплитуда канальных сигналов:   А =3.1мВ
  5.   Дисперсия шума:   2  =1.57 мкВт   
  6.   Априорная вероятность передачи символов "1":    p(1) =0.72  
  7.   Способ приема сигнала:   КГ

    8   Полоса пропускания реального приемника:   f пр = 18 кГц        

    9   Значение отсчета принятой смеси сигнала и помехи на входе решающей                   схемы приёмника при  однократном отсчете:  Z(t0) = 0.78 мВ

    10 Значения отсчетов принятой смеси сигнала и помехи при  приеме  по  совокупности  трех независимых  (некоррелированных)  отсчетов:         

Z(t1) = 0.78мВ ,  Z(t2) = 0.468 мВ , Z(t3)= 0.858 мВ

    11 Максимальная  амплитуда  аналогового  сигнала на входе  АЦП:
bmax  = 7.4 В   

     12 Пик-фактор входного сигнала:  П = 2.3  

     13 Число разрядов двоичного кода (при  передаче  сигналов  методом    ИКМ):   n = 9.

     14 Вид  дискретной  последовательности  сложного  сигнала:

    S1(t)=   1   1  -1   1  -1  1  -1   1   1  -1  -1    

            S2(t)=  -1   -1  1   -1  1  -1  1   -1   -1  1  1    


Обобщенная струтурная схема системы связи

Источник непрерывных сообщений – генерирует сообщения  (звуковое давление речевого сигнала),которые преобразуются в электрические сигналы первичным преобразователем (микрофон).

   ФНЧ- фильтр нижних частот, используется для выделения полосы частот 0,3-3,4 кГц.

   АЦП- аналого-цифровой преобразователь, осуществляет преобразование аналогового сигнала в цифровую форму.

  Дискретизатор – преобразует непрерывное  сообщение в цифровую форму путем операции дискретизации (взятие отсчетов первичного сигнала в определенные моменты времени).

 Квантователь – “разбивает, полученные отсчеты  мгновенных значений,  по уровням  .

 Кодер- представляет последовательность квантованных значений в виде m-ичных кодовых комбинаций.

 Модулятор- преобразует последовательность двоичных импульсов в радиоимпульсы , для передачи их на определенное расстояние.

 В линии (кабель, воздушное пространство, оптическое волокно) на передаваемый сигнал воздействуют различные помехи , -флуктуационная помеха.

ПФ - полосовой фильтр, пропускает в линию некоторую полосу частот (на передаче). На приеме отфильтровывает почти все помехи приходящие из линии (квазиоптимальный фильтр). Приемник - осуществляет демодуляцию (из радиоимпульсов выделяет последовательность двоичных импульсов) и принимает решение о переданном символе.

 ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь, восстанавливает непрерывное сообщение по принятой последовательности принятых сообщений.

 Декодер - предназначен для  преобразования кодовых комбинаций в квантованную последовательность отсчетов.

Фильтр- восстанавливает непрерывное сообщение по квантованным значениям.

               А                                                                   S(

           0     t

                                                                                                    

                                                                                                                                               

                              b(t)                                                                    S(

                   

           

            0                                  0  

                  90-95%                                        

                  b(t)                                                                    S(

                   

           

            0                                                            

                    t                                                 

                 bкв(t)                                                                   S(                                     

                                 

                                                                                          

                           

                                                    t

  1.  

                                                        

                                     S(

             1    1    0    1    0    1    0     1    1     0    0

                                                                                              

                                                                                                                                          

                                                                                                                  

            Uикм (t)                                                                  S(

                                                                  

 

        0   

                                                                                      t      0-4         0         0+2              

                                                                        S(

                                                                                          N

            Z(t)                                                                              S(

                                                                        

                                                                            

                                       

 W0

 

                                                                                       t                                           

                                                                                                    S(

         bикм* (t)

          1    1    0    1    0    1    0     1    1     0    0

 2    4                             n          

         bкв’(t) S(                                     

                                                                                                                                        

                                                                            t

b(t)

                                                                                                 S(  

                                

                     

    Рисунок-Временные и спектральные диаграммы на выходе каждого блока системы связи.

У любого непрерывного сигнала неограниченный спектр-это очень не эффективно, чтобы этого избежать мы ограничиваем спектр . Котельников предложил ограничить полосу частот.  “Разбить” сигнал  на последовательность мгновенных отсчетов, следующих  через интервал времени .

Таким образом, на приемной стороне по временным отсчетам  можно восстановить исходный сигнал, не передавая его полностью. После дискретизации и квантования сигнал кодируется, в соответствии с квантованными уровнями  и передается по дискретному каналу связи как дискретное сообщение. Существуют различные способы квантования и кодирования. Они применяются для достижения максимальной помехоустойчивости передаваемого сигнала. С помощью модулятора формируется сигнал Uикм (t) , который и посылают в линию связи. Принцип модуляции состоит в изменении одного или нескольких параметров несущего колебания в соответствии с передаваемым сигналом (при перемножении сигнала на гармоническое колебание его спектр смещается по шкале частот на величину равную частоте гармонического колебания ). Дискретная модуляция характерна тем, что закодированное сообщение n(t), представляющее собой последовательность кодовых символов (Хi) преобразуется в последовательность элементов (посылок) сигнала (ui) путем воздействия кодовых символов на гармоническое колебание.

При ДОФМ фаза изменяется относительно предидущей посылки:»1»-0град. «0»-180град.

К сожалению, не существует идеальной среды распространения сигналов .Из-за различных неоднородностей , внешних влияний  и.т.д. возникает очень много помех. В курсовой работе рассматривается аддитивная помеха типа гауссовского белого шума

В приемнике  переданное сообщение сначало демодулируется (последовательность элементов сигнала превращается в последовательность кодовых ) символов, после чего эта последовательность преобразуется в последовательность элементов сообщения . В результате различных искажений и воздействия помех пришедший сигнал может существенно отличаться от переданного. Задачей приемного устройства является принятие решения о том , какое из возможных сообщений действительно передавалось источником.


