7458

Электроника и микросхемотехника. Курс лекций

Конспект

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Электроника и микросхемотехника Курс лекций. Введение Полупроводниковые диоды. Принцип работы диода. Вольт-амперная характеристика диода. Выпрямительные диоды. Высокочастотные диоды. Импульсные диоды. Стаби...

Русский

2013-01-24

2.16 MB

253 чел.

Электроника и микросхемотехника

Курс лекций


Введение 4

1. Полупроводниковые диоды 7

1.1. Принцип работы диода 7

1.2. Вольт-амперная характеристика диода 9

1.3. Выпрямительные диоды 12

1.4. Высокочастотные диоды 13

1.5. Импульсные диоды 13

1.6. Стабилитроны и стабисторы 13

2. Биполярные транзисторы 14

2.1. Общие принципы 14

2.2. Основные параметры транзистора 16

Маломощные 17

Средней мощности 17

Большой мощности 17

Низкочастотные 18

Средней частоты 18

Высокочастотные 18

2.3. Схемы включения транзисторов 18

2.3.1. Схема с общим эмиттером 18

Ключевой режим работы 20

Усилительный режим работы транзистора 21

2.3.2. Схема включения транзистора с общим коллектором 23

2.3.3. Схема с общей базой 25

3. Полевые транзисторы 26

3.1. Полевой транзистор с p-n переходом 26

3.1.1. Входные и выходные характеристики полевого 27

транзистора с p-n переходом и каналом n-типа 27

3.1.2. Схема ключа на полевом транзисторе с p-n переходом 28

3.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором 29

3.2.2. МОП - транзисторы с индуцированным каналом 31

3.2.3. Крутизна 31

3.2.4. Ключ на КМОП - транзисторах с индуцированным каналом 31

3.2.5 Биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT). 34

Устройство и особенности работы 34

3.2.6 IGBT-модули 36

4. Тиристоры 40

4.1. Принцип работы тиристора 40

4.2. Основные параметры тиристоров 41

4.3. Двухполупериодный управляемый выпрямитель 43

4.4. Регулятор переменного напряжения 45

5. Интегральные микросхемы 46

5.1. Общие положения 46

5.2. Аналоговые микросхемы. Операционные усилители 46

5.2.1. Свойства ОУ 46

Практическая трактовка свойств ОУ 47

5.2.2. Основы схемотехники ОУ 48

Входной дифференциальный каскад 48

Современный входной дифференциальный каскад 48

Промежуточный каскад 50

Выходной каскад 50

5.2.3. Основные схемы включения ОУ. 50

Инвертирующее включение 50

Применение инвертирующего усилителя 51

в качестве интегратора 51

Схема дифференцирования 52

Схема суммирования 52

5.2.4. Неинвертирующее включение 52

5.2.5. Ограничитель сигнала 54

5.2.6. Компараторы 56

Схема применения компаратора для 58

широтно-импульсного регулирования 58

Триггер Шмитта 58

Схема мультивибратора 59

5.2.7. Активные фильтры 62

Фильтры первого порядка 62

Фазовращатель 62

Логарифмические схемы 63

6. ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ 66

Теоретические сведения и расчетные соотношения 66

КОНТРОЛЬНЫЕ ЗАДАНИЯ 82

Методика выполнения задания 87

Интегральный таймер 555 (К1006ВИ1) 88

6. Цифровые интегральные микросхемы 89

6.1. Общие понятия 89

6.2. Основные свойства логических функций 90

6.3. Основные логические законы 90

6.4. Функционально полная система логических элементов 91

6.5. Обозначения, типы логических микросхем и структура ТТЛ 92

Основные параметры логических элементов 94

6.6. Синтез комбинационных логических схем 94

6.6.1. Методы минимизации 95

Минимизация с помощью карт Карно 96

6.6.2. Примеры минимизации, записи функции и реализации 98

6. 7. Интегральные триггеры 100

6.7.1. RS асинхронный триггер 101

6.7.2. Асинхронный D - триггер 101

6.7.3. Синхронный D - триггер со статическим управлением 104

6.7.4. Синхронный D -триггер с динамическим 105

управлением 105

6.7.5. Синхронный JK - триггер 105

6.7.6. T - триггер 106

6.7.7. Вспомогательные схемы для триггеров. 106

Схема генератора импульсов 106

Формирователь импульса 108

Триггер Шмитта 108

7. ЦАП и АЦП 109

7.1 ЦАП с матрицей резисторов R-2R 109

7.2 Биполярный ЦАП 112

4.3 Четырехквадрантный ЦАП 112

7.4 АЦП поразрядного уравновешивания 113

7.5 АЦП параллельного типа 115

7.6 Задачи и упражнения 116

8. Практические занятия 119

8.1. Однофазная однополупериодная схема выпрямления 119

8.2. Однофазная двухполупериодная схема выпрямления 120

8.3. Работа однофазного двухполупериодного выпрямителя 120

при прямоугольном питающем напряжении 120

8.4. Стабилизатор напряжения на стабилитроне 121

8.5. Схема триггера на биполярных транзисторах 124

8.6. Мультивибратор на транзисторах 126

8.7. Ждущий одновибратор на транзисторах 127

Литература 130


Введение

Электроника – это область науки и техники, которая занимается изучением физических основ функционирования, исследованием, разработкой и применением приборов, принцип действия которых основан на протекании электрического тока в вакууме, газе, в твердом теле. Такими приборами являются: электронные приборы (ток в вакууме), ионные приборы (ток в газе), полупроводниковые приборы. В настоящее время наиболее распространены полупроводниковые приборы.

Часть электроники, которая занимается вопросами применения различных приборов, называется промышленной электроникой. Она разделяется на два направления:

  1.  Информационная электроника – занимается вопросами управления различными процессами. К устройствам информационной электроники относятся: аналоговые усилители и преобразователи сигналов, генераторы сигналов, оптоэлектронные устройства, логические элементы, цифровые устройства, микропроцессорные системы. Они предназначены для измерения, обработки, передачи, хранения и отображения информации.
  2.  Энергетическая (силовая) электроника – занимается преобразованием параметров электроэнергии. К устройствам энергетической электроники относятся: выпрямители, инверторы, преобразователи частоты, регуляторы напряжения.

В качестве примера на рис.1а показана структура электропривода с АД, где устройство управления УУ и система датчиков Д относятся к устройствам информационной электроники, а полупроводниковый преобразователь электроэнергии ПП - к устройствам энергетической электроники.

Начало развития электроники можно отнести к началу 20 века, когда в 1904 г. англичанин Д.Флеминг создал первую электронную лампу (диод). В 1906 г. американец Л.Форест, введя в диод управляющий электрод, получил триод, способный усиливать и генерировать электрические колебания. В России первую электронную лампу создал в 1914 г. Н.Д.Папалекси.

В 30-х годах началось активное изучение полупроводниковых материалов с целью их использования в электронике. Большой вклад в решение этой проблемы внесли теоретические работы советских физиков, возглавляемых академиком А.Ф.Иоффе.

В 1948 г. американскими учеными был изобретен первый полупроводниковый усилительный прибор – биполярный транзистор. Аналогичные приборы несколько позже разработали советские ученые А.В.Красилов и С.Г. Мадоян.

Обладая существенными преимуществами по сравнению с электронными лампами, транзисторы обусловили бурное развитие полупроводниковой электроники. Применение транзисторов в сочетании с печатным монтажом позволило получить малогабаритные электронные устройства с относительно малым потреблением электроэнергии.

В 1957 г. фирмой General Electric был создан тиристор.

В 1958 г. появился первый полевой транзистор.

Дальнейший скачок в развитии электроники стал возможен с появлением интегральных микроэлектроных схем. Первая интегральная микросхема была анонсирована в 1959 г. американцем Килби. Интегральная микросхема (ИС) – это электронное устройство, элементы которого изготовляются в едином технологическом цикле, т.е. одновременно, на едином основании - подложке. Промышленный выпуск ИС был начат в начале 60-х годов. Первая цифровая интегральная микросхема ТТЛ-логики появилась в 1961 г., первый интегральный операционный усилитель A709 был разработан в 1964 г. двадцатичетырехлетним американским ученым Р. Видларом (спустя два года после окончания университета, где он получил степень бакалавра). Все это способствовало бурному прогрессу в развитии информационной электроники и микроминиатюризации электронных устройств. Эти тенденции получили еще большее развитие с появлением больших (БИС – 1969 г.), а затем и сверхбольших (СБИС – 1975 г.) интегральных микросхем, которые позволили разработать и внедрить во все сферы деятельности человека микроЭВМ. Основным элементом в таких ЭВМ стал микропроцессор – СБИС, содержащая десятки и сотни тысяч элементов на одном кристалле. Первый четырехразрядный микропроцессор был изготовлен фирмой Intel в 1971 г., а на следующий год - восьмиразрядный.

В настоящее время интегральные микросхемы и дискретные полупроводниковые приборы стали основной элементной базой современных устройств промышленной электроники. Совместно с ними применяются резисторы, конденсаторы, дроссели.


1. Полупроводниковые диоды

1.1. Принцип работы диода

Основой современных полупроводниковых приборов является кремний или германий. Чтобы полупроводниковый элемент был пригоден для создания электронного устройства, в него необходимо добавить примесь. Существует два типа полупроводников c примесями: n–типа и p–типа. Для получения полупроводника n–типа в него добавляют донорную примесь (например, мышьяк, сурьма), которая обеспечивает появление в межатомном пространстве свободных электронов, а в кристаллической решетке появляется такое же количество неподвижных положительных ионов донора. Для получения полупроводника р–типа в него добавляют акцепторную примесь (например, индий, галлий), которая обеспечивает появление в межатомном пространстве свободных дырок, а в кристаллической решетке появляется такое же количество неподвижных отрицательных ионов акцептора. Дырка – это место в кристаллической решетке полупроводника, где недостает электрона. Положительный ион – это атом, потерявший электрон, а отрицательный ион – это атом, получивший электрон. В твердых телах атомы неподвижны, т.к. закреплены в узлах кристаллической решетки.

В полупроводниках n–типа ток переносят отрицательно заряженные частицы – электроны, а в полупроводниках p–типа – положительно заряженные частицы – дырки. Перемещение дырок – это перемещение мест с отсутствующими электронами в результате движения электронов.

Основой полупроводникового диода является двухслойная структура, созданная на основе кристалла полупроводника, имеющего две области. В одну область кристалла вводится донорная примесь (n- область), а в другую – акцепторная (p- область). Структура полупроводникового диода имеет вид, показанный на рис.1.

Граница раздела двух областей с различной проводимостью называется. p-n переходом. Из-за встречной диффузии через p-n переход дырок (из р- в n- область) и электронов (из n- в р- область) в тонком слое вблизи p-n перехода происходит рекомбинация (взаимная компенсация) дырок и электронов (дырки заполняются электронами). В результате между р- и n- областями образуется так называемый обедненный слой, который имеет очень мало свободных носителей заряда. Как только электроны покидают n- область, в ней начинает действовать суммарный заряд лишних положительных ионов, который будет тянуть свободные электроны обратно и препятствовать их движению в сторону р-n перехода. Точно также, когда дырки покидают p- область, в ней начинает действовать суммарный заряд лишних отрицательных ионов, который будет тянуть свободные дырки обратно и препятствовать их движению в сторону р-n перехода. Заряды неподвижных ионов примесей оказываются не скомпенсированы и создадут по обе стороны p-n перехода область объемного заряда – рис.1. Этот объемный заряд образует потенциальный барьер. Энергия носителей зарядов оказывается недостаточной, чтобы преодолеть этот барьер, поэтому их диффузия прекращается.

Если к полупроводниковому диоду приложить внешнее напряжение так, чтобы его положительный потенциал присоединен к p-слою, то дырки и электроны будут как бы отталкиваются источником внешнего напряжения в сторону р-n перехода. Потенциальный барьер уменьшается, переход зарядов через границу и их взаимная компенсация возрастают, следовательно, через диод будет протекать ток. Источник будет поставлять в n-слой новые электроны, а в p-слое создавать новые дырки.

При противоположном знаке напряжения электроны притягиваются к положительному потенциалу источника, а дырки к отрицательному, потенциальный барьер в области p-n перехода увеличивается, переход зарядов через границу и, следовательно, ток через диод может прекратиться.

Полупроводниковый диод – это своеобразный конденсатор: области n и p можно рассматривать как обкладки конденсатора, а p-n переход как изолятор между обкладками. Различают диффузионную (при прямом приложенном напряжении) и барьерную (при обратном напряжении) емкости диода. Емкость полупроводникового диода это бесплатное приложение к его основному свойству к односторонней проводимости. Во многих случаях это свойство является вредным, т.к. ухудшает работу диода на высоких частотах, в импульсных режимах и обуславливает его инерционность.

Изображение диода на электрической схеме показано на рис. 2. Вывод p-слоя называется анодом (А). Вывод n-слоя называется катодом (К).

Включение диода в простейшую электрическую цепь показано на рис. 3, 4. На рис.3 диод является проводником, поэтому в цепи должен быть элемент, ограничивающий ток. Таким элементом является резистор Rн. Ток через него равен: I=(U Uпр)/Rн.Uпр0, поэтому I=U/Rн; U=IRн=U.

При обратном включении диода через него протекает незначительный обратный ток. Для диодов на малые токи обратный ток может составлять десятки нА, у больших диодов десятки mА. Схема при обратном включении диода представлена на рис. 4. Для нее U=U+Uобр, U=IобрRн0, т.к. Iобр 0, поэтому U=Uобр.

Часто диод включен в схему, где приложенное напряжение является переменным. Виды этих напряжений:

1. Синусоидальное, показано на рис. 5.

2. Прямоугольное, показано на рис.6

3. Треугольное.

4. Экспоненциальное.

 

 1.2. Вольт-амперная характеристика диода

 

Свойства диода определяются его вольт-амперной характеристикой (ВАХ). Вольт-амперная характеристика диода показана на рис. 7. Приближенно она может быть описана уравнением:

I=IO(e U/mт 1),

где IO – ток насыщения обратносмещенного перехода (обратный тепловой ток); U – напряжение на p-n переходе; т = kT/q тепловой потенциал, равный контактной разности потенциалов к на границе p-n перехода при отсутсвии внешнего напряжения; k =1,3810-23 Дж/К постоянная Больцмана; Т абсолютная температура; q =1,610-19кулон заряд электрона; m - поправочный коэффициент, учитывающий отклонение от теории. При комнатной температуре Т=300К, т = 0,026В.

На ВАХ различают две ветви: прямая ветвь, которая находится в первом квадрате и обратная ветвь в третьем квадрате. Уравнение (1) хорошо описывает характеристику реального диода в прямом направлении и для небольших токов, В соответствии с (1) сопротивление диода является нелинейным. В случае линейного сопротивления ВАХ была бы прямая линия.

На прямой ветви реальной ВАХ имеется резкий загиб, который характеризуется напряжением включения. Для германиевых диодов напряжение включения равно примерно 0,3В, для кремниевых – примерно 0,6В.

Значение обратного тока на обратной ветви примерно постоянно в широком диапазоне напряжения. При превышении определенного значения обратного напряжения, называемого напряжением пробоя Uпроб, начинается лавинообразный процесс нарастания обратного тока, соответствующий электрическому пробою p-n перехода. Если в этот момент ток не ограничить, то электрический пробой перейдет в тепловой. Тепловой пробой обусловлен ростом числа носителей в p-n переходе. При этом мощность, выделяющаяся в диоде UобрIобр, не успевает отводиться от перехода, его температура растет, растет обратный ток и, следовательно, продолжает расти мощность. Тепловой пробой необратим, т.к. разрушает p-n переход.

У любого диода оговаривается несколько основных параметров:

  •  номинальный прямой ток;
  •  максимальное обратное напряжение;
  •  прямое падение напряжения;
  •  постоянный обратный ток;
  •  максимальный прямой ток (для него оговаривается режим работы, например, время проводимости).

Преобладают кремниевые диоды, так как имеют более высокую предельную рабочую температуру (150оС против 75оС для германиевых), допускают большую плотность прямого тока (60...80А/см2 по сравнению с 20... 30А/см2), обладают меньшими обратными токами (примерно на порядок) и большими допустимыми обратными напряжениями (1500...2800В по сравнению с 600...800В). Однако кремниевые диоды имеют большее прямое падение напряжения. Прямое падение напряжения при прямом номинальном токе обозначается Uпр. Uпр=0,3...0,4В для германиевых диодов, Uпр=0,6...1,2В для кремниевых диодов.

Работоспособность диода определяется выделяемой на нем мощностью P=UI. U и I относятся к определенной точке ВАХ. Мощность определяет нагрев. Рабочий участок диода на ВАХ рис. 7 отмечен жирной линией. Если диод начинает работать на не рабочих участках ВАХ, он выходит из строя. На не рабочих участках мощность превышает допустимую, нагрев превышает допустимый. При нагреве, превышающем допустимый, диод разрушается.

Зависимость ВАХ от температуры показана на рис. 10.

При рассмотрении режимов работы схем с диодами их часто представляют в виде идеализированных приборов, которые являются идеальными проводниками в прямом направлении и идеальными изоляторами в обратном направлении. Идеализированная ВАХ представлена на рис. 9.

По назначению различают следующие типы диодов:

1. Выпрямительные.

2. Импульсные.

3. Высокочастотные.

4. Стабилитроны и стабисторы.

Диоды различают также по мощности и по частотным свойствам.

1.3. Выпрямительные диоды

Предназначены для работы при напряжениях частоты до нескольких кГц и при некрутых фронтах питающего напряжения. Не предназначены для прямоугольного питающего напряжения. Для выпрямительных диодов оговариваются два основных параметра:

1.Ток прямой номинальный (среднее значение).