Структурная схема оптимального приемника

Дискретная относительная фазовая модуляция

При использовании в системе связи дискретной ОФМ на передаче включается блок внесения относительности на входе модулятора, а на приёме относительность снимается либо по высокой частоте (в фазовом детекторе), либо по низкой частоте (после фазового детектора). Первый способ приёма называется методом сравнения фаз (некогерентный приём), второй – методом сравнения полярностей (когерентный приём).

При передаче дискретных двоичных сообщений сигналами ОФМ характерно, что неправильный приём одного символа сообщения ведёт к сдвоенной ошибке. Средняя вероятность ошибки находится из следующих выражений:

- для метода сравнения фаз,

рош сф

- для метода сравнения полярностей

pош сп = 2pфм (1pфм) 2pфм,

здесь рфм – средняя вероятность ошибки при классической ДФМ, которая определяется по ф-ле   

Таким образом, вероятность неправильного приёма символа для ДОФМ с приёмом по методу сравнения полярностей примерно в 2 раза больше, чем при ДФМ.

   A

           S1(t)=Acos(w0t+y)

                                          S1(t)

             S2(t)=-Acos(w0t +y)                                                                          d

        T

                                                                                         S2(t)

BZ(s1)=     1/T Z(t) S1(t)dt

 -A

   0

        T

                                                                                         

BZ(s2)=     1/T Z(t) S2(t)dt    =  - BZ(s1)

 

T    0                     T              

1/T Z(t) S1(t)dt>=-1/T Z(t) S1(t)dt

        0                                 0                                             т.е необходимо знать знак сигнала

             Т

   1/T     Z(t) S1(t)dt >=0                      S1(t)

 <0                      S2(t)

          0

        Решение

Модулированное колебание, пройдя полосовой фильтр, на входе приемника, подается на фазовый детектор и одновременно формируется опорное напряжение. Устройство сравнения представляет собой схему совпадения, выдающую в решающее устройство управляющие импульсы в зависимости от результатов сравнения. Поэтому этот способ получил название способа сравнения полярностей.


Принятие решения приемником по одному отсчету.

Сообщения  передаются  последовательностью  двоичных  символов "1" и "0", которые появляются с априорными вероятностями соответственно  p(1) и р(0).  Этим   символам   соответствуют канальные сигналы  S1(t) и S2(t), которые точно известны в месте  приема.

       В  канале  связи  на   передаваемые   сигналы   воздействует  гауссовский  стационарный  шум  с  дисперсией. Приемник, оптимальный по критерию идеального наблюдателя, принимает решение по одному отсчету смеси сигнала и помехи Z(t0)=Si(t0)+(t0) на интервале элемента сигнала длительности Т.

     В курсовой работе рассматривается канал с постоянными параметрами и аддитивной помехой типа гауссовского белого шума. Такие (гауссовские) каналы являются достаточно хорошей моделью многих реальных каналов передачи цифровой информации, в частности, кабельных, оптических, радиорелейных, космических и других.

       Для количественной оценки влияния помех и других факторов, вызывающих отличие принятой последовательности от переданной, вводится критерий оценки качества принятой информации. При передаче дискретных сообщений за такой критерий принимают вероятность ошибки приёма одного элемента двоичной последовательности.

        Приёмник, в результате анализа принятой конкретной реализации Z(t) на интервале времени 0  t  T , должен установить, какой из возможных сигналов  Si (t)   (S1(t) или S2(t))  присутствует на его входе, и в соответствии с этим принять решение о приеме символа 1 или 0. Это классическая задача теории связи – задача различения двух сигналов

Средняя вероятность ошибки определяется по формуле

 pош = p(0) p(1/0) + p(1) p(0/1).             

 

Используется критерий идеального наблюдателя.

Критерий идеального наблюдателя широко применяется в системах связи, когда искажения любого сигнала одинаково нежелательны и совпадает с критерием максимального правдоподобия : Lmin = A P(S2/S1) P(S1) + B P(S1/S2) P(S2) , где А и В – постоянные коэффициенты : А=1/P(S1) , B=1/P(S2)

Различие сигналов в приемном устройстве обычно осуществляется путем установления порогового значение напряжения на выходе приемника . На рисунке ниже приведен некоторый дискретный сигнал Х(t) на который накладывается флуктуационная помеха. Если величина Х(t), приемник выдает сигнал S2 , если же Х(t)Xn приемник выдает сингнал S1. Как видно из рисунка, на отрезке времени t1 t2 под действием сильной помехи величина XXn , т.е. в этом случае приемник может выдать сигнал S1 , хотя передавался S2.

                                                                                       AP(S1)W(X/S2)                                   B P(S2)W(X/S1)

   x(t)

                                   S1

                    S2

   Xn

                                                                                                                                                                                                                                                    

             t1    t2                     t                                               S2        Xn                  S1                                           X

                             Рисунок  – Процесс различения сигналов в приемном устройстве.

 Различные критерии приема дискретных сигналов фактически отличаются способом установления величины порога. Данная задача проще всего решается с помощью отношения правдоподобия.

 Если бы на входе приемника отсутствовали  помехи , мы имели бы дело с «чистыми» сигналами S1 и S2 и задача разделения сигналов была бы очень проста. При наличии же помех сигналы  искажаются и для их описания приходится использовать вероятностные характеристики. Сами сигналы вместе с помехами описываются уже функциями плотности вероятности W(X/S1) и W(X/S2) , которые изображены на рисунке(эти функции умножены также на весовые коэффициенты  AP(S1) и BP(S2)). На этом же рисунке показан порог Хn.  