2. Напряжение обратное максимальное (мгновенное).

Диоды выпускаются на ток 10мА...1000А. Обратное напряжение находится в пределах от 10В до нескольких кВ. Для мощных диодов (ток 10А) обратное напряжение определяют классом диода. Класс диода - это 100В, умноженное на цифру класса. Цифра класса от 1 до 20. Например: Д50-12, здесь 50 ток прямой номинальный в А; 12 класс. Класс это параметр, используемый для мощных диодов и характеризующий обратное напряжение. У мощных диодов номинальный прямой ток допустим только при установке диода на радиатор и при принудительном охлаждении со скоростью воздуха 12м/с. Без принудительного охлаждения воздухом (имеется только радиатор) допустимый ток составляет около 30% от номинального. У современных диодов распространены следующие обозначения: ДXXXY или КДXXXY, где КД кремниевый диод, XXX цифры, Y буква. Первая цифра говорит о виде диода (выпрямительные 1,2). Буква определяет обратное напряжение.

Второстепенные параметры:

1.Максимальный обратный ток Iобр.макс (от десятков нА до десятков мА).

2.Прямое падение напряжения Uпр ( 0,3...1,2В).

3.Максимальная рабочая частота, до которой обеспечиваются заданные

токи, напряжения и мощность.

4.Время восстановления запирающих свойств диода.

Диод не проводит (или запирается) при приложении обратного напряжения. Запирание переход от проводящего состояния к непроводящему. При приложении прямоугольного обратного напряжения диод ведет себя как показано на рис.11. Интервал I время рассасывания носителей, интервал II бросок обратного тока. Он связан с наличием барьерной емкости диода. Интервал tв - время восстановления, т.е. время перехода от проводящего состояния до момента установления обратного тока на ВАХ. Из-за не идеальности диода ограничивается предельная частота его работы. При очень высокой частоте диод перестает выполнять свои функции.

1.4. Высокочастотные диоды

Для них оговариваются те же параметры (основные и второстепенные), но они могут работать при высокой частоте и обладают малым временем восстановления (по сравнению с выпрямительными). Для них приводится график прямого тока в зависимости от частоты. График представлен на рис. 12.

1.5. Импульсные диоды

Оговариваются те же основные параметры, что и для рассмотренных выше диодов, и приводится еще важный второстепенный параметр - импульсный ток за оговоренное время.

1.6. Стабилитроны и стабисторы

Рабочей частью ВАХ у стабилитронов является обратная ветвь. Прямая ветвь такая же как у диодов, она также может использоваться.

ВАХ стабилитрона представлена на рис. 13. Для стабилитронов указывается два основных параметра:

Uст - напряжение стабилизации стабилитрона;

Iст.н – номинальный ток стабилитрона.

Uст=3,3...170В. Для Uст указывается разброс в процентах или в вольтах, а также изменение Uст при изменении температуры. У маломощных стабилитронов Iст.min=1...3mА, Iст. max=30mA. Iст.н у мощных стабилитронов составляет несколько сот mA.

Стабисторы - это стабилитроны, у которых используется прямая ветвь ВАХ. ВАХ стабистора показана на рис. 14. Такая ВАХ создается технологически. Стабистор-диод с большим падением напряжения, которое постоянно при изменении тока. Стабилитроны и стабисторы могут соединяться последовательно, но не параллельно. Они используются в стабилизаторах и ограничителях напряжения.

2. Биполярные транзисторы

2.1. Общие принципы

Биполярные транзисторы - это приборы на основе трехслойной структуры. Существуют две структуры, которые представлены на рис. 15а, 15б. Структура транзистора имеет три области с тремя чередующимися типами проводимости. В зависимости от порядка чередования областей различают транзисторы p-n-p- и n-p-n типа. Они имеют два p-n перехода. Существуют еще полевые транзисторы, имеющие другие структуры.

Транзистор является управляемым прибором. Управляющим выводом является база Б, который делается от среднего слоя. Другие два вывода называются эмиттер Э и коллектор К. Управляющей цепью является переход база-эмиттер Б-Э. Этот переход является диодным и ток через него может протекать только по направлению проводимости диодного перехода. Цепь коллектор-эмиттер К-Э является управляемой цепью. С помощью тока через переход Б-Э можно управлять током через переход К-Э.

Принцип работы транзистора поясняется с помощью рис. 16.

Переход база-эмиттер (эмиттерный переход) за счет источника Еб смещен в прямом направлении, а переход коллектор-база (коллекторный переход) за счет источника Ек смещен в обратном направлении. Переход база-эмиттер – это диод, включенный в прямом направлении. Переход коллектор-база – это диод, включенный в обратном направлении. Благодаря смещению перехода база-эмиттер в прямом направлении электроны из эмиттера n-типа переходят в базу p-типа и движутся по направлению к обедненному слою на переходе база-коллектор. Эти электроны, являющиеся неосновными носителями в области базы, достигнув обедненного слоя, затягиваются полем объемного заряда коллекторного перехода и стремятся к минусу источника Ек, создавая тем самым в транзисторе коллекторный ток.

Лишь малая часть электронов в базе p-типа в процессе движения в сторону коллектора рекомбинирует с дырками. Дело в том, что база делается слабо легированной, т.е. с низкой концентрацией дырок, и очень тонкой. Когда электрон рекомбинирует в базе, происходит кратковременное нарушение равновесия, т.к. база приобретает отрицательный заряд. Равновесие восстанавливается с приходом дырки из базового источника Еб. Этот источник является поставщиком дырок для компенсации рекомбинирующих в базе, и эти дырки образуют базовый ток транзистора. Благодаря базовому току в базе не происходит накопления отрицательного заряда и переход база-эмиттер поддерживается смещенным в прямом направлении, а это, в свою очередь, обеспечивает протекание коллекторного тока.

Если коллекторную цепь разорвать, то все электроны циркулировали бы в цепи база-эмиттер. При наличии коллекторной цепи большая часть электронов устремляется в коллектор.

Таким образом, транзистор является прибором, который управляется током. Уменьшение потока электронов через коллекторный переход по сравнению с их потоком через переход эмиттер-база характеризуется коэффициентом передачи тока эмиттера = Iк/Iэ. Обычно =0,9…0.995. Отношение тока коллектора к току базы называется коэффициентом усиления тока базы в рассматриваемой схеме включения транзистора (она называется схемой с общим эмиттером). Этот коэффициент обозначают h21Э. Он равен h21Э=Iк/Iб>>1. Обычно h21Э =10…300.

Физически в работе транзистора принимают участие заряды двух типов (электроны и дырки), поэтому он называется биполярным.

При рассмотрении смещенного в прямом направлении перехода база-эмиттер мы учитывали только электроны, пересекающие этот переход. Такой подход оправдан тем, что область эмиттера n-типа специально легируется очень сильно, чтобы обеспечить большое количество свободных электронов. В тоже время область базы легируется очень слабо, что дает настолько мало дырок, что ими можно пренебречь при рассмотрении тока через переход база-эмиттер.

Таким образом, транзистор является усилительным прибором. В зависимости от схемы включения он может обеспечивать усиление по току, напряжению или по мощности. Возможно одновременное усиление и по току, и по напряжению, и по мощности.

Обозначения транзисторов типа p-n-p и n-p-n на электрических схемах показаны на рис. 17, 18.

 

2.2. Основные параметры транзистора

1. Коэффициент усиления по току.

Обычно используется коэффициент усиления h21Э в схеме с общим эмиттером:

h21Э=Iк/Iб>>1,

где Iб - ток базы; Iк - ток коллектора.

Транзистор является как бы узлом, как показано на рис. 19, поэтому

Iэ=Iб+Iк.

Токи коллектора и эмиттера связаны соотношением:

Iк/Iэ=<1.

Найдем связь и h21Э.

 =Iк/(Iб+Iк)=1/(Iб/Iк+1)=1/(1/h21Э+1)=h21Э/(1+h21Э)

-это очень близко к 1. Аналогично находим:

h21Э=Iк/Iб=/(1-).

 Коэффициент усиления h21э зависит от частоты, на которой работает транзистор, и от тока коллектора. С увеличением частоты h21Э падает. Это связано с проявлением его инерционных свойств в основном из-за наличия емкости коллекторного перехода. Для большинства транзисторов указывается граничная частота, при которой коэффициент усиления равен единице. Зависимость h21Э от тока коллектора представлена на рис. 20.

Любое включение, отличное от нормального, называется инверсным. Инверсия - изменение знака. Инверсное включение транзистора показано на рис. 21. При этом h21Э сильно падает и прибор перестает быть усилителем, хотя и остается управляемым.

2. Напряжение коллектор-эмиттер максимальное Uкэ max.

Указывается при отключенной (оборванной) базе или при конечном значении сопротивления Rбэ, которое включается как показано на рис. 22. Uкэ при оборванной базе меньше, чем Uкэ при наличии Rбэ. Величина Rбэ обычно указывается в справочнике. В настоящее время выпускаются транзисторы на напряжение до1500 В.

3. Ток коллектора максимальный Iк max; ток коллектора импульсный за определенное время Iки>Iк max.

4. Частотные свойства транзистора.

Различают: низкочастотные, среднечастотные, высокочастотные и сверхвысокочастотные (СВЧ). Есть также импульсные или переключательные транзисторы.

Обозначения транзисторов:

КТ ХХХ А, Б..., где ХХХ – цифры; буквы А,Б…характеризуют особенности электрических параметров. Например, КТ 908- импульсный, КТ 315 - очень распространен. ГТ ХХХ - германиевый транзистор. Чем больше значения цифр, тем выше частотные свойства и мощность транзистора. Изменение свойств транзисторов в зависимости от значений цифр иллюстрируется с помощью таблицы 1. В настоящее время существует большое количество транзисторов с четырьмя цифрами в обозначении.

Таблица 1

 

Мощность

Рк

Граничная

частота

 

Маломощные

Рк<0,3Вт

Средней мощности

0,3Вт<Рк<3Вт

Большой мощности

Рк>3Вт

Низкочастотные

fгр<9МГц

101…199

401…499

701…799

Средней частоты

fгр<30МГц

201…299

501…599

801…899

Высокочастотные

fгр>30МГц

301…399

601…699

901…999

2.3. Схемы включения транзисторов

В зависимости от того, какой из трех выводов является общим для входной и выходной цепи, различают три основные схемы включения транзисторов: схема с общим эмиттером, схема с общим коллектором, схема с общей базой.

 2.3.1. Схема с общим эмиттером

Схема с общим эмиттером используется наиболее часто. Схема представлена на рис. 23.

Взаимосвязь токов и напряжений в транзисторе устанавливают входные и выходные характеристики. Входные и выходные характеристики представлены соответственно на рис. 24, 25. Входная характеристика повторяет уже знакомую нам вольт-амперную характеристику диода. При изображении выходной характеристики необходимо помнить, что коллекторный переход работает в режиме диода, включенного в обратном направлении. Поэтому выходная характеристика – это обратная ветвь вольт-амперной характеристики диода, перенесенная в первый квадрант. Выходных характеристик целое семейство, т.к. они изображаются для разных значений токов базы. При Iб=0 через транзистор протекает тепловой ток Iк0 обратно смещенного коллекторного перехода.

Коэффициент усиления входного тока базы схемы с общим эмиттером h21Э=Iк/Iб. Схема обеспечивает также усиление по напряжению и по мощности. Cхема применяется как усилительная и как ключевая.

Ключевой режим работы

Он применяется как каскад промежуточного усиления, каскад сигнализации, как схема питания электромагнитного реле. Такой каскад является основой интегральных логических элементов.

Для объяснения работы используются выходные характеристики, которые представлены на рис. 26. А и В возможные рабочие точки. В точке А транзистор выключен (или ключ разомкнут), в точке В транзистор включен (ключ замкнут). Чтобы получить точку В, необходимо обеспечить соответствующий ток базы.

В точке А:

Uкэ=Uп-RкIко; Iк=Iко.

В точке В:

Uкэ0,1В; Iк=(Uп-Uкэ)/Rк.

В расчетах обычно пренебрегают величинами Iко0, Uбэ0,6В и Uкэ0,1В. Диаграмма работы транзистора в ключевом режиме представлена на рис. 27. Обычно в открытом состоянии транзистора ток Iк задан. Требуемый ток базы Iб=Iк/h21Э обеспечивается базовой цепью

Iб =(Uб-Uбэ)/Rб.

Uбэ0,6В, тогда

Rб=(Uб-0,6)/Iб;

Iк=(Uп-Uкэ)/Rк; Uкэ0,1В.

Т. к. h21Э может меняться от значений Iк, от температуры, от времени, то ток базы Iб приходится задавать с запасом. Вводят понятие коэффициента насыщения, который характеризует превышение реального базового тока над требуемым. При расчете Iб исходят из величины h21Эmin/(1,5...2). Число 1,5... 2 это коэффициент насыщения.

Работу транзистора в точках А и В принято характеризовать следующими терминами:

точка А - состояние отсечки (отсечен ток коллектора);

точка В - состояние насыщения (транзистор открыт полностью).

Переход из состояния в состояние происходит скачком.

Усилительный режим работы транзистора

Рассмотрим мощность, выделяемую на транзисторе в двух возможных режимах: ключевом и усилительном. График мощности Pк представлен на рис. 26. Нагрузочная прямая определяет возможные рабочие точки транзистора. В ключевом режиме мощность, выделяемая на транзисторе, соответствует точке А или В, т.е. всегда меньше максимальной возможной мощности. В усилительном режиме, когда возможно существование любых рабочих точек на нагрузочной прямой, мощность Pк может принимать и максимальное значение.

В усилительном режиме в общем случае входной сигнал может быть знакопеременным, например, синусоидальным. Переход база-эмиттер является диодным p-n переходом. Чтобы входная цепь транзистора могла работать с сигналом переменного тока, необходимо переход база-эмиттер сместить в прямом направлении, т.е. задать в базовой цепи рабочую точку по постоянному току. Относительно этого постоянного тока можно подавать в базовую цепь сигнал переменного тока, который будет усиливаться. Схема включения транзистора с общим эмиттером и диаграммы его работы в режиме усиления гармонического сигнала представлены соответственно на рис. 29 и 30, где Iсм - постоянный ток смещения базы. Постоянный ток смещения базы будет определять постоянную составляющую тока коллектора в соответствии с соотношением Iк=Iбh21Э. В усилительном режиме возможные рабочие точки находятся на нагрузочной прямой между точками А и В на рис. 31. Ток смещения должен выводить рабочую точку коллектора транзистора по постоянному току на середину отрезка А В, чтобы напряжение на коллекторе могло изменяться от этой середины как в сторону источника питания, так и в сторону общей точки.

1 ВАРИАНТ.

Схема представлена на рис. 32.

Iсм=(Uпит-Uбэ)/Rсм.

Схема отличается простотой, но имеет существенный недостаток: рабочая точка по постоянному току не стабильна. При изменении Rсм, например, из-за температуры, Iсм изменяется. Рабочая точка на коллекторе Iк=Iсмh21Э также может изменяться из-за изменения коэффициента усиления транзистора h21Э.

2 ВАРИАНТ (рис.33).

Ток смещения можно определить по соотношению

Iсм=Uпит/2Rсм.

Эта схема обладает гораздо большей стабильностью. При изменении по какой-либо причине тока смещения базы будет меняться рабочая точка коллектора. Через цепь обратной связи с коллектора на базу будет соответствующее воздействие на базовую цепь, уменьшающее эти изменения.

3 ВАРИАНТ (рис. 34).

Делитель Rсм1, Rсм2 задаёт потенциал базы

Uб=UпитRcм2/(Rсм1+ Rсм2).

Обычно принимают, что ток Iдел через делитель напряжения из резисторов Rсм1 и Rсм2 от источника питания на порядок больше тока Iсм, т.е. задаются Iдел=Uпит/(Rсм1+Rсм2) 10Iсм. При этом потенциал базы Uб может быть определен по входной характеристике транзистора исходя из требуемого тока смещения. Эта схема является достаточно стабильной. Т.к. в схеме задаётся потенциал базы (относительно общей точки), то при изменении сопротивлений Rсм1,Rсм2 они изменяются оба одновременно, их отношение меняется мало, поэтому мало изменяется потенциал базы, т.е. ток смещения.

4 ВАРИАНТ (рис. 35).

Это схема задания рабочей точки обладает очень высокой стабильностью. Увеличение неуправляемых тепловых токов через транзистор приводит к увеличению падения на резисторе Rэ. Это падение призакрывает транзистор, т.е. уменьшает этот ток. Аналогично схема реагирует на изменение коэффициента усиления h21Э. Обычно сопротивление резистора Rэ выбирают из условия, чтобы падение напряжения на нем от постоянного тока эмиттера не превышало 10% от напряжения питания Uпит.

Чтобы сигнал переменного тока не создавал на Rэ падения и не уменьшал сигнал на нагрузке Rк, резистор Rэ шунтируют конденсатором Сэ (рис. 36). Должно выполняться соотношение:

Xс=1/max0,

где max=2fmax – максимальная частота усиливаемого сигнала.

Из этого выражения определяется емкость конденсатора Cэ.

Схема смещения по постоянному току может оказывать влияние на источник входного переменного сигнала. С другой стороны источник входного сигнала может шунтировать схему смещения, если он низкоомный. Для исключения этого источник входного сигнала и цепь смещения отделяют разделительным конденсатором Ср1. Схема представлена на рис. 37.

Для отделения постоянной составляющей в выходной цепи от полезной переменной составляющей, которая усилилась, так же применяется разделительный конденсатор Ср2. Графики напряжений представлены на рис. 38.

 

2.3.2. Схема включения транзистора с общим коллектором

Схема показана на рис.39. Схему с общим коллектором называют также эмиттерный повторитель (напряжение на эмиттере Uэ повторяет напряжение Uб). Действительно,

Uэ=Uб-Uбэ, Uбэ=0,60, поэтому UэUб.