  Заштрихованная часть рисунка левее Xn имеет площадь равную

                                        B P(S2)W(X/S2) dx =B P(S2)Р(X/S2)                         

а заштрихованная часть правее хn имеет площадь, равную   

                                        A P(S1)W(X/S1)dx=  AP(S1)Р(X/S1)                             

 Из рисунка - видно, что вероятность появления ошибки  будет минимальной, когда минимальна суммарная площадь под кривым. Это будет в том случае, если величина хn соответствует точке пересечения кривых  следовательно, должно выполняться условие:

       АP(S1)W(X/S1)=В P(S2)W(X/S2)                 

Откуда получаем соотношение:

                                           W(X/S1)/ W(X/S2)= ВP(S2)/ АP(S1)                                

Стоящее слева выражение называется отношение правдоподобия

                                           (х)= W(X/S1)/ W(X/S2)                                             

Справа стоящее выражение называется пороговым отношением правдоподобия.

                   0 = В P(S2)/А P(S1)                            

Приемник,  использующий отношение правдоподобие, работает следующим образом.

  1.  Анализируя поступающий на него выход сигнал, вычисляет отношение правдоподобия (х).
  2.  По известным значениям априорных вероятностей P(S1) и P(S2), а также заданным весовым коэффициентом А и В. Вычисляется пороговое отношение правдоподобия 0.
  3.  Величина (х) сравнивается с 0.

  Если (х)>0, то приемник выдает сигнал S1

                                          в противном случае сигнал S2        

 Выражение является правилом решения решающего устройства.

 Если приемник работает по критерию минимального среднего риска, величина 0 определяется формулой указанной выше.

 Для критерия идеального наблюдателя, в этой формуле коэффиценты

                                               А=В=1 и тогда :

                                             

                                                                 0= P(S2)/ P(S1)                                           

 Для критерия  максимального правдоподобия

                     А= 1/ P(S1), В=1/ P(S2), тогда

 0 = 1.                                                                


    Правило принятия решения приемником  с  использованием  отношения правдоподобия:

W(Z 0/S1) =    и    W(Z0/S2)=                            

Отношение правдоподобия :    

0 =P(S2)/P(S1) =0,28/0,72=0,39 – порог правдоподобия.

Т.к. 0 <, то условие не выполняется и на выходе приёмника “1”(S1).

Рассчитаем и построим функции распределения плотности вероятности для W(z), W(z/0) и W(z/1).

          

Рисунок - График плотности распределения условных вероятностей W(Z/S1) W(Z/S2) и шума

Вероятность ошибки на выходе приемника.

Средняя вероятность ошибки находится из следующих выражений:

- для метода сравнения фаз,

рош сф

- для метода сравнения полярностей

pош сп = 2pфм (1pфм) 2pфм

Таким образом, вероятность неправильного приёма символа для ДОФМ с приёмом по методу сравнения полярностей примерно в 2 раза больше, чем при ДФМ.

pошДОФМкг= ,

где  (Ф(х)=dt табулирована и называется функцией Крампа),    

   – отношение сигнал / шум.          

h2 ==3.055         h=1.75       

                           pошДОФМкг = [1-Ф(1.97*1.41)]=[1-Ф(2.78)]=0.00511

h

0

0.5

1

1.5

1.97

2.5

3

3.5

h*1.41

0

0.7

1.41

2.12

2.78

3.53

4.23

4.94

Pош

0.5

0.48

0.16

0.036

0.0051

0.00038

0.00003

0.00002

Рисунок – Зависимость Pош от  h  


Выигрыш в отношении сигнал / шум при применении  оптимального приемника.

В предположении оптимального приема (фильтрации) сигналов определим  максимально возможное отношение сигнал / шум:

,                                                                                       

где – энергия элемента сигнала,                     E=A*Tc      Tc=0.5*F                  

– спектральная плотность мощности помехи.

 

=9.6*10-6/1.57*10-6= 6.11             h2 = =9.6*10-6/2*1.57*10-6=3.055

     Энергетический выигрыш в соотношении  сигнал/шум при использовании оптимального приемника, т.е. при оптимальной фильтрации принимаемого сигнала:   = h02 /  h2 = 6.11 / 3.055 = 2.

      Таким образом, при оптимальной фильтрации соотношение сигнал/шум увеличивается в два раза. Это объясняется тем, что при не оптимальной фильтрации используется понятие не средней мощности помехи, а суммарной, которая больше в два раза.

Максимально возможная помехоустойчивость при заданном виде сигнала.

Идеальный приемник должен обеспечивать потенциальную помехоустойчивость, т.е. максимальную вероятность правильного приема. Это достигается благодаря тому, что при приеме учитываются все параметры сигнала, не несущие информацию: амплитуда, фаза несущего колебания, частота, а также длительность сигнала.

Для нахождения максимально возможной помехоустойчивости необходимо подставить в формулу для средней вероятности ошибки вместо h (=2.47)  в результате:

PошДОФМкг= =1-Ф(3.5)=0.000466


Принятие  решения  приемником   по  трем  независимым  отсчетам.

Для повышения помехоустойчивости приёма дискретных двоичных сообщений решение о переданном  символе принимается не по одному отсчёту на длительности элемента сигнала 0  t T, а по нескольким, в общем случае по n некоррелированным отсчётам  Z1, Z2, ... , Zn, ( Z1=0.78, Z2=0.468, Z3=0.858*10-3)  принимаемой смеси сигнала и помехи (метод дискретного накопления). При этом отсчёты берутся через интервал t, равный интервалу корреляции помехи 0 , т.е. они будут некоррелированными.

Для принятия решения о переданном символе должна быть определена совместная n-мерная плотность распределения вероятностей для заданных n отсчётов, т. е. wn (Z /S1) и  wn (Z /S2). Для случая гауссовского стационарного шума некоррелированные отсчёты смеси сигнала и шума будут независимыми. Следовательно, wn (Z /Si) равна произведению одномерных плотностей распределения каждого из отсчётов, т. е.:

 wn (Z /Si) = wn (Z1 /Si)  wn (Z2 /Si) ...  wn (Zn /Si),

где                                                 

               

Отношение правдоподобия:

=

Так как,>0 то в нашем случае принимается s1


Вероятность ошибки при использовании метода синхронного накопления.