Соотношения для токов:

Iэ=Uэ/Rэ; Iк=Iбh21Э; Iэ=Iб+Iк=Iб(1+h21Э).

Таким образом, у схемы имеется усиление по току в (1+h21Э) раз. Ток базы для обеспечения требуемого тока эмиттера может быть найден из последнего уравнения

Iб=Iэ/(1+h21Э),

Т.е. для получения заданного Iэ требуется в (1+h21Э) раз меньший ток базы Iб. Схема применяется как усилитель тока при работе на низкоомную нагрузку. У нее отсутствует усиление по напряжению (это повторитель напряжения), но существует усиление по току и мощности.

 

2.3.3. Схема с общей базой

Схема показана на рис. 40. Соотношения для токов:

Iк=Iэ.

Т.к. близко 1, то Iк Iэ. Из последнего равенства следует, что это повторитель тока. Схема обладает усилением по напряжению и по мощности. Схема применяется сравнительно редко. Одно из применений: как источник пилообразного напряжения - рис. 41. Ток эмиттера:

Iэ=Uэ/Rэ.

Величины Uэ и Rэ заданы и постоянны, поэтому Iэ=Iк=const. Т.о. конденсатор заряжается постоянным током. Напряжение на конденсаторе

Uc=(1/С) ic dt.

Т.к. ic=Iк=const, то Uc=Iкt/С – это прямая линия. Для периодического сброса напряжения на конденсаторе до нуля применяется дополнительный транзисторный ключ, включаемый параллельно конденсатору.

 

3. Полевые транзисторы

( или униполярные, или канальные транзисторы)

 Биполярные транзисторы управляются током, полевые транзисторы управляются напряжением. Различают следующие типы полевых транзисторов: полевые транзисторы с управляющим p-n переходом; полевые транзисторы с изолированным затвором.

 

3.1. Полевой транзистор с p-n переходом

Его структура показана на рис. 43. Обозначение выводов: С-сток, З-затвор, И-исток. Обозначение на схеме представлено на рис. 44. Изображенный на рис.43 и 44 транзистор называется полевой транзистор с p-n переходом и каналом n-типа. Ток через канал образуется за счет основных носителей. При n-канале за счет электронов. Управляющей цепью является цепь затвор-исток (З-И). Управляемой цепью является С-И. С помощью Uзи регулируется ширина канала, его проводимость, ток через него. При подаче отрицательного напряжения на затвор в области p-n перехода образуется обедненный слой (как у диода, смещенного в обратном направлении). Чем шире обедненный слой, тем уже канал, по которому могут проходить электроны от истока к стоку, т.к. обедненный слой, лишенный свободных носителей ведет себя как изолятор.

В отличие от биполярного транзистора ток, текущий через полевой транзистор, образуется только основными носителями, поэтому такой транзистор называют униполярным. Он в меньшей степени подвержен влиянию температуры и радиации, т.к. этими факторами определяется концентрация неосновных носителей.

Полевой транзистор с p-n переходом и каналом p-типа показан на рис. 45.

3.1.1. Входные и выходные характеристики полевого 

транзистора с p-n переходом и каналом n-типа

 Характеристики полевого транзистора с каналом n-типа приведены на рис. 46. При Uзи=0 , Iс=Icнач=Imax; при |-Uзи||-Uотс|, Iс=0. Здесь Icнач –начальный ток стока; напряжение Uотс называется  напряжение отсечки. Uотс=(0,3…10)В, Iснач=(1…20)мА. Запрещается подавать положительное напряжение на затвор, так как на переходе ЗИ возрастает выделяемая мощность (нагрев). При приложении отрицательного управляющего напряжения обратный ток через ЗИ пренебрежительно мал. 

На выходных характеристиках также может быть проведена нагрузочная прямая. У полевого транзистора управляемой величиной является ток стока Iс. Управление током стока осуществляется путем подачи Uзи со знаком, обратным направлению проводимости p-n перехода.

Типы транзисторов с p-n переходом: КП103 - с каналом n -типа, КП 302, КП 303, КП307 - с каналом p -типа.

Полевые транзисторы могут работать как в усилительном, так и в ключевом режимах.

 

3.1.2. Схема ключа на полевом транзисторе с p-n переходом

 

Схема и диаграммы показаны на рис. 47, 48.

Состояние I ключ разомкнут (транзистор не проводит). Cостояние II ключ замкнут (транзистор проводит). Такой ключ может быть применен в генераторе пилообразного напряжения для периодического сброса напряжения на конденсаторе.

3.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором

Структура такого транзистора представлена на рис. 49. Если в этой структуре окисел заменить на p -слой, то мы возвратимся к транзистору с p-n переходом. Транзистор со структурой, показанной на рис.49, называется МОП-транзистор: М-металл, О-окисел, П-полупроводник. Английское название транзистора: MOSFET-Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor. Вывод П - это подложка, т.е. слой, на который наложен слой n -канала. Вывод подложки снабжают стрелкой, указывающей тип канала. Обычно подложку присоединяют к истоку. Причем иногда это делается внутри транзистора. Ее можно оставить и не присоединенной.

Существуют МОП-транзисторы с встроенным каналом и с индуцированным каналом. Обозначение на схеме транзистора с встроенным каналом n-типа показано на рис. 50. Таким транзистором является КП 305X. Х- буква, характеризующая параметры. Обозначение транзистора с каналом p-типа, приведено на рис. 51.

При работе с МОП-транзисторами необходимо соблюдать меры предосторожности. Изоляция затвора в МОП-транзисторе приводит к тому, что такой транзистор очень чувствителен к статическим зарядам, из-за которых может появиться большой потенциал на затворе и произойти пробой изоляции. Поэтому МОП-транзисторы поставляются с выводами, замкнутыми между собой временной перемычкой. Лучше не удалять эту перемычку, пока транзистор не впаян в схему. У некоторых МОП-транзисторов имеются встроенные защитные диоды и поэтому они не боятся статического электричества.

3.2.1. Входные и выходные характеристики МОП - транзистора с каналом n -типа (КП 305)

Характеристики показаны на рис. 52.

Недостаток транзистора с такими характеристиками: Uзи=0, а прибор проводит, т.е. у рассмотренных ранее транзисторов при Uзи=0 существует ток стока. Иногда желательно, чтобы при Uзи=0, Iс=0. Этим свойством обладают полевые транзисторы с индуцированным (наведенным) каналом.

3.2.2. МОП - транзисторы с индуцированным каналом

Предыдущие МОП-транзисторы имели встроенный канал (p и n-типа). Эти транзисторы при Uзи=0 проводят. В полевом транзисторе с индуцированным каналом при Uзи=0 ток отсутствует.

Структура транзистора с индуцированным каналом p -типа представлена на рис. 53. При подаче отрицательного напряжения на затвор его отрицательный потенциал отталкивает электроны в подложке n- типа от затвора, в результате чего вблизи поверхности с изолятором образуется канал p -типа. Изображение на схеме МОП-транзистора с индуцированным каналом p -типа показано на рис. 54. У такого транзистора канал показан в виде прерывистой линии, которая подчеркивает, что собственный проводящий канал между стоком и истоком отсутствует. Типы транзисторов с индуцированным каналом p-типа: КП 301, КП 304.

Входные и выходные характеристики транзистора с каналом p-типа приведены на рис. 55. Транзистор начинает проводить ток при |Uзи|=|Uпор|. Здесь Uпор называется  пороговое напряжение.

На рис. 56 показано изображение МОП - транзистор с индуцированным каналом n-типа. Входная характеристика приведена на рис. 57.

 

3.2.3. Крутизна

Как можно судить о качестве полевого транзистора? У биполярного транзистора важнейшим параметром является коэффициент усиления по току, который определяется отношением токов. В случае полевого транзистора ток стока Iс управляется напряжением Uзи между затвором и истоком. Таким образом, о способности транзистора усиливать можно судить по величине отношения Iс/Uзи, которое имеет размерность проводимости. Эта величина называется крутизной, обозначается буквой S и определяется как отношение

S=dIс/dUзи.

Если Iс измеряется в миллиамперах, а Uзи - в вольтах, то крутизна S указывается в мA/B или в миллисименсах (мСм).

3.2.4. Ключ на КМОП - транзисторах с индуцированным каналом

Буква К обозначает, что в ключе применена пара из двух транзисторов с разным типом проводимости. Такая пара называется комплементарной. Схема ключа показана на рис. 58, диаграммы работы - на рис. 59. Интервал I входной ключ управления переключен вверх, II на общей точке. Часто наличие на входе напряжения какой-то величины обозначают единицей, нулевое напряжение обозначают нулем. Uвых рисуется, оценивая состояние каждого полевого транзистора при подаче на вход единичного или нулевого напряжения. Схема замещения для I интервала показана на рис. 60, для II интервала - на рис.61.

Состояние ключей определяется по входным характеристикам. Когда состояние выхода ключа противоположно состоянию входа, ключ называется инвертором.

В заключение раздела по полевым транзисторам приводим таблицу обозначений и входных характеристик транзисторов - рис. 62.

В настоящее время выпускаются МОП-транзисторы на напряжение 1000В и токи до сотен ампер при рабочей частоте 30…100кГц, управление от цифровых микросхем с напряжением питания 5В. Разработан составной транзистор из комбинации МОП-транзистора с биполярным. Название такого транзистора: биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor). Изображение этого транзистора и его входная характеристика также показаны на рис. 62.

3.2.5 Биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT).

Устройство и особенности работы

 Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT - Insulated Gate Bipolar Transistors) - полностью управляемый полупроводниковый прибор, в основе которого трёхслойная структура. Его включение и выключение осуществляются подачей и снятием положительного напряжения между затвором и истоком.

Коммерческое использование IGBT началось с 80-х годов и уже претерпела четыре стадии своего развития.

 I поколение IGBT (1985 г.): предельные коммутируемые напряжения 1000 В и токи 200 А в модульном и 25 А в дискретном исполнении, прямые падения напряжения в открытом состоянии 3,0-3,5 В, частоты коммутации до 5 кГц (время включения/выключения около 1 мкс).

II поколение (1991 г.): коммутируемые напряжения до 1600 В, токи до 500 А в модульном и 50 А в дискретном исполнении; прямое падение напряжения 2,5-3,0 В, частота коммутации до 20 кГц ( время включения/ выключения около 0,5 мкс).

III поколение (1994 г.): коммутируемое напряжение до 3500 В, токи 1200 А в модульном исполнении. Для приборов с напряжением до 1800 В и токов до 600 А прямое падение напряжения составляет 1,5-2,2 В, частоты коммутации до 50 кГц (времена около 200 нс).

IV поколение (1998 г.): коммутируемое напряжение до 4500 В, токи до 1800 А в модульном исполнении; прямое падение напряжения 1,0-1,5 В, частота коммутации до 50 кГц (времена около 200 нс).

IGBT являются продуктом развития технологии силовых транзисторов со структурой металл-оксид-полупроводник, управляемых электрическим полем (MOSFET-Metal-Oxid-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) и сочетают в себе два транзистора в одной полупроводниковой структуре: биполярный (образующий силовой канал) и полевой (образующий канал управления). Прибор введён в силовую цепь выводами биполярного транзистора E (эмиттер) и C (коллектор), а в цепь управления - выводом G (затвор).

Таким образом, IGBT имеет три внешних вывода: эмиттер, коллектор, затвор. Соединения эмиттера и стока (D), базы и истока (S) являются внутренними. Сочетание двух приборов в одной структуре позволило объединить достоинства полевых и биполярных транзисторов: высокое входное сопротивление с высокой токовой нагрузкой и малым сопротивлением во включённом состоянии.

Диаграмма напряжения и тока управления приведена на рис. 63

Рис. 63

 Схематичный разрез структуры IGBT показан на рис. 64,а. Биполярный транзистор образован слоями p+ (эмиттер), n (база), p (коллектор); полевой - слоями n (исток), n+ (сток) и металлической пластиной (затвор). Слои p+ и p имеют внешние выводы, включаемые в силовую цепь. Затвор имеет вывод, включаемый в цепь управления. На рис. 64,б изображена структура IGBT IV поколения, выполненого по технологии "утопленного" канала (trench-gate technology), позволяющей исключить сопротивление между p-базами и уменьшить размеры прибора в несколько раз.

Рис. 64.

Процесс включения IGBT можно разделить на два этапа: после подачи положительного напряжения между затвором и истоком происходит открытие полевого транзистора (формируется n - канал между истоком и стоком). Движение зарядов из области n в область p приводит к открытию биполярного транзистора и возникновению тока от эмиттера к коллектору. Таким образом, полевой транзистор управляет работой биполярного.

Для IGBT с номинальным напряжением в диапазоне 600-1200 В в полностью включённом состоянии прямое падение напряжения, так же как и для биполярных транзисторов, находится в диапазоне 1,5-3,5 В. Это значительно меньше, чем характерное падение напряжения на силовых MOSFET в проводящем состоянии с такими же номинальными напряжениями.

С другой стороны, MOSFET c номинальными напряжениями 200 В и меньше имеют более низкое значение напряжения во включённом состоянии, чем IGBT , и остаются непревзойдёнными в этом отношении в области низких рабочих напряжений и коммутируемых токов до 50 А.

По быстродействию IGBT уступают MOSFET, но значительно превосходят биполярные. Типичные значения времени рассасывания накопленного заряда и спадания тока при выключении IGBT находятся в диапазонах 0,2-0,4 и 0,2-1,5 мкс, соответственно.

Область безопасной работы IGBT позволяет успешно обеспечить его надёжную работу без применения дополнительных цепей формирования траектории переключения при частотах от 10 до 20 кГц для модулей с номинальными токами в несколько сотен ампер. Такими качествами не обладают биполярные транзисторы, соединённые по схеме Дарлингтона.

Так же как и дискретные, MOSFET вытеснили биполярные в ключевых источниках питания с напряжением до 500 В, так и дискретные IGBT делают то же самое в источниках с более высокими напряжениями (до 3500 В).

3.2.6 IGBT-модули

В настоящее время транзисторы IGBT выпускаются, как правило, в виде модулей в прямоугольных корпусах с односторонним прижимом и охлаждением ("Mitsubishi", "Siemens", "Semikron" и др.) и таблеточном исполнении с двухсторонним охлаждением ("Toshiba Semiconductor Group"). Модули с односторонним охлаждением выполняются в прочном пластмассовом корпусе с паяными контактами и изолированным основанием. Все электрические контакты находятся в верхней части корпуса. Отвод тепла осуществляется через основание. Типовая конструкция модуля в прямоугольном корпусе показана на рис. 65.

Рис. 65 Типовая конструкция IGBT-модуля: 1 - кристалл; 2 - слой керамики; 3 - спайка; 4 - нижнее тепловыводящее основание

Ток управления IGBT мал, поэтому цепь управления - драйвер конструктивно компактна. Наиболее целесообразно располагать цепи драйвера в непосредственной близости от силового ключа. В модулях IGBT драйверы непосредственно включены в их структуру. "Интеллектуальные" транзисторные модули (ИТМ), выполненные на IGBT, также содержат " интеллектуальные" устройства защиты от токов короткого замыкания, системы диагностирования, обеспечивающие защиту от исчезновения управляющего сигнала, одновременной проводимости в противоположных плечах силовой схемы, исчезновения напряжения источника питания и других аварийных явлений. В структуре ИТМ на IGBT предусматривается в ряде случаев система управления с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) и однокристальная ЭВМ. Во многих модулях имеется схема активного фильтра для коррекции коэффициента мощности и уменьшения содержания высших гармонических в питающей сети.

IGBT-модуль по внутренней электрической схеме может представлять собой единичный IGBT, двойной модуль (half-bridge), где два IGBT соединены последовательно (полумост), прерыватель (chopper), в котором единичный IGBT последовательно соединён с диодом, однофазный или трёхфазный мост. Во всех случаях, кроме прерывателя, модуль содержит параллельно каждому IGBT встроенный обратный диод. Наиболее распространённые схемы соединений IGBT- модулей приведены на рис. 66.

Рис. 66. Схемы IGBT-модулей

Интенсивно развивается технология корпусирования паяной конструкции силовых модулей с целью дальнейшего снижения габаритов и массы, повышения надёжности, энерго- и термоциклоустойчивости, уменьшения теплового сопротивления и стоимости. Эти цели достигаются применением новых материалов и технологий сборки на тонкие и AlN керамические подложки в корпусах с малоиндуктивными выводами, разработкой специальных конструкций силовых модулей с интегрированным жидкостным охлаждением и созданием силовых модулей, включая "интеллектуальные", с использованием матричных композиционных материалов, имеющих хорошие теплопроводящие свойства и низкие, согласованные с кремнием и керамикой, коэффициенты теплового расширения (КТР).

В модулях с интегральным жидкостным охлаждением почти в четыре раза удаётся увеличить отводимую рассеиваемую мощность по сравнению с сопоставимой по электрическим параметрам традиционной конструкцией силового модуля с воздушным охлаждением.

Применение матричных композиционных материалов (MMC-Metal Matrix Composite) открывает новые перспективы в создании высокомощных, компактных, прочных, надёжных силовых модулей. MMC имеют высокую теплопроводность (MMC-150 Вт/(м*К), Cu-370, Al-200, Si-80), низкий КТР (MMC-7, Cu-17, Al-23, Si-4, -7, AlN-7), что позволяет снизить до минимума напряжённости в конструкции модуля, особенно в чипах силовых приборов, обеспечивая хорошую электрическую изоляцию и эффективный отвод тепла. В настоящее время по этой концепции созданы "интелектуальные" силовые модули (выпрямитель-инвертор) мощностью до 100 кВт.

Наряду с развитием технологии паяной конструкции силовых модулей с изолированным основанием (предельные параметры 1,2 кА, 3,5 кВ) продолжает интенсивно развиваться технология прижимной конструкции IGBT- модулей, подобная таблеточной конструкции SCR (Silicon Controlled Rectifier) и GTO - press-pack technology, в которой наряду с уменьшением более чем в 10 раз теплового сопротивления и габаритов значительно улучшены надёжность, термоциклоустойчивость. Наиболее высоких параметров IGBT- модулей прижимной конструкции достигла кампания "Toshiba"(PP HV IGBT-press pack high voltage IGBT).

Целесообразность применения IGBT в дискретном и модульном исполнениях

Дискретные приборы в корпусах ТО-220 и Т-247 ("Fullpak") изготовляются массово и имеют низкую стоимость в расчёте на один ампер номинального тока (максимальное значение рабочего тока 70 А). Сильноточные модули с электрической изоляцией, как правило, содержат ключи, соединённые по полумостовой ключевой схеме или с одноключевой конфигурацией. В этих модулях диапазон номинальных токов находится в диапазоне от 25 А (для полумостовой схемы с напряжением на 1200 В) до 600 А (для одноключевой схемы с напряжением 600 В).

Привлекательными чертами сильноточных модулей являются: наличие электрической изоляции, простота монтажа с охладителем и лёгкость связи с другими модулями для повышения нагрузки цепи. Они также позволяют избежать использования параллельного соединения ключей для токов, превышающих сотни ампер.

Использование приборов в корпусах ТО-220 и ТО-247 со встроенными обратными быстродействующими диодами становится особенно предпочтительным при разработке инверторов. В этом случае требуемое число силовых полупроводниковых компонентов уменьшается на 50 % по сравнению с использованием IGBT и диодов в виде отдельных элементов. Перекрываемые области диапазонов токов, где использование дискретных приборов экономически предпочтительнее по сравнению с сильноточными модулями, могут быть расширены за счёт параллельного соединения отдельных приборов.

Модуль, имеющий наибольший номинальный ток, содержит и наибольшую площадь кремниевого кристалла, которая используется при полной токовой загрузке модуля. В таком же модуле с неполной токовой нагрузкой общая площадь кремния используется частично. Полностью загруженный по току модуль с номинальными параметрами 200 А, 600 В с полумостовой схемой эквивалентен по содержанию кремния восьми дискретным приборам в корпусе ТО-247. Для сравнения такой модуль с частичной загрузкой в 50 А эквивалентен двум приборам в корпусе ТО-247. Так как стоимость модуля существенно зависит от количества содержащегося в нём кремния, полностью загруженный по току модуль имеет более низкую стоимость одного номинального ампера по сравнению с частично загруженным, но стоимость 1 А номинального тока полностью загруженного по току модуля в 1,5 раза и более превышает аналогичный показатель для эквивалентного числа дискретных компонентов.

В противовес преимуществу дискретных компонентов в стоимости компонента необходимо учитывать дополнительные расходы на монтаж, необходимость снижения значений номинальных токов при их параллельном соединении и другие технические факторы, связанные с использованием определённого числа соединённых между собой дискретных компонентов.

Основное различие между дискретными приборами и сильноточными модулями заключается в способе электрической связи их с другими элементами схемы. Дискретные компоненты соединяются с элементами схемы на печатной плате посредством пайки. Максимальное значение токов в контактных соединениях печатной платы обычно не превосходит 100 А в установившихся режимах работы. Это накладывает естественные ограничения на число параллельно соединяемых компонентов. С другой стороны, сильноточные модули имеют выводы под винтовые зажимы. Поэтому они могут соединяться с кабельными наконечниками или непосредственно с токопроводящими шинами. Сильноточные модули также могут напрямую соединятся с печатной платой через сквозные отверстия.

Параллельное соединение дискретных компонентов связано с необходимостью равномерного распределения между ними потерь мощности, по возможности наиболее точного выравнивания значений температур полупроводниковых переходов соединяемых дискретных приборов. Различие электрических характеристик отдельных приборов требует создания для каждого из них определённого запаса по току нагрузки, составляющего примерно 20% максимально допустимого значения. Даже при создании такого запаса по току необходимо обеспечить хороший теплоотвод от каждого прибора, чтобы обеспечить равенство температур полупроводниковых переходов.

Наличие электрической изоляции создаёт в местах крепления приборов к охладителю тепловые барьеры, ухудшающие равномерность распределения температур переходов отдельных приборов. По этой причине приборы в корпусах "Fullpak" (Int-A-Pak, Dual-Int-A-Pak, IMS, SOT, Co-Packs, ZIP, DIP, Flange-B и другие) с электрической изоляцией не идеальны для параллельного их соединения. Параллельно соединяемые приборы следует монтировать на общем охладителе. Если же требуется обеспечить электрическую изоляцию, то приборы следует смонтировать на общей теплоотводящей пластине, обеспечивающей хорошую тепловую связь между переходами приборов. Эта пластина также может использоваться в качестве конструктивного элемента, обеспечивающего механическое соединение приборов. электроизоляционный барьер в этом случае следует создавать между токоведущими частями параллельной сборки приборов и основным охладителем.

Асимметрия в разводке электрических цепей, подключаемых к параллельно соединённым приборам, может привести к значительному различию в выделяемых в каждом из них потерях мощности. Наиболее сильно этот эффект проявляется на коммутационных интервалах работы приборов, что приводит к неравномерному распределению динамических потерь мощности. Наиболее существенно на распределение токов в динамических режимах влияют индуктивности эмиттерных цепей, значения которых по возможности должны быть равными, чтобы исключить разбаланс динамических потерь.

Известно, что динамические потери уменьшаются со снижением значений рабочей частоты и напряжения. В этих случаях простые схемы соединения приборов без симметрирования соединений могут стать вполне приемлемыми. Там, где содержание динамических потерь превышает 15% общих потерь, необходимо уделять значительное внимание разводке цепей, соединяющих дискретные приборы вследствие значительного влияния симметричности цепей. Пример идеального симметричного расположения цепей представлен на рис. 67. При таком расположении и соединении приборов обеспечивается равенство индуктивностей эмиттерных цепей всех соединённых приборов и тем самым обеспечивается выравнивание между ними динамических потерь.

Рис. 67. Симметричная разводка электрических цепей в параллельно соединяемых приборах (кольцевое соединение): 1 - охладитель; 2 - печатная плата; 3 - соединение эмиттеров; 4 - соединение входов низкой стороны

 

4. Тиристоры

4.1. Принцип работы тиристора 

Тиристор является четырехслойным прибором. Создается исключительно на основе кремния. Его структура показана на рис. 68. Вольт-амперные характеристики тиристоров представлены на рис. 69.

Цепь управляющий электрод-катод (УЭ-К) является диодным переходом. В эту цепь допустимо подавать напряжение и управляющий ток только в направлении проводимости этого перехода. При отсутствии тока управления тиристор не проводит при любом знаке напряжения UАК, при условии, что это напряжение не превышает допустимых значений. Допустимые значения оговариваются классом прибора. Обратная ветвь ВАХ такая же, как у диода. Подавая ток управления, прямую ветвь можно изменять. Если подается номинальный ток управления, то прямая ветвь ВАХ превращается в диодную. Тиристор является полууправляемым прибором, т.к. снятие тока управления у проводящего тиристора не приводит к восстановлению прямой ветви. Тиристор является ключевым прибором и управляется импульсами тока управления. Переход с характеристики Iупр=0 на характеристику Iупр.ном происходит очень быстро.

4.2. Основные параметры тиристоров 

1. Класс.

Так же, как и у диода, класс характеризует максимальное повторяющееся напряжение, которое можно прикладывать к прибору как в прямом так и в обратном направлении и при этом он остается в непроводящем состоянии. Uкл=Umax/(1,5…2), Umax=Uпр.maxUобр.max. Классы от 0,5 до 20. Uкл=Кл100 В.

2. Ток прямой номинальный.

Это допустимый средний ток в открытом состоянии. Диапазон токов: 100мА…1000А. Ток оговаривается при естественном и принудительном охлаждении. Принудительное охлаждение потоком воздуха применяется для мощных приборов. При этом оговаривается скорость воздуха.

3. Прямое падение напряжения в открытом состоянии Uпр. откр.

Uпр.откр.=0,8...1,2V.

4. Допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом тиристоре в прямом направлении du/dt. Параметр du/dt приводится в справочнике. du/dt=100…2000В/мкс. Тиристор имеет паразитные межэлектродные емкости - рис. 70. При приложении крутого фронта прямого напряжения может произойти самопроизвольное включение тиристора. Для ограничения du/dt параллельно тиристору подключают конденсатор определенной емкости, как показано на рис. 71. Последовательно с конденсатором включают небольшое сопротивление, т.к. при включении тиристора конденсатор разряжается на него и R необходимо для ограничения тока разряда. Диод параллельно R обычно не ставят. Обычно С=0,2…2мкФ, R=10…100ом мощностью до 25Вт. R-C цепь параллельно тиристору можно не ставить, если выбирается тиристор с большим запасом по классу. Это существенно снижает габариты преобразовательного устройства.

5. Допустимая скорость нарастания тока через открытый тиристор di/dt. При включении тиристора средней и большой мощности ток вначале начинает концентрироваться около управляющего электрода, а затем распределяется по всей полупроводниковой структуре. Концентрация тока, нарастающего с большой скоростью около управляющего электрода, может привести к прожогу структуры. Если di/dt ограничено, то ток успевает распределиться по структуре и разрушения полупроводника не будет. Для ограничения di/dt последовательно с тиристором включается индуктивность L. Часто в качестве L выступает индуктивность трансформатора питания.

6. Время включения tвкл.

Это интервал времени между началом импульса управления и моментом, когда напряжение на тиристоре снизится до 0,1 от напряжения питания. Составляет несколько мкс.

7. Время выключения tвыкл.

Это интервал времени от момента перехода тока анода через ноль до момента приложения к нему прямого напряжения, не вызывающего его отпирания. В несколько раз больше времени включения. Для приборов средней мощности tвыкл=50…300мкс.

8. Ток управления Iупр.

Различают Iупр.длит. и Iупр.имп. Iупр.имп=20…1000мА.

9. Ток удержания Iуд.

Это минимальное значение прямого тока, при котором тиристор остается в открытом состоянии. Обычно IудIупр.длит.

Пример обозначения тиристора: ТХ-100-10-ХХХ. Здесь ТХ - обозначение разработки тиристора, 100 -номинальный ток тиристора в А, 10 -класс тиристора, ХХХ -цифры, регламентирующие параметры du/dt, di/dt, tвыкл.

4.3. Двухполупериодный управляемый выпрямитель

 Схема показана на рис. 72, диаграммы работы - на рис. 73.

Система управления СУ формирует управляющие импульсы, которые могут сдвигаться по фазе на угол относительно напряжений U1,U2 в функции сигнала управления Uу. Для того, чтобы СУ имела точку отсчета для угла (точка перехода синусоиды питающего напряжения через ноль), в СУ вводится сигнал синусоидального напряжения синхронизации Uсинхр, фаза которого жестко связана с напряжением питания. Угол называется угол управления, причем всегда 1=2==0. Схема позволяет регулировать среднее значение напряжения на нагрузке.

4.4. Регулятор переменного напряжения

Схема показана на рис. 69, диаграммы работы - на рис. 70.

Регулируется мгновенное и действующее значения напряжения на нагрузке. Тиристор, который работал, выключается, когда iн=0. Диапазон изменения угла управления =0. При =0 на нагрузке полное синусоидальное напряжение. При = напряжение на нагрузке равно 0. Нарисуйте диаграмму напряжения на тиристоре VS1.

5. Интегральные микросхемы

5.1. Общие положения

Понятие интегральныеозначает, что на одном полупроводниковом кристалле с помощью лазерной обработки, напыления, лигирования и других технологических процессов реализуется большое количество элементов: резисторы, диоды, транзисторы, конденсаторы. Все элементы выполнены на одном основании, поэтому очень велика температурная стабильность работы элементов.

Понятие микросхема означает, что все элементы имеют очень малые размеры, оперируют малыми напряжениями и токами: (токи - доли mA... mA, напряжения - единицы и десятки B). Очень распространены напряжения питания 5B,15B.

Различают аналоговые и цифровые микросхемы. Аналоговые: операционные усилители, компараторы, перемножители. Цифровые: логические элементы, элементы с памятью и др.

5.2. Аналоговые микросхемы. Операционные усилители

Изображение операционного усилителя (ОУ) показано на рис. 71. Вх1-инвертирующий, Вх2 -неинвертирующий. Современное изображение представлено на рис. 72. На изображении операционного усилителя могут быть отражены еще некоторые выводы: выводы питания, вывод балансировки (установка 0 на выходе ОУ), выводы коррекции частотной характеристики. У некоторых ОУ выводы коррекции могут отсутствовать, т.к.они имеют внутреннюю коррекцию. Обозначение ОУ: КХХХУДY. XXX -три цифры серии, Y-разработка в серии. Очень популярный ОУ: К 140 УД 7.

5.2.1. Свойства ОУ

1. Коэффициент усиления Ку. Ку=50000...500000.

Ку=Uвых/UвхUвых/Uвх.

2. Входное сопротивление Rвх.

Rвх=Uвх/Iвх.

  1.  Полоса рабочих частот бесконечна.

4. Выходное сопротивление Rвых0.

Практическая трактовка свойств ОУ

1. Обычно Uп15 В, UвыхUп. При Uп1,2=15В: Uвых.max=1012В. Тогда

Uвх=Uвых/Ку=10/ (100000) =0,0001В=100mkВ0.

Это означает,что напряжение между входами ОУ близко к нулю( рис. 73). Примечание: это свойство справедливо, пока ОУ находится в линейном режиме, т.е. UвыхUвых.max =12...13В.

2. Iвх=Uвх/Rвх0/=0,

т.е. входные выводы ОУ тока не потребляют: Iвх1=Iвх2=0. (рис. 74).

  1.  ОУ является безинерционным устройством.
  2.  Выходное напряжение ОУ не зависит от нагрузки.

5.2.2. Основы схемотехники ОУ

Современные операционные усилители имеют не менее трех каскадов

усиления.

 Входной дифференциальный каскад

Основой его является усилительная схема на двух транзисторах.

Схема входного дифференциального каскада показана на рис. 75. Реализация источника тока I0 представлена на рис. 76. Ввиду полной идентичности транзисторов ток I0 делится между эмиттерами транзисторов поровну.

Рассмотрим случай при Uвх=0. Т.к. эмиттерные токи VT1 и VT2 равны I0/2, то коллекторные токи также равны I0/2 (пренебрегаем малыми базовыми токами). График напряжений на элементах схемы представлен на рис. 77. Uвых=Uвых1Uвых2=0.

При Uвх0 график показан на рис. 78. Под действием положительного входного напряжения VT1-открывается, VT2-закрывается. Uвых= Uвых1Uвых20 - баланс нарушен.

Недостатки такого дифференциального каскада:

1. Выходное напряжение снимается между коллекторами, т.е. не привяза-

но к общей точке.

2. Низкий коэффициент усиления по напряжению при малом уровне тока I0 и конечных сравнительно низких номиналах Rк1 и Rк2.

 

Современный входной дифференциальный каскад

Схема показана на рис. 79. VT1 и VT2 с источником тока I0 пов-

торяют первую схему. Добавлены VT3 и VT4, образующие повторитель

тока эмиттера транзистора VT1. Ток 2Iб при больших коэффициентах усиления 0. Схема на транзисторах VT3 и VT4 называется “токовое зеркало”.

При Uвх=0: IVT1=I0/2, IVT2=I0/2, IVT4=IVT1=I0/2. Т.к. IVT2=IVT4 , то Iн=0. При Uвх0: VT1-открыт, VT2 -закрыт, IVT1=IVT4=I0, IVT2=0, поэтому Iн=Iн1=I0.

При Uвх0: VT1 -закрыт, VT2 -открыт, IVT1=IVT4=0, IVT2=I0, поэтому Iн=Iн2= I0.

 Существуют и другие варианты подобных каскадов. Для получения большого коэффициента усиления операционные усилители обычно дела-

ются трехкаскадными. Следующий второй каскад называется промежуточным каскадом.

Промежуточный каскад

Он может быть выполнен:

а) как первый входной каскад;

б) с общим эмиттером;

в) с общим коллектором.

 

Выходной каскад

Чаще всего применяется реверсивный эмиттерный повторитель на транзисторах разного типа проводимости. Схема его показана на рис. 80.

5.2.3. Основные схемы включения ОУ.

Инвертирующее включение

ОУ обычно применяется с обвязывающими цепями. Применение

этих цепей позволяет выполнять с помощью его математические операции:

алгебраическое суммирование, интегрирование, дифференцирование. Инвертирование - это изменение знака. Одновременно со всеми указанными операциями выполняется усиление входного сигнала.

Типовая схема инвертирующего включения представлена на рис. 81. Схема замещения выходной цепи представлена на рис. 82.

На основе свойств ОУ можно записать следующие уравнения:

Iвх=Uвх/Zвх;

Iос=Iвх;

Iос= Uвых/Zос.

На основе этих уравнений получаем:

 Uвых/Zос=Uвх/Zвх;

Uвых= Zос/ZвхUвх;

Uвых/Uвх= Zос/Zвх,

где Zос/Zвх=Ку -коэффициент усиления схемы.

Отношение Uвых/Uвх в случае, если каждая из этих величин записа-

на в преобразовании Лапласа, называется передаточной функцией схемы.

Понятие передаточной функции - одно из основополагающих понятий тео-

рии управления.