         Приём методом многократных отсчётов (синхронного накопления) позволяет по сравнению с принятием решения по одному отсчёту увеличить отношение

сигнал / шум в n раз,  т. е. h2 = nh12 =33,055=9,165

Средняя вероятность ошибки в этом случае:

                     

   

 Это обусловлено тем, что мощность сигнала возрастает в  n 2  раз, а мощность помехи — только в  n раз. Характерно, что при приёме дискретных сигналов методом многократных отсчётов можно получить сколь угодно значительное отношение сигнал/шум (и, соответственно, высокую помехоустойчивость) путём увеличения числа отсчётов на длительности элемента сигнала. Однако очевидно, что это требует увеличения длительности элемента сигнала тоже в  n  раз, что, в свою очередь, приводит к снижению скорости передачи сообщений также в  n  раз по сравнению с вариантом принятия решения по одному отсчёту .


Применение импульсно-кодовой модуляции для передачи аналоговых сигналов.

       

Преобразование в АЦП состоит из трех операций: сначала непрерывное сообщение подвергается дискретизации по времени через интервалы ; полученные отсчеты мгновенных значений b(k) квантуются, затем полученная последовательность квантованных значений bкв(k) передаваемого сообщения представляется посредством кодирования в виде последовательности Т-ичных кодовых комбинаций. Такое преобразование называется импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ). Чаще всего кодирование здесь сводится к записи номера уровня в двоичной системе счисления.    Преобразование непрерывных сообщений в цифровую форму в системах ИКМ сопровождается округлением мгновенных значений до ближайших разрешенных уровней квантования. Возникающая при этом погрешность представления является неустранимой, но контролируемой (так как не превышает половины шага квантования). Выбрав малый шаг квантования, можно обеспечить эквивалентность по заданному критерию исходного и квантованного сообщений. Погрешность (ошибку) квантования, представляющую собой разность между исходным сообщением и сообщением, восстановленным по квантованным отсчетам - называют шумом квантования, который является недостатком ИКМ.

     Преимуществом ИКМ над другими видами модуляции в том, что рост отношения мощности сообщения к мощности шума квантования значительно быстрее.

При передаче сигналов методом ИКМ непрерывное сообщение преобразовывается в цифровой сигнал, то есть в последовательность символов, сохранив содержащуюся в сообщении существенную часть информации, определяемую его эпсилон - энтропией.

Основное техническое преимущество цифровых систем передачи перед непрерывными системами состоит в их ПУ. Основным недостатком является то, что преобразование непрерывных сообщений в цифровую форму в системах ИКМ сопровождается округлением мгновенных значений до ближайших разрешенных уровней квантования. Возникающая при этом погрешность преобразования является неустранимой, но контролируемой (так как не превышает шага квантования).

Отношение сигнал/шум можно рассчитать по формуле:

;

Мощность сигнала равна :

;

Мощность шума квантования равна:  

;

 где ;   ;  

;

;   ;

Чтобы уменьшить мощность шума квантования, нужно увеличить число уровней квантования.

Использование сложных сигналов и согласованного фильтра

Считаем, что  символы   "1" и "0"  передаются сложными  сигналами  S1(t)  и  S2(t)  (с большой базой), которые представляют  собой последовательности  прямоугольных импульсов положительной  и отрицательной полярности длительности .  Прием этих сигналов   осуществляется с помощью согласованного фильтра.

Решение проблемы повышения помехозащищённости систем связи и управления достигается использованием различных методов и средств, в том числе и сигналов сложной формы (с большой базой).

Широкое практическое применение получили сложные сигналы на основе дискретных кодовых последовательностей, которые представляют собой последовательности символов  длительностью , принимающих одно из двух значений: +1 или –1. Такие сигналы легко формируются и обрабатываются с использованием элементов цифровой и вычислительной техники.

Сложные сигналы должны удовлетворять ряду требований для достижения наибольшей достоверности их приёма:

а) корреляционная функция должна содержать значительный максимум (пик);

б) взаимная корреляционная функция любой пары сигналов из используемого ансамбля, определяющая степень их ортогональности, должна быть близка к нулю при любом .

Влияние помехи в линии связи на передаваемый сигнал будет проявляться в изменении знака (полярности) элемента дискретного сигнала, т. е. в переходах вида 1  1  и  1 1. При приёме с помощью согласованного фильтра это будет приводить к изменению формы сигнала на его выходе – уменьшению основного лепестка, увеличению боковых выбросов и, следовательно, к снижению помехоустойчивости приёма. Поэтому целесообразно выбрать оптимальную величину порога решающей схемы приёмника,  минимизирующую среднюю вероятность ошибки.

Использование для передачи сложных сигналов обеспечивает эффективную защиту от импульсных, а иногда и от сосредоточенных помех.

Согласованный фильтр для дискретных последовательностей может быть реализован в виде линии задержки с отводами (с общим временем задержки, равным длительности сигнала Тс ), фазовращателей (инверторов) в отводах и суммирующей схемы, на выходе которой возникает импульс, равный сумме амплитуд всех элементов сигнала. При применении в демодуляторе приемника согласованных фильтров в сочетании с когерентным способом приема можно добиться потенциальной помехоустойчивости.

Форма сигналов S(t) и S(t) при их передаче дискретной последовательностью будет выглядеть:   S1(t)={-1,11,-1,1,-1,1-1,1,1,-1,-1}

 S1(t)

      1     1   -1  1    -1   1    -1   1    1     -1  -1 t

      S2(t)

         -1    -1   1     -1   1      -1    1     -1     -1   1    1 

    t

Импульсная  характеристика  согласованного  фильтра.

Импульсная характеристика оптимального фильтра - это отклик фильтра на дельта-функцию и она определяется выражением:

                                                 g(t)=aS(t-t)                   

Таким образом, функция g(t) отличается от сигнала S(t) только постоянным множителем а, смещением на величину to, и знаком аргумента 1 (то есть функция g(t) является зеркальным отображением сигнала S(t), сдвинутым на величину t).

Рисунок - Импульсная характеристика согласованного фильтра.

 g(t)

 t

Схема согласованного фильтра для приема сложных сигналов.

Привести схему согласованного фильтра для заданного сигнала и описать, как формируется (поэлементно) сигнал на его выходе.

Схема согласованного фильтра:

Вход

                                                                                                                         Выход

Согласованный фильтр для дискретных последовательностей может быть реализован в виде линии задержки с отводами (с общим временем задержки, равным длительности сигнала Тс ), фазовращателей (инверторов) в отводах и суммирующей схемы, на выходе которой возникает импульс, равный сумме амплитуд всех элементов сигнала.

Устройства, реализующие согласованную фильтрацию дискретных сигналов, могут быть выполнены также и на основе регистра сдвига с количеством разрядов, равным количеству элементов в кодовой последовательности сигнала.

Формирование сигнала на его выходе:

На вход перемножителей поступает принимаемая последовательность с разрядов регистра сдвига и опорная последовательность, совпадающая по виду с импульсной характеристикой входного сигнала с эталонного регистра. Сигналы с выходов всех разрядов перемножителей поступают на сумматор. Очевидно, что максимальный отклик на выходе сумматора будет наблюдаться тогда, когда кодовая последовательность полностью будет введена в регистр сдвига, т. е. в момент окончания входного сигнала.

Сигнал на выходе сумматора будет иметь вид ступенчатой функции. После сумматора может быть установлен интегратор, например, простейшая RC-цепочка для ’’сглаживания’’ сигнала.

Таким образом, схема представляет собой линейный фильтр, называемый трансверсальным.

Форма сигналов на выходе согласованного фильтра
при передаче символов  "1" и "0".

Пояснить, что представляет собой сигнал на выходе согласованного фильтра при поступлении на его вход сигнала, с которым он согласован, и последовательности произвольного вида.

Рассчитать форму полезного сигнала на выходе фильтра при передаче символа "1", а также форму помехи, в предположении, что на вход фильтра (в паузе) поступает непрерывная последовательность знакопеременных символов ...101010... (характерная, например, для случая действия в линии связи на сигнал флуктуационной помехи).

Изобразите форму этих сигналов.

На выходе согласованного фильтра под действием сигнала получаем функцию корреляции сигнала, а под действием помехи (последовательности произвольного вида) функцию взаимной корреляции сигнала и помехи. Если на входе фильтра только помеха (без сигнала), на выходе получаем только функцию взаимной корреляции помехи и сигнала, с которым, фильтр согласован (это будет приводить к изменению формы сигнала на его выходе – уменьшению основного лепестка, увеличению боковых выбросов). Если на вход согласованного фильтра поступает флуктуационная помеха, то теоретически функция взаимной корреляции должна быть равна нулю, так как сигнал и помеха являются независимыми функциями времени. Однако на практике функция взаимной корреляции не равна нулю, так как при вычислении функции взаимной корреляции требуется бесконечно большое время интегрирования. В нашем же случае интегрирование ведется за время, равное Т.

Форма сигнала на выходе согласованного фильтра при поступлении на его вход сигнала, с которым он согласован, с точностью до постоянного множителя представляет собой корреляционную функцию входного сигнала:. Поэтому найдем корреляционную функцию сигнала:

S1(ti) = 1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,1,1.       символ  "1".

 g(ti) = 1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,1,1.       импульсная характеристика фильтра согласованного с сигналом.

Мi - сигнал на выходе согласованного фильтра.

Рассчитаем форму сигналов на выходе согласованного фильтра, при:

Приеме сигнала согласованного с ним:  

М =0         1 1 –1 1 –1 1 –1 1 1 –1 –1                          М=1      1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                 1 1 –1 1 –1 1 –1 1 1 –1 –1                                           1  1 –1   1 –1   1 –1    1   1 –1 –1  

                  _____________________ _____________________________

                 1 1  1 1  1   1   1 1 1  1   1        =11                              1 –1 –1 –1 –1 –1 –1  1  -1   1    = -4

М =2         1 1 –1 1 –1 1 –1 1    1 –1 –1                         М=3     1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                         1 1 –1 1 –1 1 –1    1   1 –1 –1                                       1  1 –1   1  –1   1 –1   1 1–1–1  

                  _____________________ _____________________________

                       -1 1  1  1    1  1 –1  -1  -1   =  1                                        1 –1-1   -1  -1   1   1    -1=  -2

М =4     1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                    М=5     1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                             1 1 –1 1 –1   1 –1  11 –1 –1                                       1  1  –1   1  –1   1 –1 11–1 –1  

                  _____________________ _____________________________

                           -1  1  1  1-1  -1   1  =  1                                                     1 –1  -1  1    1   -1  =  0  М =6    1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                    М=7     1 1 –1  1 –1   1 –1    1  1 –1 –1

                                   1 1 –1   1 –1 1–1 1 1–1–1                                              1 1  –1  1–11–111–1–1  

                  _____________________ _____________________________

                                  -1 1 –1  -1  1 =  -1                                                                1  1   1  -1      =  2       

М =8. 1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                 М=9     1 1 –1  1 –1   1 –1    1  1 –1 –1

                                          1   1 –1 1 –1 1–1 1 1–1–1                                           1 1–11–11–111–1–1  

                  _____________________ _____________________________

                                          1   -1  1  = 1                                                               -1  -1  =  -2

М =10         1 1 –1 1 –1 1 –1 1 1 –1 –1                        

                                                          1 1 –1 1 –1 1 –1 1 1 –1 –1                                            

                  _______________________

                                                         -1        = -1

S1(ti)={-1,-2,1,2,-1,0,1,-2,1,-4,11,-4,1,-2,1,0,-1,2,1,-2,-1,}

Рисунок - Форма полезного сигнала на выходе фильтра  при передаче «1»

Приеме  флуктуационной помехи:  

М =0         1 1 –1 1 –1 1 –1  1  1 –1 –1                          М=1      1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                1-1  1-1   1 –1 1 –1 1  -1   1 1  -1  1 -1   1 –1    1 –1   1  -1   1