Применение инвертирующего усилителя

 в качестве интегратора

Схема представлена на рис. 83. На ней: Zвх=Rвх; Zос=1/pCос.Тогда

Uвых/Uвх=1/(pCосRвх)=1/pТи,

где Ти=СосRвх-постоянная интегрирования.

Получение этих же зависимостей с помощью подробного описания

на основе двух свойств ОУ:

iвх=uвх/Rвх;

iвх=iос.

Выходное напряжение ОУ:

uвых= –1/Cосiосdt= –1/Cос(uвх /Rвх)dt= –1/(CосRвх)uвх dt –1/(pСосRвх)Uвх.

Диаграмма работы интегратора представлена на рис. 84.

Схема дифференцирования

Схема представлена на рис. 85.

Zвх=1/pСвх; Zос=Rос;

Uвых/Uвх=Rос/(1/ рСвх)= рСвхRос=рТд,

где Тд=СвхRос - постоянная дифференцирования.

Диаграммы работы представлены на рис. 86, где /2 -сдвиг по фазе.

Амплитуда выходного сигнала зависит от Тд (чем больше Тд, тем больше

амплитуда).

 

Схема суммирования

Схема представлена на рис. 87. Исходные уравнения:

I1=Uвх1/Rвх1; I2=Uвх2/Rвх2; I3=Uвх3/Rвх3; Iос=I1+I2+I3; Uвых=IосRос.

Отсюда

Uвых= Uвх1Rос/Rвх1 + Uвх2 Rос/Rвх2 + Uвх3Rос/Rвх3.

Входов может быть сколько угодно, знаки входных напряжений произвольны.

Если в качестве Zос применить Cос, то одновременно с суммировани-

ем будет выполняться и интегрирование.

На практике резисторы устанавливаются величиной 1кОМдесятки кОМ.

5.2.4. Неинвертирующее включение

 

Схема представлена на рис. 88. Другое возможное изображение представлено на рис. 89. Исходные уравнения:

I1=Uвх/R1; I1=Iос; Iос=(Uвых-Uвх)/Rос.

Отсюда

Uвх/R1=(Uвых-Uвх)/Rос; Uвх/R1+Uвх/Rос=Uвых/Rос.

Следовательно,

Uвых=(Rос/R1+1) Uвх =(Rос+R1)/R1Uвх

или

Uвых/Uвх=(Rос+R1)/R1.

 

5.2.5. Ограничитель сигнала 

 

Применение нелинейных элементов позволяет реализовать нелинейную связь между входным и выходным напряжениями. Обычно это выполняется с помощью инвертирующего включения. Характеристика, связываю-

щая входное и выходное напряжения в инвертирующем включении, имеет

вид, представленный на рис. 90. При этом tg=Rос/Rвх.

Схема, реализующая характеристику без отрицательной ветви, представлена на рис. 91.

Ограничение выходного напряжения на заданном уровне может быть выполнено с помощью схемы, представленной на рис. 92.

1. При Uвх>0:

если UR2UVD1+UСТ2, то Uвых=UОГР2=UVD1+UСТ2,

т.е. напряжение на цепи обратной связи будет постоянным.

2. При Uвх<0:

если UR2UVD2+UСТ1, то Uвых=UОГР1=UVD2+UСТ1.

 Когда UСТ1 не равно UСТ2, уровень ограничения UОГР1 будет не равен уровню ограничения UОГР2 . Отметим, что Uвых всегда равно падению напряжения на сопротивлении обратной связи.

5.2.6. Компараторы

Компараторы определяют знак входного сигнала. Компараторы являются связующим элементом между аналоговыми и цифровыми схемами. Для реализации компаратора может использоваться операционный усилитель без обвязывающих цепей Zвх, Zос. Характеристика компаратора должна иметь вид, показанный на рис.93. Чтобы из инвертирующего включения получить компаратор, из схемы необходимо убрать Rос. R1 можно закоротить, как показано на рис. 94. Возможно и неинвертирующее включение ОУ (рис. 95).

Выпускаются специализированные микросхемы компараторов: К521СА3, К554СА3, КР597СА2 и др. Специализированные компараторы обладают повышенным быстродействием и имеют цифровой выход 1 и 0.

Диаграммы работы компаратора представлены на рис.96.

Схема применения компаратора для 

широтно-импульсного регулирования

Схема представлена на рис. 97. Получение пилообразного входного напряжения показано на рис.98. Диаграммы работы исходной схемы показаны на рис.99. В схеме рис.97 ОУ является компаратором , который сравнивает два сигнала - пилообразный и управляющий. Изменяя величину Uупр можно менять длительность интервалов t1 и t2. При этом период выходного сигнала T изменяться не будет, а соотношение между t1 и t2 будет зависеть от Uупр. Варианты:

1. Uупр=0: t1=0, t2=T, Uвых = Uнас.

2. Uупр=Uпил.max/2: t1=t2=T/2, Uвых.ср.=0.

3. Uупр=Uпил.max : t1=T, t2=0, Uвых =Uнас.

Т.о. изменяя величину Uупр от 0 до max можно менять среднее значение выходного напряжения Uвых.ср. от Uнас. до Uнас. Uвых.ср. -это постоянная составляющая выходного сигнала, которая может быть выделена с помощью фильтра. При изменении ширины интервалов t1 и t2 меняется Uвых.ср, поэтому такой способ регулирования среднего значения напряжения называется широтно-импульсное регулирование.

Триггер Шмитта

Он является компаратором с зоной нечувствительности. Зона нечувствительности может быть установлена любая желаемая, например, такой величины, чтобы при определении знака входного сигнала не чувствовался уровень помех во входном сигнале.

Триггер Шмитта строится на основе компаратора, но добавляется положительная обратная связь. Схема представлена на рис.100. В этой схеме на неинвертирующий вход через делитель R1R2 подана часть выходного напряжения, причем знак напряжения на неинвертирующем входе зависит от знака выходного напряжения. Напряжение на неинвертирующем входе называют опорным

Uоп=Uвых/(R1+R2)R2.

Диаграммы работы представлены на рис.101. Иногда Uоп называют пороговым напряжением. Т.о., если полезный сигнал содержит уровень помех меньше Uоп, то эти помехи на определение знака не будут сказываться. Знак определяется только гладкой составляющей опорного сигнала. При отсутствии опорного сигнала при переходе входного сигнала через нуль и наличии помех было бы многократное переключение компаратора за счет помех (рис. 102).

Схема мультивибратора

Мультивибратор является автоколебательной схемой. Выход мультивибратора изменяет свое состояние на противоположное за счет действия времязадающей RC цепи. Составной частью мультивибратора (рис. 103а) является схема триггера Шмитта. При изображении мультивибратора к триггеру Шмитта добавляют времязадающую RC цепь, которая действует на инвертирующий вход ОУ вместо источника внешнего входного сигнала.

Будем рассматривать работу мультивибратора с момента подачи питания в схему. При подаче питания выход примет значение Uнас или Uнас (рис. 104б). В первый момент конденсатор С разряжен и напряжение между входами равно Uоп. При установке в исходное состояние конденсатор С начинает заряжаться.

Между входами ОУ напряжение UопUс, т.к. UопUс, то Uоп определяет выход ОУ. Когда Uс достигнет Uоп, произойдет переключение ОУ на противоположное. В момент равенства этих напряжений ОУ начинает работать в соответствии с его свойствами. Т.к. при этом напряжение между входами близко к нулю и меняет знак на противоположный, то и выходное напряжение меняется на противоположное. При изменении знака выходного напряжения меняется знак опорного и конденсатор начинает перезаряжаться по пунктирной стрелке. Когда положительное напряжение на конденсаторе сравнивается с положительным опорным (момент времени t2), выходное напряжение ОУ изменится на противоположное.

При включении схемы интервал (0-t1) короче, чем последующие интервалы. Для установившегося режима:

t1=t2=t3=...; T=t1+t3R3C1; f=1/T.

5.2.7. Активные фильтры

Фильтры применяются для выделения постоянной составляющей в изменяющемся от времени сигнале. Фильтрация требуется, например, для выходного напряжения выпрямителей, выходного напряжения широтно-импульсного регулятора.

Фильтры первого порядка

Схема представлена на рис. 104. Uвых(р)/Uвх(р) -передаточная функция. ОУ работает в линейном режиме (все свойства действуют). Исходные уравнения:

Uвых(р)/Uвх(р)=Zос/Zвх;

Zос=(R2(1/pС))/(R2+1/pС)=R2/(pR2C+1); Zвх=R1.

Тогда

Uвых/Uвх=R2/R1/(pR2C+1).

Если рd/dt, то UвыхрСR2+Uвых=(R2/R1)Uвх. Решение этого дифференциального уравнения ищется в виде экспоненты.

Фазовращатель

Схема, обеспечивающая идеальный фазовый сдвиг, должна передавать сигнал, не изменяя его амплитуду, но сдвигая его фазу на определенный заданный угол.

Схема:

Рис. 2.26

На выход фазовращателя подан синусоидальный сигнал Uвх частотой 1 кГц и амплитудой 1 В.

Сигнал на выходе Uвых имеет ту же частоту и амплитуду, что и входной сигнал, но запаздывает относительно Uвх на 90o.

В общем виде выражение для выходного напряжения схемы фазовращателя имеет вид.

,

где - фазовый угол.

В фазовращателе резисторы R1= R2= R.

Фазовый угол зависит только от Rвх и Свх и от частоты F входного сигнала Uвх. Они связаны следующими соотношениями:

, (*)

где - измеряется в градусах, F - в герцах, R - в омах, С - в фарадах.

Из уравнения (*) следует, что = -90o градусов тогда, когда Rвх равно реактивному сопротивлению Свх, т.е.

При изменении Rвх от 1 до 100 кОм изменяется приблизительно от -12 до -168o. Таким образом, фазовращатель может сдвигать угол в диапазоне до 180o. Если Rвхи Свх в схеме поменять местами, то фазовый угол будет положительный.

Логарифмические схемы

Логарифмические и антилогарифмические схемы используются для выполнения аналогового умножения и деления, сжатие сигнала и отыскание значений логарифмов и показательных функций

Схема логарифмического преобразователя и усилителя.

Для получения логарифмической характеристики усилителя необходимо иметь устройство с логарифмической характеристикой и включать его в цепь обратной связи. Устройство, обладающее такой характеристикой. Является полупроводниковый p-n переход.

Ток через п/п диод равен:

(*)

где - ток утечки при небольшом обратном смещении, e - заряд электрона (1.6*10-19Кл), U - напряжение на диоде, k - постоянная Больцмана (1.38*10-23Дж/К), Т - абсолютная постоянная температура в кельвинах.

Аналогично можно записать выражение для коллекторного тока транзистора с ОБ:

(**)

где UБЭ- напряжение эмиттер - база, Iэо- ток перехода эмиттер база при небольшом обратном смещении.

Как диод так и транзистор можно использовать для получения логарифмической зависимости.

Схема:

Рис. 2.27

Чтобы показать, каким образом диод в цепи ОС формирует логарифмическую характеристику решим уравнение (*) относительно Uд, учитывая, что Uд=Uвых.

Из уравнения , получим

,

,

Следовательно,

,

так что

Напряжение мВ при 25оС

Построив зависимость Iд=F(Uвых) в линейном масштабе, получим логарифмическую характеристику в масштабе на плоскости U-I.

Рис. 2.28

Если построить зависимость Uвых= F(ln I), то получим прямую линию с наклоном около 26 мВ. Uвых достигает в близи 0.6 В.

Рис. 2.29

Если необходимо иметь большее значение выходного напряжения, то его надо усилить.

Логарифмический усилитель в зависимости от типа диода будет иметь логарифмическую характеристику при изменении входного тока в пределах трех декад.

Логарифмический усилитель имеет выходное напряжение только одной полярности, которая определяется направлением включения диода.

Для получения большого диапазона входного напряжения можно использовать в качестве логарифмического элемента в цепи ОС транзистор, включенный по схеме с ОБ. Так как Iк= -Ir1и решая уравнение (**) относительно UБЭ, получим

Рис. 2.30

Выходное напряжение схемы будет отрицательно при положительном выходном напряжении.

В схеме логарифмической зависимости напряжения UБЭ= F(Iк) используется для получения выходного напряжения, пропорционального логарифму положительного напряжения.

Благодаря потенциальному заземлению инвертирующего входа резистор R1 преобразует напряжение Uвх в ток. Этот ток протекает через транзистор Т1 и создает на его эмиттере потенциал, который на величину падения напряжения UБЭ ниже потенциала земли. Транзистор Т2 служит для температурной компенсации. Источник тока, выполненный на ПТ Т3 задает входной ток, служащий для установки выходного напряжения на ноль.

Второй ОУ является не инвертирующим, его коэффициент усиления по напряжению должен быть приблизительно равен 16, для того чтобы напряжение на выходе изменялось в отношении -1,0 В на декаду входного тока.

В качестве Т1и Т2 используется согласованная пара транзисторов.

Такая схема обеспечивает точную логарифмическую зависимость выходного напряжения в пределах 7 или более декад (от 1 нА до 10 нА) при условии, что транзистор имеет небольшие токи утечки, а ОУ - малый входной ток смещения. Для получения хорошей характеристики при малых входных токов входной ОУ следует точно настроить на ноль сдвига. Конденсатор С1 служит для частотной стабилизации при включении ОС, так как усиление по напряжению в контуре ОС определяет транзистор Т1. Диод Д1 предотвращает пробой и разрушении перехода база - эмиттер Т1 в случае появление отрицательного напряжения на входе, так как Т1 не обеспечивает цепь ОС при положительном входном напряжении ОУ.

Рис. 2.31

Выводы:

  1.  Логарифмический преобразователь строится с использованием в цепи ОС элемента с логарифмической характеристикой.
  2.  Для получения зависимости типа натурального логарифма могут использоваться как п/п диод, так и переход эмиттер - база транзистора. Выходное напряжение логарифмического усилителя пропорционально логарифму на его входе.

6. ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ

Теоретические сведения и расчетные соотношения

Для получения электрических сигналов различной формы используются генераторы гармонических колебаний и импульсов. В основе работы этих генераторов лежат усилительные элементы, охваченные цепью положительной обратной связи. При этом в генераторах гармонических колебаний усилительные элементы работают в активном (усилительном) режиме, а в импульсных генераторах характерными являются граничные режимы усилительного элемента (насыщение или отсечка), переход которых из одного состояния в другое происходит лавинообразно через промежуточный усилительный режим. Скорость этого перехода определяет длительность фронтов генерируемых импульсов и должна быть максимальной.

Гармонические колебания в генераторах поддерживаются частотно-избирательными четырехполюсниками: резонансными 2-С-контурами или другими резонирующими элементами (кварцевые или объемные резонаторы и т.п.), или с помощью фазирующих LС-цепей, включенных в цепь ПОС усилителей.

В импульсных генераторах, которые могут работать в двух режимах:

автоколебательном или ждущем, ПОС создается с помощью LС-цепей или импульсных трансформаторов.

Генераторы гармонических, колебаний. При охвате усилителя ПОС он самовозбуждается, так как коэффициенты усиления на определенных частотах достигают бесконечно большого значения (5.30). Такая схема работает в автоколебательном режиме и является автогенератором, если соблюдаются условия баланса амплитуд

                          KyU *  1                                 (6.1)

и условие баланса фаз

                          k+ = 2**n,                            (6.2) где п = О, 1, 2, 3,... .

  Генераторы гармонических колебаний разделяются на LС-автогенераторы, RС- автогенераторы и кварцевые генераторы.

  Основные типы LС- генераторов приведены на рис. 6.1. Они делятся на схемы с трансформаторной связью (рис. 6.1, и), индуктивной (рис. 6.1, б и г) и емкостной (рис. 6.1, в и д)  трехточкой.

  В схеме рис. 6.1, а используется индуктивная связь обмотки резонансного контура LС, являющегося нагрузкой однокаскадного усилителя по схеме с ОЭ, со второй обмоткой  Loc  включенной в цепь возбуждения усилителя (в цепь базы). Элементы  R1 , R2 предназначены для обеспечения необходимого режима по постоянному току. За счет конденсатора С2, реактивное сопротивление которого на частоте генерации незначительно, заземляется один конец базовой обмотки. Сопротивление контура на резонансной частоте носит чисто активный характер.

Для получения устойчивого автоколебательного процесса с частотой  fг необходимо выбирать транзистор, у которого

h21Э  (h11Э + rос )*C*RK /  M + M / L                                             (6.3)

В схемах LС - автогенераторов рис. 6.1, б, в, г, и часть резонансного кон-тура используется для получения обратной связи. Такие схемы получили название трёхточечных.

     В схемах рис. 6.1, б,г, известных под названием индуктивной трехточки, секционирована индуктивная ветвь колебательного контура, общая точка которого через нулевое сопротивление источника питания переменной составляющей тока присоединена к эмиттеру. Обратная связь между индук- тивностями L1 и L2 (рис. 6.1, б) осуществляется за счет взаимоиндуктивнос-ти M

 Режим по постоянному току и его термостабилизация осуществляются в трехточечных схемах за счет таких же элементов, что и в усилителях (R1,R2, RЭ, CЭ ) Реактивное сопротивление конденсатора обратной связи

Сд на частоте генерации принебрежимо мало.

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиления определяются соответственно из выражении:

          fг  (1/2*)* 1 / C1 *( L1 + L2 +2*M) ;                  (6.4)                      

                      h21Э  (L2 + M)/( L1 + M)                        (6.5)

LC-автогенератор по схеме емкостной трехточки (рис. 6.1, в д) содержит в емкостной ветви колебательного контура два конденсатора С1 и С2. Напряжение обратной связи с последнего поступает во входную цепь усилительного звена. При таком включении конденсаторов полярности мгновенных значений напряжении на их обкладках относительно общей точки противоположны.