                  _____________________ _____________________________

                 1-1-1-1-1  -1 –1 –1 1  1  -1 = -5 1  1  1   1   1   1   1 –1 –1  1  = 6

М =2         1 1 –1 1 –1 1 –1   1 1 –1 –1                     М=3     1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                         1-1  1-1   1 –1 1 –1   1  -1   1     1  -1  1 -1   1 –1    1 –1   1  -1   1

                   __________________________ _____________________________

                       -1–1 –1-1-1 –1  1  1   -1 =-5                                           1   1  1 1  1   -1   -1  1  =  4

М =4     1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                      М=5     1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                             1-1  1-1   1 –1 1 –1   1  -1   1                                 1  -1  1   -1   1 –1  1 –1 1-1 1

                  _____________________ _____________________________

                            -1 –1-1-1 1  1   -1  = -3                                                     1  1  1   -1  -1  1  =  3

М =6     1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                   М=7    1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                                     1-1  1  -1  1 –11–11-11                                        1  -1   1 -11–11 –1 1-1 1

                  _____________________ _____________________________

                                   -1-1  1   1 –1  = -1                                                          1  -1 –1  1  = 0

М =8     1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                 М=9   1 1 –1  1 –1   1 –1    1   1 –1 –1

                                             1  -1  1-11–11–11-11                                               1 -11-11–11–11-1 1

                  _____________________ _____________________________

                                              1  1  -1  = 1                                                                  -1  1  = 0

М =10     1 1 –1 1 –1 1 –1 1   1 –1 –1                 

                                                      1  -1  1-11–11–11-11

                  _____________________

                                                       -1 = -1                                                                

Sпомехи(ti)=(-1,0,1,0,-1,3,-3,4,-5,6,-5,6, -5.4,-3,3,-1,0,1,0,-1)

Рисунок – Форма сигнала на выходе фильтра при передачи флуктуационной помехи.

Если на вход фильтра поступает только помеха, то на его входе будет функция взаимной корреляции помехи и сигнала, с которым согласован фильтр.

При подаче 0 на выход согласованного фильтра будет  сигнал симметричным сигналу при подаче 1

S2 (  ti )= {1,2,-1,-2,1,0,-1,2,-1,4,-11,4,-1,2,-1,0,1,-2,-1,2,1,}


Оптимальные пороги решающего устройства при синхронном и асинхронном способах принятия решения при приеме сложных сигналов согласованного фильтра

При синхронном приеме оптимальный порог UП=0. Т. к. в момент времени Т на выходе будет максимум (положительный или отрицательный в зависимости от того передается 0 или 1).

Рисунок -Структурная схема синхронного приемника.

Принцип работы этой схемы основан на вычислении функции взаимной корреляции сигнала поступившего на вход приемного устройства , с сигналом на который настроен данный приемник. Очевидно, если на вход согласованного фильтра поступает согласованный с ним сигнал, то на выходе будет наблюдаться максимум корреляционной функции. В этом случае решающее устройство примет решение в пользу сигнала S1(t) или S2(t) (зависит от полярности, поступившего сигнала)  . Если  по каким – либо причинам произошла ошибка , соответственно изменится функция взаимной корреляции и решающее устройство зафиксирует ошибку и произведет повторный запрос.

            При асинхронном способе приема используются два порога: один для приема символа 1 и второй для приема символа 0.

Рисунок - Структурная схема асинхронного приемника.

В

= =-7.5 В

Можно сделать вывод, что использование синхронного метода приема сигналов более целесообразен с точки зрения помехоустойчивости, т.к при приеме асинхронным методом решающее устройство может принять неверное решение, если сигнал сильно исказился в линии .

Энергетический выигрыш при применении согласованного фильтра.

   Согласованный фильтр обеспечивает при флуктуационной помехе в канале типа “белого шума”  в момент окончания сигнала  t0 = Тс  на своём выходе максимально возможное отношение пиковой мощности сигнала к мощности  помехи. Выигрыш в отношении сигнал / шум на выходе согласованный фильтр по   сравнению   со   входом   равняется   базе   сигнала (В = 2·Fс·Тс).

,    

где Тс = NТ – длительность сигнала (N - число элементов в дискретной последовательности);

– ширина спектра сигнала.

Таким образом, выигрыш q = (hвых)2 / (hвх)2, обеспечиваемый СФ при приёме дискретных последовательностей, составляет  N  раз. Следовательно, путём увеличения длины дискретных последовательностей, отображающих символы сообщений 1 и 0, можно обеспечить значительное повышение отношения сигнал/шум на входе решающей схемы приёмника и, соответственно, повышение помехоустойчивости передачи дискретных сообщений. Очевидно, что это будет приводить к снижению скорости передачи сообщений, то есть реализуется принцип обмена скорости передачи дискретных сообщений на помехоустойчивость их приёма путём увеличения энергии элемента сигнала  Eс = PсT.

           В нашем случае N=11, таким образом подставив в формулу вычисления q значения F и  Т получим, что энергетический выигрыш равен 11.

                                           

                       

энергетический выигрыш достигается ценой уменьшения скорости передачи информации.

Вероятность ошибки на выходе приемника при применении сложных сигналов и согласованного фильтра.

  Найдем значение соотношения сигнал/шум  на выходе согласованного фильтра:

                           

                        hсогл.=5.8                   

Подставим  в формулу вычисления вероятности ошибки полученное значение:

        pошДОФМкг= =1-Ф(5.8*1.41)]=[1-Ф(8.178)]=1.02*10-8 (стремится к    0)

Пропускная способность разработанной системы связи.

 

Информация, переданная за несколько отсчетов максимальна в том случае, когда отсчеты сигналов независимы. Этого можно достичь, если сигнал выбрать так, чтобы его спектральная плотность была равномерной в полосе F. Отсчеты, разделенные интервалами, кратными 1/2F, взаимно некоррелированы, а для гауссовских величин некоррелированность означает независимость.