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиление определяются соответственно из выражении:

          fг  (1/2*)* 1 / L*C1*C2 /(C1 + C2 ) ;                  (6.4)                      

                      h21Э  C2 / C1                                  (6.5)

Высокими техническими   показателями   обладают LС- автогенераторы гармонических колебании, использующие в качестве усилительных звеньев

ОУ.

                 Большой коэффициент усиления ОУ позволяет, кроме положительной обратной связи, через частотно-избирательный резонансный контур вводить достаточно глубокие дополнительные отрицательные обратные связи, что существенно повышает стабильность частоты генерируемых колебаний. Кроме того, ОУ имеет большое входное и очень малое выходное сопротивления, что позволяет не учитывать их при расчете и проектировании конкретных схем LС-автогенераторов.

Один из типичных вариантов  LС- автогенератор а на ОУ типа 153УД1 показан на рис. 6.1, е. В этой схеме LС- контур включен в цепь ПОС между выходом (вывод 6) и неинвертирующим входом (вывод 3) ОУ. Включение в цепь отрицательной обратной связи между выходом и инвертирующим входом усилителя (вывод 2) терморезистора обеспечивает высокий уровень термостабилизации амплитуды и частоты генерируемых колебаний.

  В RС- автогенераторах, в отличие от резонансной частоты 0 колебательного LC- контура, частоту 0 называют квазирезонансной.

    Для того чтобы из всего возможного спектра частот RС- автогенератор генерировал лишь одну, условия самовозбуждения генератора (6.1), (6.2) должны быть выполнены на этой частоте. По принципу построения RС- авто-генераторы подразделяются на автогенераторы с поворотом фазы сигнала в цепи ПОС на ± 180° на квазирезонансной частоте 0 и автогенераторы без поворота фазы, у которых фазовый сдвиг сигнала в цепи ПОС на квазирезонансной частоте равен нулю.

      RС -  автогенераторы с поворотом фазы содержат усилитель, фаза выходного напряжения которого отличается от (разы входного на 180 °. Поэтому выполнение условия баланса фаз возможно в том случае, когда цепь частотно-зависимой обратной связи (фазирующая цепочка) также обеспечит поворот фазы напряжения на частоте генерации на 180°.

В качестве фазирующих используют цепочки, состоящие из простейших Г-образных RС- звеньев (обычно трех или четырех). Трехзвенная цепочка, так называемая С- параллель, показана на рис. 6.2, а, а R-параллель — на рис. 6.2, в. Частотные и фазовые характеристики цепочек С- и R-параллель приведены соответственно на рис. 6.2, б и 6.2, г.

     Как видно из рис. 6.2, б и 6.2, г, на квазирезонансной частоте фазовый сдвиг  между входным и выходным напряжениями для цепочки R-параллель равен + 180°, а для цепочки С-параллель—  —180°.

На этой же частоте коэффициент передачи напряжения = Uвых / Uвх  для обеих цепочек имеет вещественное значение 0 и равен 1/29. Таким образом, усилительный каскад со сдвигом фазы напряжения усилительного сигнала на 180°, в котором осуществлена ПОС с помощью трехзвенных цепочек R- или С-параллель, может генерировать гармонические колебания с частотой f0 (для цепочки  R-параллель f0 = 0 / 2* = 1/(2**R*С*6), для цепочки С-параллель f0  0 / 2* = 6 /(2**R*С)), если его коэффициент усиления превышает 29, что соответствует также выполнению условия баланса амплитуд (неравенство (6.1)).

      На рис. 6.3 с приведены принципиальные схемы RС-автогенераторов на биполярных транзисторах цепочками С-параллель (а, б) и R-параллель (в, г).

    Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиления ,

определяются соответственно из выражении:

для схем рис. 6.3, а, б

f г =      1    * (7+ (3/m));                        (6.8)

              2**R*С

                   h21Э.кр = 21   + 32*m + 3/m,                (6.9)     

где  R = R1 = R2 = R3 = m*R0  ; C= C1 /m = C2 = C3   ;   R3 = R3 = Rвх   ;   m     (1+ h21Э )*U0K / 3*(ЕK - U0K ) ;

для схем рис 6.3, в, г

  f г =      1    * (1/(4* m +6 ));                        (6.10)

          2**R*С

 h21Э.кр = (23   +   29*m + 4/m)* R3 /(R3  + Rвх ),              (6.11)

где m = Rвых /(R3 Rвх ) = 2...5; R = R1 = R2 = R3  Rвх ; C= C1 * m = C2 = = C3 . 

  Зависимость критического коэффициента передачи по току от входного сопротивления усилительного каскада обусловливает необходимость применения транзисторов с h21Э > 45…60 , что  может быть обеспечено далеко не каждым транзистором. Этот недостаток можно устранить применением составного включения транзисторов или дополнительного каскада по схеме с ОК, согласующего фазирующую цепочку с усилительным звеном (рис.6.2, б, г). Однако наибольший эффект может быть получен при использовании в качестве усилительного звена ОУ.

На рис. 6.4, а, б показаны схемы RС-автогенераторов на ОУ с фазирующими цепочками С-параллель и R-параллель. Поскольку частотно-избирательная RC-цепь включена между выходом и инвертирующим входом ОУ, общий Фазовый сдвиг в замкнутой петле равен 360, что обеспечивает выполнение условия баланса фаз. В связи с избыточностью коэффициента усиления ОУ условие баланса амплитуд обеспечивается без затруднения. Большое входное и малое выходное сопротивления ОУ позволяют осуществить режим практически идеального согласования фазирующей цепи

с усилительным звеном. При этом частота генерации определяется выражениями

fг = 6 /(2**R*С)) — для схемы 6.4, а;               (6.12)

fг = (2**R*С*6) —для схемы рис. 6.4, б.              (6.13)

RС- автогенераторы без поворота фазы используют в качестве частотно-зависимых элементов последовательно-параллельную RС- цепочку (мост Вина) (рис. 6.5, а), квазирезонансная частота и коэффициент передачи которого определяются выражениями

                    f0 = 1 /(2**R*С);                            (6.14)

                       0= 1/3,                                   (6.15)

где R = R1 = R2  , C= C1 = C2   , а его   АЧХ и ФЧХ приведены на рис. 6.5, б, или двойной Т- образный мост   (рис. 6.5, в), АЧХ и ФЧХ которого приведены на рис. 6.5, е.

     Квазирезонансная частота и коэффициент передачи двойного Т- образного моста определяются выражениями

           f0 = (n /(2**R*С)),                               (6.16)

         0 =(4* n-1)/ 4* n+(1/(2*n)+ 1                         (6.17)

где R = R1 = R2 , C= C1 = C2  ;  2C/C3 = R/2R3 = n.

  В зависимости от выбора значения n изменяются соотношение между элементами и качественные показатели. При n = 2C1 = C2 = C3  = С ,R3 = 0,25R;

при n = 0,5  C3 = 4 С, R1 = R2 = R3 .

       На рис. 6.6 приведены принципиальные схемы RС- автогенераторов на биполярных транзисторах, выполненных с мостом Вина (а) и двойным Т-образным мостом (б). Включение эмиттерного повторителя на транзисторе VТЗ исключает влияние входного сопротивления схемы с ОЭ на параметры фазирую-щей цепи, а следовательно на f0 и 0 .

       При отсутствии эмиттерного повторителя из-за шунтирования резистора R2  входным сопротивлением Rвх схемы с ОЭ на транзисторе VТ1, которое невелико, частота квазирезонанса и значение коэффициента передачи определяются выражениями:

          

 f0 = fг = 1/(2**((R1 *  R2 * Rвх /(R2 + Rвх* С12)               (6.16)

         0 = 1/ 1+ R1*R2 + Rвх ) / R2*Rвх + С1 / С2              (6.17)

   Из формул (6.18) и (6.19) следует, что квазирезонансная частота увеличивается, а коэффициент передачи напряжения при этом уменьшается.

   В схеме рис. 6.6, б с двойным Т-образным мостом ПОС не зависит от частоты и реализуется с помощью элементов RЭ1 , RЭ2 , Cр1 , Rос .Так как транзистор VТ1 с ОЭ сдвигает фазу входного сигнала на 180°, то избира-тельный 2T-мост образует цепь ООС и общий фазовый сдвиг по замкнутой петле усилитель —2Т-мост равен 180°. При этом на частоте квазирезонанса, f0 отрицательная связь отсутствует, т.е.  = 0 , к = 0, а   0 = тin.

 На рис. 6.7, а показана схема автогенератора на ОУ с мостом Вина, который подключен между выходом и неинвертирующим входом ОУ, пой, этому общий фазовый сдвиг по замкнутой петле равен нулю, что обеспечивает условие баланса фаз. Частотно-независимая ООС осуществляется с помощью двухполярных диодных ограничителей VD1, VD2, которые уменьшают значение сопротивления R3 при увеличении амплитуды выходного сигнала.

На рис 6.7, б приведена схема генератора с 2T-мостом, включенным между выходом и инвертирующим входом ОУ. На частоте квазирезонанса сдвиг фаз 2T-мостом равен 0°.

      Генераторы прямоугольных импульсов с RС- связями. Эти генераторы находят наиболее широкое применение и могут работать в автоколебательном или ждущем режимах. Они могут выполняться на дискретных элементах, логических интегральных микросхемах и операционных усилителях.

  Наиболее распространенная схема транзисторного автоколебательного мультивибратора (МВ) приведена на рис. 6.8, а. В этой схеме в каждом из квазиустойчивых состояний один транзистор открыт, а другой —закрыт. При этом конденсатор закрытого плеча заряжается через эмиттерный переход от-крытого транзистора (вспомогательный цикл), а конденсатор открытого  плеча заряжается через эмиттерный переход плеча перезаряжается от исходного напряжения ЕК  к—ЕК через открытый транзистор и соответствующий резистор R1 или R2.

     Пороговым напряжением является напряжение отпирание транзистора, составляющее доли вольта, поэтому обычно принимают Uпор  0. При достижении напряжения на конденсаторе (а значит, и на базе закрытого транзистора) Uпор  схема переключается и начинается новый цикл. На выходах uвых1 и uвых2  формируются прямоугольные импульсы с противоположными фазами и длительностями, определяемыми по формулам [16; 21]:

 tи1 = R2C2 ln(2EK + IK0  (R2 – RK2 ) )  / (EK + IK0  R2 )            (6.20)

tи2 = R1C1 ln(2EK + IK0  (R2 – RK1 ) )  / (EK + IK0  R2 )            (6.21)

Если выполняются условия

 EK > IK0  R1 , EK >> IK0  R2 ,                                 (6.22)

будем иметь

tи1 0.7*R2C2                                  (6.23)

                      tи2 0.7*R1C1                          (6.24)

Длительность отрицательного фронта выходного импульса при запирания транзистора из-за заряда конденсатора через коллекторное сопротивление равна

     

t -ф1 3*RК1C1                          (6.25)

t -ф2 3*RК2C2                            (6.26)

         

Длительность положительного фронта обычно принимают t+ф 3. Условие насыщения открытого транзистора

R1,2 min RKI,2            (6.27)

а максимальная скважность импульсов

                     Qmax = min /3 +1        (6.28)

Рассмотренная схема может быть преобразована в ждущий генератор (одновибратор) (рис. 6.8, б). Из-за положительного смещения от источника

 Есм через делитель  RI, R2 на базу VТ1 последний в ждущем режиме заперт (устойчивое состояние). При запирании VТ2 по цепи ПОС открывается VТ1.

Основные параметры рассчитываются аналогично схеме МВ. Время восстановления в исходное состояние составляет t вос 3*RК1C  .

   В схеме ждущего генератора (рис. 6.8, в) ПОС осуществляется через общее эмиттерное сопротивление RЭ, а выходная цепь не связана с процессами перезаряда конденсатора, поэтому она имеет меньшую длительность t -ф и меньшую зависимость процессов переключения от нагрузки.

Расчет выходных параметров импульсов ведется по формулам [16, 21]

t и 0,7RC,                               (6.29)

t вос ( 3…5)RК1C.                           (6.30)

Автоколебательный мультивибратор на логических элементах И-НЕ представлен на рис. 6.9, а. Схема представляет собой два усилителя, охваченных перекрестными ПОС через времязадающие RС - цепи. Скачок напряжения на выходе, например, первого логического элемента (ЛЭ)  DD1 через конденсатор передается на вход второго ЛЭ DD2, устанавливая на его выходе ноль. При этом конденсатор С1 разряжается до нуля, восстанавливая свое исходное состояние, а С2 заряжается через резистор R2. При этом квазиустоичивое состояние схемы сохраняется до тех пор, пока уменьшающийся из-за заряда конденсатора С2 ток не приведет к уменьшению напряжения на входе DD2 до порогового значения. С этого момента схема переключается в другое квазиустойчивое состояние.

Длительность импульсов на выходах схемы определяется уравнениями [5, 16, 21]:

tи1 =(R2 + R1вых 2 ln((U1вых -U0вых + UR2 )/Uпор )

            (R2 + R1вых 2 ln((U1вых /Uпор )                      (6.31)

           tи2 =( R1  + R1вых ) С1 ln((U1вых - U0вых + UR1 )/Uпор )

             ( R1  + R1вых ) С1 ln((U1вых / Uпор )                  (6.32)

где U1вых и  U0вых —напряжения логической единицы и логического нуля; UR2 и UR1 —падения напряжения на резисторах R1 и R2 от протекания входного тока I0вх микросхемы при низком уровне входного сигнала; R1вых —выходное сопротивление микросхемы при высоком уровне входного напряжения.

Для исключения «жесткого» запуска мультивибратора, при котором оба ЛЭ могут иметь низкий уровень напряжения на выходе, в схему включаются элементы DD3 и DD4 (см. рис. 6.9, б). При этом если uвых1 = uвых2 = U0вых,        на выходе DD3 устанавливается 1, на выходе DD4—0, который, передаваясь на вход DD2, устанавливает на его выходе U1вых , исключая тем самым начальное нерабочее состояние.

Подобно схемам на дискретных элементах автоколебательный MB на ЛЭ может быть преобразован в схему ждущего MB (рис. 6.10, а). В этой схеме при

uзап =0, uвых1 = U0вых,  , uвых2 = U1вых, конденсатор практически разряжен. При поступлении короткого запускающего импульса элементы DD3 и DD1 переключаются, uвых1 = U1вых,. Этo напряжение через конденсатор С передается на вход DD2, также переключая его. Это состояние сохраняется до тех пор, пока падение напряжения на входе DD2 от тока заряда конденсатора не снизится до Uпор, После этого схема возвращается в исходное состояние, которое устанавливается после разряда конденсатора. Длительность

выходного импульса при R > > R1вых, [14]

tи RC ln((U1вых - U0вых + UR )/Uпор )  ln((U1вых /Uпор )              (6.33)

где UR= I 0вх R.

Более стабильно работают схемы ждущих MB с элементами задержки вынесенными из цепи ПОС (рис. 6.10, б). В исходном состоянии на выходе элемента DD2 — логическая единица, так как на его входе действуют взаимоинверсные сигналы, на выходе DD1 — логический нуль, так как на его Входах две единицы. Конденсатор С заряжен до напряжения U1вых . С приводом короткого положительного запускающего импульса опрокидывается элемент DD4, затем элементы DD1, DD3 и DD2. На выходе элемента DD3 устанавливается логический нуль, который после окончания запускающего импульса поддерживает схему в квазиустойчивом состоянии. Конденсатор С разряжается через резистор R и выход открытого элемента DD3. Когда напряжение на нем уменьшится до порогового напряжения DD2, схема возвращается в исходное состояние, которое характеризуется восстановлением напряжения на конденсаторе С.

_ Длительность выходного импульса определяется приближенной формой 16, 21]                           

         tи ( R   + R0вых ) С ln((U1вых / Uпор )    ( 6.34)

Схема автоколебательного MB на ОУ представлена на рис. 6.11 ,а. Схема скачком переходит из одного квазиустойчпвого состояния в другое при напряжении на конденсаторе С.

  Напряжение же uвых меняет свой знак при переключении схемы, принимая значения U+вых max или U-вых max  и формируя тем самым новое значение порога схемы.

    Длительность квазиустойчивых состояний для положительного и отрицательного выходных импульсов [5, 21]

                                                                                      (6.35)

Для изменения частоты и скважности выходных импульсов можно подать в точку а напряжение Е   или ввести ассиметрию вовремязадающую цепь (показано шгрихами).

    Аналогичный принцип может быть использован и для построения на ОУ ждущего МВ (рис. 6.11, б). В ждущем режиме uвых = U-вых max  диод VD1 открыт и шунтирует конденсатор С. Напряжение на неинвертирующем входе определяется делителем на резисторах R1, R2 :

                                          

     При подаче на вход положительного импульса выходное напряжение ОУ инвертируется, принимая значение U+вых max , диод VD1 закрывается и начинается заряд конденсатора С через резистор R к напряжению U+вых max. Это продолжается до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет напряжения на неинвертирующем входе, равного Uсь2 = U+вых max .

      После этого схема возвращается в исходное состояние, определяемое перезарядом конденсатора от напряжения Uсм2 до 0 .

     Длительность выходного импульса определяется  уравнением (6.35),

                                          (6,36)

  Блокинг-генераторы. В этом типе генераторов прямоугольных импульсов ПОС осуществляется при помощи импульсного трансформатора, связывающего выходную и входную цепи транзистора. Основная схема блокинг-генератора (БГ) в автоколебательном режиме представлена на рис. 6.12. Параметры импульсов, генерируемых этой схемой, определяются следующими соотношениями [24].

Длительность фронтов выходного импульса

tф 2,3 * nБ [ ( 1 + (Rвх /Rн) + Rвх С) ],             (6.37)

где nБ = Б /К — коэффициент трансформации; Б ,К — число витков базовой и коллекторной обмоток; Rн =  Rн / n2н , Rвх =  Rвх / n2Б —сопротивления нагрузки и входное сопротивление транзистора, приведенные к коллекторной цепи; СК —емкость коллекторного перехода.