Количество информации в передаваемом символе определяется в битах. Чем меньше вероятность появления того или иного символа(сообщения ), тем большее количество информации извлекается при  его получении. Если источник может выдать один из двух нзависимых символов(а1 и а2) и первый из них выдаст с вероятностью р(а1)=1, то символ а1 не несе информации, ибо он заранее известен получателю. Единицей измерения количества информации является бит.

При определении количества информации исходят из следующих требований:

Количественная мера информации должна обладать свойством аддитивности: количество информации в нескольких независимых сообщениях должно равняться сумме количества информации в каждом сообщении.

Количество информации о достоверном событии (p(xi)=1) должно равняться нулю, так как такое сообщение не увеличивает наших знаний о данном объекте или явлении.

Пропускной способностью канала связи (канала передачи информации) C называется максимально возможная скорость передачи информации по каналу

 .      

Для достижения максимума учитываются все возможные источники на выходе и все возможные способы кодирования.

Таким образом, пропускная способность канала связи равна максимальной производительности источника на входе канала, полностью согласованного с характеристиками этого канала, за вычетом потерь информации в канале из-за помех.В теории информации чаще всего необходимо знать не количество информации I(xi), содержащееся в отдельном сообщении, а среднее количество информации в одном сообщении, создаваемом источником сообщений.

Если имеется ансамбль (полная группа) из k сообщений x1, x2 ... xi, xk с вероятностями p(xi) ... p(xk), то среднее количество информации, приходящееся на одно сообщение и называемое энтропией источника сообщений H(x), определяется формулой

          .    

Размерность энтропии количество единиц информации на символ. Энтропия характеризует источник сообщений с точки зрения неопределённости выбора того или другого сообщения.Чем больше неопределённость выбора сообщений, тем больше энтропия.  Неопределённость максимальна при равенстве вероятностей выбора каждого сообщения: p(x1)=p(x2)= . . .=p(xi)=1/k.

В этом случае

     

(т.е. максимальная энтропия равна логарифму от объёма алфавита).

Например, при k=2 (двоичный источник)  бит.

Неопределённость минимальна, если одна из вероятностей равна единице, а остальные нулю (выбирается всегда только одно заранее известное сообщение, например, одна буква): p(x1)=1; p(x2)= p(x3)= ... = p(xk)= 0. В этом случае H(x)=Hmin(x)=0.

Имеется двоичный источник сообщений, т.е. осуществляется выбор всего двух букв (k=2):  x1  и  x2,       p(x1)+ p(x2)= 1.

Тогда

          

Энтропия двоичного источника сообщений, передаваемых по дискретному каналу связи равна:

 

Производительность источника определяется количеством информации, передаваемой в единицу времени. Измеряется производительность количеством двоичных единиц информации (бит) в секунду. Если все элементы сообщения имеют одинаковую длительность , то производительность

                 .

Поэтому пропускную способность С можно найти по формуле Шеннона пропускная способность непрерывного канала связи:

С=F 16000*log (1+3.89)=16000*2.29=36640

пропускная способность дискретного канала связи:

                    

              

где - эффективность использования, F – полоса пропускания реального приемника.

  Таким образом, эффективность использования составляет 6,55% от максимально возможного. Можно сказать, что канал используется неэффективно, поэтому можно предложить:

либо уменьшать спектр частот;

либо увеличивать нагрузку на канал.

Сравнительный анализ различных способов приема сигналов.

Анализ проведем на основу сравнения полученных в процессе расчета курсовой работы вероятностей ошибок и отношений сигнал/шум:

При использовании однократного отсчета:    

При использовании оптимального приемника:   

При использовании трех отсчетов:

При использовании согласованного фильтра: .

Видно, что наиболее помехоустойчив метод с применением согласованного фильтра, но при этом снижается скорость передачи информации.Сравнительный анализ вероятностей ошибки при различных способах приема показал, что наиболее высокую помехоустойчивость обеспечивает приемник с использованием сложных сигналов с оптимальной фильтрацией. Это объясняется тем, что при увеличении длины  дискретных  последовательностей, энергия сигнала возрастает. Оптимальная фильтрация обеспечивает максимальную помехоустойчивость.

Приложение.

Расчет исходных данных для  заданного варианта работы.

A=KMN = √1.2*1*8=3.1*10-3 В

σ 2 2(0,10+0,008N)=1.57мкВт

Р(1)=0,09N=0.09*4=0.72

Z(t0)=(0.25+σ)*A=0.78*10-3

 Z(t1)=0.78*10-3 

Z(t2)=0.468*10-4

Z(t3)=0.858*10-3

V=1000*M*N=8000Бод

bmax=2+0.3N=4.4B

П=1,5+0,1N=2.3

Дискретная последовательность длиной в 11 элементов – 3254:

S1(t)=(1,1,-1,1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,)

S2(t)=(-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1,1,)


Заключение.

Современная теория передачи сообщений позволяет достаточно полно оценить различные системы связи по их помехоустойчивости и эффективности и тем самым определить, какие из этих систем являются наиболее перспективными. Теория достаточно четко указывает не только возможности совершенствования существующих систем связи, но и пути создания новых, более совершенных систем.

Разработка наиболее совершенных систем передачи информации всегда должна базироваться на строгом технико-экономическом расчете. Сложность систем не должна превосходить определенного экономически обоснованного уровня. По этой причине не следует чрезмерно усложнять системы в погоне за их максимальным совершенством. В ряде случаев более простые системы могут иметь необходимую степень совершенства, а экономически быть более целесообразными.

Современные проблемы в области теории и техники связи определяются новыми условиями и вытекающими из них новыми, более высокими требованиями. В первую очередь повышаются требования к скорости и достоверности передачи информации. Быстродействие и достоверность являются важнейшими характеристиками современных систем связи.

Современная теория электросвязи использует понятия и методы из различных научных областей и прежде всего – математики, физики, теории цепей. Основные понятия, использованные в курсе ТЭС, - понятие математической модели сообщений, сигналов, помех и каналов в системах связи.