Длительность вершины зависит от соотношения между постоянными времени  транзистора и входной цепи вх  (Rвых + RдБ , где Rвх.н - входное сопротивление транзистора в режиме насыщения.

Если вх >> , то

         tи = L((nБ / Rвх )- 1/ Rн ) .                    (6,38)

             (L / СБ )*(nБ / R2вх )+1

Если вх << , то

         tи  1-  /(nБ  СБ Rн ) .                    (6,39)

              1/ +/(nБ L СБ )

где L —индуктивность намагничивания.

 Длительность паузы

tп =CR ln(1+(UСБmax /(EK + IK0 R )))  ,                     (6.40)

где UСБmax —максимальное напряжение на конденсаторе в начале паузы.

Генераторы пилообразном напряжения (ГПН). Этот тип генераторов составляет особый класс импульсных генераторов, в которых усилительные элементы для стабилизации тока заряда конденсатора, обеспечивающей линейность нарастания напряжения на конденсаторе времязадающей цепи, работают в активном (усилительном) режиме, а состояние отсечки или насыщения характерно для стадии восстановления напряжения исходного состояния конденсатора.

  Схема ГПН с параметрическим токостабилизирующим элементом на транзисторе VТ2 приведена на рис. 6.13, п. Транзистор VТ1 предназначен для восстановления напряжения на конденсаторе С после его линейного разряда через транзистор VТ2.

Коэффициент нелинейности схемы [24]

        =(Umax RЭ /UБ2 )*((1/ Rвых Б2 )+ 1/ Rн )                     (6,41)

где Umax  UБ2 tи /( RЭ С) — амплитуда выходною напряжения; RвыхБ2 1/h22Б - выходное сопротивление транзистора VТ2, включенного по схеме с общей базой.

    Длительность выходного импульса tр определяется длительностью входного, а время восстановления tвос =3СRK .

     Схема ГПН с ПОС представлена на рис. 6.13, б. Коэффициент нелинейности в ней равен [24]

            =Umax /EK [(1-kU )+ (C/ C0 )+ (R /Rвх )],            (6,42)

где kU = RЭ /( h11Э +RЭ)— коэффициент усиления по напряжению эмиттерного

повторителя; Rвх  RЭ — входное сопротивление эмиттерного повторителя.

     Время восстановления исходного состояния

             tвос  (UmaxСRБ )/( ЕK)+ 3C0R0.                         (6.43)

  

  Схема ГПН с ООС представлена на рис. 6.13, в, где транзистор VТ2 — токостабилизирующии, а VТ1 — ключевой.

   Коэффициент нелинейности этой схемы 124]

                          (Umax /EK )*(R/ЕK),                   (6,44)

а время восстановления tвос =3СRK1 .

     Большой эффект для повышения качества работы ГПН дает применение ОУ (рис. 6.14). Наиболее простая схема ГПН с ООС (рис. 6.14, и).

Её  коэффициент нелинейности

                       tи вхОУ RС ,                        (6,46)

а максимальная амплитуда выходного напряжения

                Umax =-(Uвых max /RC)tи вх ).                            (6,46)

   В схеме рис. 6.14, б ОУ заменяет эмиттерный повторитель в схеме 6.13, б.

Задавая коэффициент усиления Коу с помощью резисторов R1 и R2, можно получить коэффициент нелинейности, близкий к нулю, если соблюдается соотношение [16]

                      R2 /R1 =С /C0 +R/Rвх ОУ                         (6,47)

  Значение минимального е определяется разбросом номиналов резисторов R1 и R2 и входного сопротивления Rвх ОУ .

  Максимальная и минимальная амплитуды выходного напряжения [16]

                    Umax =(EK / RKC)tи вх ,                            (6,48)

                    Umin =-(Eсм / R2)*R1 .                            (6,49)

    Время восстановления пилообразного напряжения

               tвос tи /(( RK  / RБ )-1) ,                         (6,50)

  Схема автоколебательного ГПН с ООС приведена на рис. 6.14, в [16]. В ней ОУ DА1 работает как компаратор, а ОУ DА2 — как токостабилизирующий элемент, подобный схеме (рис. 6.14, а).

  Максимальная амплитуда выходного сигнала в этой схеме

                  Umax =(2Uвых max  / R3)*R4 ,                         (6.51)

длительность рабочего хода

                   tр = 2R2С(R4 /(R3+R4 ))   ;                      (6.52)

длительность восстановления

       tвос = 2*(R1R2 /(R1+R2 ))*С* (R4 /(R3+R4 ))  ;                   (6.53)

                    

                     КОНТРОЛЬНЫЕ ЗАДАНИЯ

Задание 6.1. Дан LC-автогенератор гармонических колебаний, построенный на биполярном транзисторе по схеме, указанной в табл. 6.1. Выполнить:

  1.  Построение схемы генератора.
  2.  Выбрать напряжение источника питания, рассчитать элементы смещения.
  3.  Рассчитать элементы резонансного контура и сопротивления обмотки катушки индуктивности.
  4.  Из условий самовозбуждения определить величины элементов обратной связи.
  5.  Определить амплитуду стационарных колебаний.
  6.  Расчет одноконтурного LC-автогенератора состоит из расчета режима работы транзистора и расчета контура. В большинстве случаев рассчитывается критический режим работы генератора, характеризующийся наибольшей полезной мощностью при высоком к.п.д. Угол отсечки коллекторного тока в критическом режиме составляет = 90°.

Таблица 6.1

Номер

варианта

Тип схемы

генератора

Частота fГ

Рвых (вт)

а (кГц)

б (МГц)

1

2

Индуктивная трехточка

Емкостная трехточка

200

400

1

2

0,15

0,13

0,5

0,14

0,17

0,3

0,17

0,14

0,2

0,17

3

4

5

С трансформаторной ОС

Индуктивная трехточка

Емкостная трехточка

300

500

700

3

4

5

6

7

8

С трансформаторной ОС

Индуктивная трехточка

Ёмкостная трехточка

800

600

550

1

2

3

9

10

С трансформаторной ОС

Индуктивная трехточка

600

800

4

5

                      Методика выполнения задания

      1. Тип транзистора выбирается из условия, что при заданном значении Рвых мощность PK , которую должен отдать транзистор в контур, составляет PK= Pвых/K , где K = 0,5 ... 0,8 — к.п.д. контура (при повышенных требованиях к стабильности частоты к.п.д. контура выбирают в пределах 0,1 ... 0,2), при этом у выбранного

Транзистора PKmax  PK  ; tmax > fГ .

    2. Коэффициент использования коллекторного напряжения выбирают из соотношения

        =1-2PK /( E2K sK 1K ),

где sK = IK /U—крутизна линии критического режима (рис. 6.17, а) выбранного транзистора; 1K ,0K —коэффициенты разложения импульса коллекторного тока для (рис. 6.17, б); EK=6...12 В—напряжение источника питания цепи коллектора

  3. Основные электрические параметры режима: амплитуда переменного напряжения на контуре UmK = EK ; амплитуда первой гармоники коллекторного тока IK1m = 2PK / UmK ; постоянная составляющая коллекторного тока

IK0 = 0K IK1m / 1K ; максимальное значение импульса тока коллектора

IK.и max =IK1m / 1K ; мощность ,расходуемая источником питания в цепи коллектора, P0 = IK0  EK ; мощность, рассеиваемая на коллекторе,

PK.рас = P0 -PK < PKmax  ;эквивалентное резонансное сопротивление контура в цепи коллектора Rрез = EmK/IK1m  ; коэффициент передачи тока в схеме с ОБ на рабочей частоте h21Б (fГ)= h21Б /(1+(fГ/ fh21Б)), где h21Б — коэффициент передачи тока на низкой частоте; fh21Б —предельная частота коэффициента передачи гока биполярного транзистора выбранного типа;

h21Б = h21Э /(1+h21Э), где h21Э — коэффициент передачи тока биполярного транзистора в режиме малого сигнала в схеме с ОЭ; амплитуда первой гармоники тока эмиттера IЭ1m =IK1m /h21Б(fГ) ; амплитуда импульса тока эмиттера IЭ.и max =IЭ1m 1Э  , где , — коэффициенты разложения импульса эмиттерного тока для угла отсечки  Э тока эмиттера (рис. 6.17, б) определяемого по формуле  Э =90°- fГ /fh21Б.

  4. Амплитудное значение напряжения возбуждения на базе транзистора, необходимое для обеспечения импульса тока эмиттера
I
Э.и max , определяют по формуле

               UБЭm = IЭ и max /[(1-cosЭ)s0 ] ,               

где s0 = IK /UБЭ   при U= const — крутизна характеристики тока-коллектора (рис. 6.15, в).

  5. Напряжение смещения на базе, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера, определяется по формуле

                   UБЭ.см = Ес + U1БЭ m * cos Э ,

где Ес = ± 0,1...0,3 В — напряжение среза, которое определяется по спрямленным характеристикам IK = f(UБЭ)  при U= сопst (рис. 6.15, в), знак при Ес определяется типом биполярного транзистора (плюс для п-р-п, минус для р-п-р).

  6. Для выполнения условия баланса амплитуд необходимо чтобы коэффициент обратной связи

 Ксв  = UБЭm / UmK   Kсв min  = 1 /( s0 *Rрез ).                 

   

  7. Сопротивление резисторов R1 и R2 (рис. 6.1, а, б, в) определяется по формулам:

                   R2 = UБЭсм / Iд ;     R1 =(EK - UБЭсм )/ Iд ,

где Iд 5 IБ0 =5 IК0 / h21Э - ток делителя; IБ0 — постоянная составляющая тока базы транзистора.

    Мощность, рассеиваемая на резисторах R1 и R2, соответственно равна   PR1 =  = I2д R1 ; PR2 = I2д R2 .

    Для схемы рис. 6.2, г сопротивление резистора RБ =UБЭ m / IБ0 = UБЭ h21Э/IК0.

  8. Индуктивность дросселя Lдр в цени базы транзистора (рис.6.2,г)  определяется  из   выражения Lдр =36* 10-2 /(С БЭ f2Г), где СБЭ —емкость эмиттерного перехода транзистора.

  9. Емкость разделительного Ср и блокировочного Сф конденсаторов Ср = 10... 20 С БЭ ; Сф =15 *103 / fГ .

 10. Элементы цепочки термокомпенсации (рис. 6.1,б) RЭ UЭ / IЭ0 ; СЭ (5... 30)* 103 /( fГ RЭ) , где UЭ  (0,7... 1,5) В —падение напряжения на резисторе RЭ ; IЭ0 —постоянный ток эмиттера (IЭ0  IКо); СЭ выражается в микрофарадах, если fГ  в мегагерцах, а RЭ в килоомах.

 11. Добротность нагруженного колебательного контура подсчитывается по формуле  Q'=Q (1 - k),

   где Q —добротность ненагруженного контура; Q = 80... 120 при fГ  = 0,3...3 МГц; Q =100...140 при fГ = 3...6мГц; Q = 150...200 при fГ = 6... 15 мГц; Q= 200...300 при fГ = 15... 30 мГц; Q= 200...300 при fГ  30 мГц.

  12. Минимальная общая емкость контура

       

                 СK min  (1...2) р(пФ),

где  р = с/ fГ — рабочая длина волны колебаний; с — скорость света. В общую емкость входят емкость конденсатора Ск и вносимые (паразитные) емкости: выходная емкость транзистора, емкость катушки контура, емкость монтажа и др. Величина составляет десятки пикофарад.

Емкость конденсатора контура Ск СK min —С вн . Эта формула дает ориентировочное значение емкости Ск, которое затем уточняется в процессе настройки.

 13. Индуктивность контура Lk= 0,282 2 р/С  I2k min кгп1п, где Lк— в микрогенри; С I2k min — в пикофарадах;  p — в метрах.

   14. Волновое сопротивление Zс и сопротивление потерь Rп контура Zс = = 10 3 (L k / Ck min), где Zс —в омах; L k — в микрогенри ; С k min —в пикофарадах; Rп=

=  Zс/Q'.

    15. Сопротивление, вносимое в контур, Rвн = Rk k/(1— k).

    16. Полное сопротивление контура R k =Rп +R вн .

      Примечание. При расчете LС- автогенератора по схеме рис. 6.2, а необходимо определить параметры трансформатора TV (r1 ,r2 ,n, rос , Lk ,Lн  , Loc , noc ): r1 = Rk(1 —TV)/2 — сопротивление первичной обмотки; TV  -к.п.д. трансформатора, зависящий от мощности трансформатора (при РTV< 1Вт TV = 0,7... 0,82; РTV= 1. • • 10 Вт, TV = 0,8...0,9; РTV = 10... 100 Вт, TV_= 0,9... 0,94; РTV > 100 Вт, TV= 0,96...0,98); n   Uвых2 /UmK — коэффициент трансформации; полагая М  = Kи Lk , находим r2 из выражения

Rk = r1+ 2Г М2 (r2 + Rн), где Ки — коэффициент связи между обмотками трансформатора: Ки = 0,5 ... 0,9 при сильной связи; Ки =0,01 ... 0,5 при слабой связи. Сн = 1/(2Г Lн), где Lн =n2 Lk ,

nос  UБЭm / UmK ; Loc = n2oc Lk ; Moc = Ки ос М.

  17. Амплитуда колебательного тока в нагруженном контуре определяется выражением Imн. к = (2 Pk /R k).

    18. Определяем индуктивность L2 (емкость конденсатора С2) связи контура с базой транзистора

L2 = Kсв Lk , С 2=Ск(1+1/Kсв).

   19. Находим индуктивность (емкость) связи контура с базой транзистора L1 

= Lk — L2 ; C1= Ск (1 + Kсв).

 20. Емкость конденсатора С2 (рис. 6.1, а) выбираем из условия, чтобы на частоте генерации его сопротивление составляло 0,05 от R2:

                     С 2 = 20/( Г R2).

    21. Для схемы рис. 6.1, а проверяем условие амплитуды

   h11Э Rk Ck + Мос

       Мос     Lk

     

Задание 6.2. Дан RС- автогенератор гармонических колебаний, построенный на операционном усилителе К140УД7 по схеме, указанной в табл. 6.2.

Используя справочные данные усилителя К, U+вых , U-вых , Rвх, Rвых и данные табл. 6.2, необходимо:

1. Построить схему генератора.

2. Рассчитать элементы схемы генератора.

Таблица 6.2

Номер

вариан-

та

Тип генератора

Частота fГ

Uвых(В)

а(кГц)

б(кГц)

1

С фазосдвигающей RС-цепью

0,1

0,2

2

2

С фазосдвигающей сR-цепью

0,4

0,6

4

3

С мостом Вина

0,8

1,0

6

4

С двойным Г-мостом

1,2

1,5

8

5

С фазосдвигающей RС- цепью

2,0

2,5

3

6

С фазосдвигающей СR-цепью

3,0

4,0

5

7

С мостом Вина

5.0

7,0

7

8

С двойным Г-мостом

8,0

10,0

4

9

С фазосдвигающей СR-цепью

10

15

6

10

С мостом Вина

20

30

5

Методика выполнения задания

Расчет RС- автогенераторов на ОУ с фазовращающими цепочками. Операционные усилители позволяют сравнительно просто строить RС- автогенераторы с фазовращательными цепочками или мостового типа.

  1. При расчете RС- автогенераторов с фазовращательными цепочками  принимают: R1   = R2 = R3 = R ; C1 = C2  = C3 = С (рис. 6.4, а, б).

    2. Для получения высокой стабильности частоты и уменьшения влияния паразитных емкостей усилителя и монтажа принимаем С > (200...300) пФ.

    3. В зависимости от вида фазовращающей цепочки сопротивление резистора R:

R = 1/(2 fГ (6С)) — для трехзвенной цепочки R-параллель;

К = (6/(2 fГ С))—для трехзвенной цепочки С-параллель.

     4. Коэффициент отрицательной обратной связи определяют из условия самовозбуждения генератора

 1/[(1,6 ... 2) Ку U kp],

где Ку U kp  18.4 для генератора с трехзвенной цепочкой.

    5. Общее сопротивление в цепи отрицательной обратной связи

      Rос =R(1-) /.

    

  6. Принимаем R5 = (0,1...0,3) /Rос и вычисляем величину сопротивления потенциометра R5

R5 = Rос  R4  .

  С помощью резисторов R4, R5 регулируется коэффициент передачи ОУ, обеспечивающий устойчивое самовозбуждение с определенной амплитудой и формой выходного сигнала.

      Расчет RC-автогенераторов с мостовыми, схемами.

      Расчет схемы рис.6.7,а.

  1. Сопротивление резистора R и емкость конденсатора С:     R1   = R2 = R ; C1 = C2  = С ; С >500 пФ; R = 0,159/(С/fГ ). Если получаем     R > 50 кОм, то выбираем новое значение емкости  С и производим расчет заново.

  2. Максимальное сопротивление потенциометра R4 = 0,45 R.

 3. Сопротивления резисторов цепи отрицательной обратной связи R1 =1,3 R; R2 = 2R ; R3 = R.

 Емкость разделительного конденсатора Ср определяем из условия минимального падения напряжения Ср = 0,3/( fГ = Rн), где fГ (кГц), Rн(к0м), Ср(мкФ).

 5. Выбор диодов VD1, VD2 производят из условия rД   10 R3 , где rД = дифференциальное сопротивление диода.

      Расчет схемы 6.7, б.

 1. Задаемся коэффициентом n = 0,5 (п = 0,5...2).

 2. Сопротивление R1 =R2 = R  (Rвх Rвых), где Rвх , Rвых — соответственно входное и выходное сопротивления ОУ.