В ходе курсовой работы была разработана обобщенная структурная схема  системы связи для  передачи  непрерывных  сообщений  дискретными  сигналами,  так же   структурная  схема  приемника и структурная  схема  оптимального  фильтра   По расчету основных характеристик разработанной системы связи можно сделать  обобщающие  выводы :

1.Аналоговые системы связи успешно заменяются на цифровые системы передачи с временным разделением каналов (ИКМ-30 ИКМ-60 ИКМ-120 и т.д.), которые  увеличивают скорость и объемы передаваемой информации.

2. Эти системы используют обслуживаемые и необслуживаемые регенерационные пункты, которые не только позволяют усиливать сигналы, но и восстанавливать их. Таким образом, увеличивается помехоустойчивость связи.

3. Применяются различные виды квантования сигналов (равномерные, логарифмические, неравномерные), позволяющие уменьшить шум при квантовании сигнала.

4. Большие скорости способствуют передаче данных по глобальным сетям.

5.Весомая роль отводится способам кодирования  дискретных сигналов, существует множество различных кодов (равномерные, неравномерные, избыточные и т.д.), применяемых для защиты сигнала от помех, действующих в канале связи.

По помехоустойчивости коды делятся на простые и корректирующие. Коды у которых всевозможные кодовые комбинации используются для передачи информации, называются простыми, или кодами без избыточности.

Корректирующие коды строятся так, что для передачи сообщений используются не все кодовые комбинации, а лишь некоторая часть их. Тем самым создается возможность обнаружения и исправления ошибки при неправильном воспроизведении некоторого числа символов. Корректирующие свойства кодов достигаются введением в кодовые комбинации дополнительных (избыточных) символов.


Список литературы:

1. Теория передачи сигналов: Учебник для вузов / А. Г. Зюко, Д. Д. Кловский,

М. В. Назаров, Л.М. Финк.—2-е изд., перераб. и  доп.—М.: Радио и связь, 1986.—304 с.

  1.  В.П. Шувалов, Н.В. Захарченко, В.О.Шварцман, С.Д. Свет, Г.И. Скворцов,В.В. Лебдянцев, Предача дискретных сообщений: Учеб. пособие.— М.: Радио и связь, 1990.—461 с.
  2.   И. И. Резван, Г.А. Чернецкий, Л. А. Чиненков. Методическое указание к курсовой работе-Новосибирск ,СибГути,2001.-37с.

4.  Лекции по предмету ТЭС


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

83942. СХОДСТВО И РАЗЛИЧИЕ В ОФОРМЛЕНИИ УЧЕТЕ КРЕДИТНОЙ ЛИНИИ И ОВЕРДРАФТА 64.67 KB
  Кредитная линия это особая форма кредитования которая позволяет предоставление кредита который предполагает выдачу кредита по частям а не сразу. При помощи кредита приобретаются товарно-материальные ценности различного рода машины механизмы покупаются населением товары с рассрочкой платежа.
83943. Аудит расчетов с дебиторами и кредиторами предприятия ОАО «Стройтранссервис» 94.56 KB
  Реализация данной цели требует постановки следующих задач: рассмотреть теоретические аспекты аудита расчетов с дебиторами и кредиторами выявить нарушения в организации учета расчетов с прочими дебиторами и кредиторами сделать рекомендации по совершенствованию учета расчетов с поставщиками...
83945. Разработка рекламы поездки в Санкт-Петербург 4.15 MB
  Немаловажную роль реклама играет также и в туризме. Реклама в сфере туризма позволяет модифицировать поведение уже имеющихся потребителей, привлечь внимание к предлагаемым услугам потенциальных потребителей, создать положительный имидж самого предприятия, а также показать его общественную значимость.
83946. Методы развития слухо-голосовой координации у младших школьников на уроках музыки 238 KB
  Педагогическое руководство процессом развития чистоты интонирования у детей младшего школьного возраста посредством работы над слухо-голосовой координацией. Из опыта музыкально-педагогической работы по развитию чистоты интонирования у детей младшего школьного возраста посредством работы над слухоголосовой координацией.
83947. Лекарственное сырье животного происхождения. Спермацет и его заменители 889 KB
  Необходимость очистки организма вытекает из факта, во-первых, весьма малого употребления грубой растительной пищи, которая является естественным очистителем кишечного тракта, а во-вторых, большей частью хаотичным питанием большинства людей, которое приводит к неполному перевариванию пищи.
83948. Сoвершенствoвание валютнoй пoлитики Рoссийскoй Федерации 204.63 KB
  Вoздействие валютнoй пoлитики Центральнoгo банка РФ на экoнoмику Рoссии. Oбмeнный курс валюты и инфляция в Рoссии. Денежнo-кредитная пoлитика разрабатываемая Банкoм Рoссии в свoих вариантах макрoэкoнoмическoгo развития страны в первую oчередь учитывает вoзмoжные кoлебания цен на нефть.
83949. Исследование технологии product placement в зарубежном кинематографе методом фокус-группы на примере фильма «Одноклассники» («Grown Ups») 161.5 KB
  Такую технологию называют продакт плейсмент который в свою очередь набирает все большую популярность. Таким образом актуальность продакт плейсмент в контексте темы данной работы очевидна. Актуальность состоит в том что в настоящее время технология продакт плейсмент активно развивается в России...
83950. Организация обслуживания участников конференции в количестве 70 человек (завтрак в ресторане при четырех звездочном отеле по типу шведского стола) 285.02 KB
  Это обеспечивается прежде всего изменением технологий переработки продуктов питания развитием коммуникаций средств доставки продукции и сырья интенсификацией многих производственных процессов. По международным документам термин общественное питание характеризуется такими различными определениями как методы приготовления большого количества пиши выполняемые без предварительной договоренности с потребителем или как любые виды питания организованного вне дома . Во всем мире предприятия общественного питания принадлежат либо...