 3. Сопротивление R3 = R/(2n) = R .

 4. Емкость конденсатора C1 = С 2 = С =n/(2 fГ R).

 5. Емкость конденсатора С 3 = 2С/n = 4C.

 6. Коэффициент передачи моста из (6.17) па частоте генерации

  0 = (4n - 1)/[2n + (1/2n) + 1] = 1/4.

 7. Коэффициент усиления неинвертирующего усилителя обеспечивающий условие самовозбуждения (6.1),

КуU =1/0

 8. Сопротивление резистора R4 выбирается равным (1...10) кОм.

 9. Сопротивление резистора R5 = R4уU - 1).

Интегральный таймер 555 (К1006ВИ1)

Микросхема представляет собой таймер для формирования импульсов напряжения длительностью Т=1,1RC (R и C - внешние времязадающие элементы) от нескольких микросекунд до десятков минут.

    Предназначена для применения в стабильных датчиках времени, генераторах импульсов, широтно-импульсных, частотных и фазовых модуляторах, преобразователях напряжения и сигналов, ключевых схемах, исполнительных устройствах в системах управления, контроля и автоматики. Содержит 51 интегральный элемент. Корпус типа 2101.8-1 и 4309.8-A.

Функциональный состав:

I - компаратор на-пряжения; II - триггер; III - выходной усилитель. 

Назначение выводов:

1-общий; 2-запуск; 
3- выход; 4-сброс; 5-упр.нпряжение; 
б-порог; 7-разряд; 8-питание (+Uп). 

Электрическая схема



 Схемы включения

6. Цифровые интегральные микросхемы

6.1. Общие понятия

Анализ и синтез цифровых схем проводят на основе Булевой алгебры. Джон Буль - английский математик XIX века.

Цифровые схемы оперируют с логическими переменными, которые обозначаются буквами латинского алфавита. Над логическими переменными можно совершать 3 основных действия:

операция ИЛИ;

операция И;

операция НЕ.

ИЛИ - логическое сложение (дизъюнкция).

И - логическое умножение (конъюнкция).

НЕ - инверсия, отрицание.

Обозначение этих действий:

ИЛИ обозначается +,(V);

И обозначается ,(/\);

НЕ обозначается чертой над логической переменной.

6.2. Основные свойства логических функций 

Переменная, связанная логическими операциями, образует логическую функцию. Свойства логических функций:

1. Свойства логического сложения.

0+0=0;

0+1=1;

1+1=1.

2. Свойства логического умножения.

00=0;

01=0;

11=1.

3. Свойства отрицания.

  

 

Приведенные соотношения называются аксиомами.

Основные свойства в общем виде:

а+0=а; а0=0;

а+1=1; а1=а;

а+а=а; аа=а;

  

6.3. Основные логические законы

 1. Переместительный закон

a+b=b+a;

ab=ba.

2. Сочетательный закон

(a+b)+c=a+(b+c);

(ab) c=a (bc).

 3. Распределительный закон

a (b+c)=ab+bc;

a+bc=(a+b) (a+c).

Доказательство: a+bc=a(1+b+c)+bc=a+ab+ac+bc=a(a+c)+b(a+c)=(a+c) (a+b).

4. Закон поглощения

a+ab=a(1+b)=a;

a(a+b)=a+ab=a.

 5. Закон склеивания

 

6. Закон отрицания (законы Моргана)

 

Законы Моргана позволяют реализовать функционально полные системы на элементах И-НЕ, ИЛИ-НЕ.

6.4. Функционально полная система логических элементов

 Функционально полная система - это такой набор элемеентов, используя который можно реализовать любую сколь угодно сложную логическую функцию.

Набор из основных логических элементов И, ИЛИ, НЕ является естественно функционально полным. Функционально полные системы могут быть реализованы также на элементах И-НЕ, ИЛИ-НЕ. Реализация основных логических функций на элементах И-НЕ доказывается следующими соотношениями:

Для И:

Для ИЛИ:

Для НЕ:  

 

6.5. Обозначения, типы логических микросхем и структура ТТЛ

Обозначения основных логических микросхем показано на рис. 105. В корпусе микросхемы содержится несколько логических элементов. Типы логических микросхем:

1. ТТЛ - транзисторно-транзисторная логика.

Выпускаются серии: К133, К155, К555, К1531, К1533.

2. КМОП - микросхемы на основе комплементарных полевых транзисторов по структуре металл-окисел-полупроводник: К176, К561, К1561.

3. ЭСЛ - эмиттерно-связанная логика: К500.

Структура ТТЛ логического элемента 2И-НЕ представлена на схеме рис.106. На входе схемы используется многоэмиттерный транзистор VT1, который имеет 2 эмиттера для организации двух входов. VT2,VT3 образуют усилительные каскады.

Рассмотрим работу схемы. При нулевом сигнале на входе 1 протекает ток через R1,Б-Э VT1, ключ Кл на общую точку ОТ. VT1 работает в ключевом режиме, на эмиттер подан ноль, напряжение на на базе составляет примерно 0,6в. Тогда через переход Б-К транзистора VT1 и базовые переходы транзисторов VT2, VT3 ток протекать не может, т.к. эта цепь закорочена переходом Б-Э VT1. Значит, ток через Б-Э VT2 и Б-Э VT3 отсутствует, транзисторVT3 закрыт, напряжение питания приложено к выводам К-Э VT3, следовательно, напряжение на выходе схемы соответствует 1. Логический элемент по одному из входов реализует логическую функцию НЕ (0 на входе, 1 на выходе).

 При 1 на входе ток по входной цепи протекать не может. Закоротка Б-К VT1 отсутствует. Ток может протекать по цепи 5В, R1, Б-К VT1, Б-Э VT2, Б-Э VT3.Транзистор VT3 открыт. Он закорачивает выход с ОТ, что соответствует 1 на выходе.

Для реализации функции ИЛИ-НЕ в рассматриваемой структуре используют параллельное включение транзисторов. На рис.107 приведена схема элемента 2ИЛИ-НЕ. В этой схеме параллельно включены транзисторы VT2 и VT2'. Работу схемы поясняет таблица.

Основные функции И, ИЛИ, НЕ могут быть изображены в виде схем из контактов реле. Катушки реле являются входами таких схем. Элементу И соответствует последовательное соединение контактов - рис.108. Элементу ИЛИ соответствует параллельное соединение контактов - рис.109. Работа схем поясняется приведенными таблицами. Сигнал 0 на входе соответсвует разомкнутому состоянию контакта, 1- замкнутому. Столбец значений выходного сигнала записывается на основе аксиом.

Основные параметры логических элементов

1. Напряжение питания Uпит=+5В+(510)%.

2. Быстродействие.

Характеризуется временем переключения(изменение состояния на противоположное), составляет 5...50 нс.

3. Помехоустойчивость (по входу).

Определяется тем уровнем помех на полезном сигнале, который не приводит к ложному изменению состояния элемента. У большинства ТТЛ -элементов порогом срабатывания их является напряжение Uпор=1,4В, т.е. напряжение от 0 до 1,4В воспринимается как 0, а 1,4В и больше воспринимается как 1.

4. Потребляемая мощность.

5. Нагрузочная способность (по выходу).

Составляет несколько миллиампер.

6. Выходные параметры ТТЛ:

Логической 1 соответствует Uвых2,4В, логическому 0 соответствует Uвых0,4В.

6.6. Синтез комбинационных логических схем

Комбинационные схемы - это схемы, которые не содержат элементов

памяти и элементов выдержки времени.

Последовательность синтеза следующая:

1. Задаётся словесный алгоритм работы схемы.

2. Составляется таблицы истинности.

3. Записывается исходная логическая функция и выполняется её минимиза-ция.

4. Выполняется реализация полученной логической функции на логических элементах.

Пример: требуется построить логическую схему голосования на 3 вхо-

да: cигнал на выходе схемы равен 1, когда большинство входных сигналов равно 1.

Составляем таблицу истинности: таблица истинности - это табличная запись алгоритма. Обозначим входные переменные: x1,x2,x3. В таблице истинности для входных переменных должны быть записаны все возможные комбинации. Число строк в такой таблице равно 2 в степени n, где n -количество входных переменных. Выходная логическая функция записывается по словесному алгоритму (рис.110). Когда две или три входных пере-

менных равны 1, выходная функция тоже равна 1.

По таблице истинности может быть записано логическое выражение. Форма записи по таблице истинности называется совершенно нормальной формой. Существует две формы записи: дизъюнктивная совершенно нормальная форма - сокращенно ДСНФ, конъюнктивная совершенно нормальная форма - КСНФ. Обычно запись ведётся в дизъюнктивной форме. В этой форме записи принимаются во внимание строки, в которых логическая функция принимает значение 1. Произведения переменных этих строк складываются логически. ДСНФ для нашего примера:

 

Можно принимать во внимание строки с нулевым значением функции, только при этом каждая строка - это сумма переменных строки, а между собой суммы переменных соединяются произведением. Функция называется КСНФ.

Дальше выполняется следующий этап синтеза - минимизация, т.к. реализация логической функции по ДСНФ является достаточно сложной ввиду большого размера выражения для f. Цель минимизации - упростить выражение до такого вида, которое далее бы не упрощалось. В результате получается, так называемая, тупиковая форма.

6.6.1. Методы минимизации

Минимизация может быть выполнена несколькими способами.

1. На основе законов алгебры логики.

Недостаток метода - сложно выбрать из законов подходящий закон для очередного упрощения, трудно наметить путь преобразования, нельзя гарантировать, что полученная упрощенная форма является тупиковой.

2. Метод карт Карно.

Применяется при числе переменных n<5...6.

3. Метод Квайна и его модификации. Является табличным, не имеет ограничений по количеству переменных. Сложный, но хорошо поддаётся

алгоритмизации и исполнению на ЦВМ.

 Минимизация с помощью карт Карно

Карта Карно представляет собой прямоугольную таблицу, в которой число клеток равно 2 в степени n. Карта заполняется на основе таблицы истинности или записи логической функции в ДСНФ.

Для приведенного выше примера таблица истинности имеет вид, представленный на рис. 111. Внутри карты Карно записываются значения

логической функции. Значения входных переменных записываются по кра-

ям карты. Каждая входная переменная делит поле карты пополам. Для од-

ной половинки поля значения входных переменных равны 1, для другой - 0. При расстановке переменных необходимо соблюдать следующее правило:

соседние столбцы и строки должны различаться только одной переменной. Значение входной переменной, равное 1, принято охватывать скобочкой.

Там, где нет скобочки, значение переменной равно 0. Возможно другое обозначение переменной по краю Карты (рис. 112).

Далее единицы в карте Карно объединяются контурами. Правила нанесения контуров:

1. Каждый контур должен быть прямоугольным.

2. Количество клеток внутри контура должно быть равным 2 в степени n,

где n=1,2,3,...

3. Одни и те же клетки с единицами могут входить в несколько контуров.

4. Размеры контуров должны быть как можно большими, а число контуров

как можно меньше.

Запись минимизированного выражения по карте Карно с нанесенны-

ми контурами выполняется по следующим правилам:

1. Количество слагаемых в дизъюнктивной форме равно количеству конту-

ров.

2. Из конъюнкции переменных исчезают те переменные, границы изменения которых пересекаются контуром.

Для рассматриваемого примера:

В этом выражении x1x2 записано из первого контура, x2x3 - из второго контура, x1x3 - из третьего контура.

Реализация по этому выражению имеет вид, представленный на рис.

113. Реализация требует 2 корпуса микросхем.

Для уменьшения количества корпусов преобразуют полученную логическую функцию по законам Моргана и записывают её в базисе И-НЕ

или в базисе ИЛИ-НЕ. Применение законов Моргана позволяет избавить-

ся от “+” в логической функции или от произведений. Один из законов Моргана имеет вид:

Изменим запись закона

 

Запись справедлива для любого количества элементов. Под a и b можно понимать логические выражения. Применим формулу для нашего выраже-

ния:

 

Реализация по данному выражению показана на рис. 114. Реализация требу-

ет два корпуса микросхем.

6.6.2. Примеры минимизации, записи функции и реализации

Пример 1 (рис. 115).

Свойство 5 в Правилах нанесения контуров можно понимать так, что края карты не являются границами. Говорят, что карта Карно представляет собой “бублик”. Она может быть соединена по левому и правому краю, образуя цилиндр, а затем по верхнему и нижнему краю, образуя ”бублик”. Для

нашего примера

f = x3.

Реализация представлена на рис.115.

Пример 2 (рис.116).

Логическая функция имеет вид:

f=x1 + x2 = x1x2.

Реализация - рис.117. Реализация после применения закона Моргана - рис.118.

Пример 3. Рассмотрим типовую функцию, которая называется “Сумматор по модулю 2” или “Исключающее ИЛИ”. Таблица истинности

для неё имеет вид (для двух входов), представленный на рис.119. Обозначе-

ние функции “Исключающее ИЛИ”:

 f=x1 x2.

Карта Карно для этой функции показана на рис.120.Она показывает, что

нельзя организовать контур с несколькими единицами, т.е. минимизация

невозможна и логическую функцию можно записать только в ДСНФ

 

.

Обращаем внимание, что .Реализация представлена на рис. 121. Требуется 2 корпуса.

Пример 4. Вид карты Карно для четырёх входных переменных показан на рис.122.

6. 7. Интегральные триггеры

В отличие от комбинационных логических схем, триггеры - это последовательностные схемы, т.е. устройства с памятью. Их выходные сигналы зависят не только от сигналов на входах в данный момент времени, но и от ранее воздействовавших сигналов.

Типы триггеров в зависимости от способов управления:

1. Асинхронные или не тактируемые.

2. Синхронные или тактируемые.

Изменение состояние асинхронного триггера происходит сразу же после изменения сигналов на его управляющих входах.

У синхронного триггера изменение состояния под действием управляющих сигналов возможно только при присутствии сигнала на специальном тактовом входе. Тактирование может осуществляться импульсом (т.е. потенциалом) или фронтом импульса (т.е. перепадом потенциала). Поэтому различают триггеры со статическим и динамическим управлением. Существуют также универсальные триггеры, которые могут работать как в тактируемом, так и в не тактируемом режиме. Чаще всего применяются синхронные триггеры, которые обладают большой помехоустойчивостью.

Типы триггеров в зависимости от функционального назначения:

1) RS - триггеры;

2) D - триггеры;

3) JK - триггеры;

4) T - триггеры.

На основе триггеров строятся счетчики, регистры, элементы памяти, которые составляют основу ЦВМ.

 

6.7.1. RS асинхронный триггер

Реализация на элементах 2И-НЕ имеет вид, представленный на рис.123. На нем обозначено: S - Set - установка, R - Reset - cброс. Черточки над S и R означают инверсию, т.е. управление триггерами ведется нулевыми сигналами. При подаче 0 на инверсный вход S на выходе Q устанавливается 1. При подаче 0 на инверсный вход R на выходе Q устанавливается 0. Одновременная подача нулевых сигналов на оба входа запрещена. Отсутствие входных управляющих сигналов на обоих входах - это состояние хранения предыдущей информации (память). Отличительная схемотехническая особенность триггера - это наличие обратной связи с каждого выхода на вход. На основе корпуса с элементами 2И-НЕ можно реализовать 2 триггера. Функционирование RS триггера можно записать на основе таблицы истинности (рис. 124). Состояние выходов триггера определяют нулевые сигналы на входах. Форма сигналов на управляющих входах, представлена на рис. 125. При подаче питания такой триггер встает в одно из возможных состояние Q=1 или Q=0. Заранее это определить нельзя.

Реализация RS триггера на элементах 2ИЛИ-НЕ показана на рис. 126. Состояние его выходов определяют 1 на входах, т.к. черточек над R и S нет. Это означает, что управление ведется 1. Таблица истинности представлена на рис. 127.

 

6.7.2. Асинхронный D - триггер

Буква D в названии триггера - это начальная буква слова Delay-задержка. Основой D -триггера является RS триггер, у которого выполняется условие несовпадения управляющих сигналов, а управляющий вход у триггера один (рис.128). Диаграммы работы представлены на рис.129.

 6.7.3. Синхронный D - триггер со статическим управлением

Схема такого триггера (рис.130) имеет вход D -информационный вход и вход C -вход синхронизации. Логические элементы 2И-НЕ на входе при подаче на вход C единичного сигнала разрешает пройти на выход триггера сигналу с входа D. При подаче на вход С нулевого сигнала -на выходе логических элементов появляется единица, информация на выход со входа D не проходит и триггер хранит предыдущую информацию. На вход С всегда подаются импульсы постоянной частоты. Частота обычно выбирается достаточно высокой по сравнению с частотой изменения сигнала на входе D. Обозначение триггера на схемах показано на рис. 131. Диаграммы работы приведены на рис. 132. В серии 155 выпускается 2 типа D -триггеров со статическим управлением: К155ТМ7, К155ТМ5.

6.7.4. Синхронный D -триггер с динамическим

 управлением

Триггеры с динамическим управлением обычно строятся по структуре двухступенчатого триггера, содержащего ведущий и ведомый триггеры. Это так называемая структура MS (ведущий-ведомый).

Обозначение на схемах показано на рис. 133. R и S -это установочные входы, используются при включении триггера для предварительной установки в нужное состояние. Выпускается триггер K155TM2. Значок на входе C говорит о том, что синхронизация триггера осуществляется по фронту импульса синхронизации, подаваемого на вход C. Если применяется значок , то синхронизация осуществляется по спаду импульса синхронизации. Диаграммы работы триггера приведены на рис.134.

6.7.5. Синхронный JK - триггер

Буква J обозначает слово Jump-прыжок, K- Keep-держать. Выпускается триггер К155ТВ1, он является универсальным.

Обозначение на схемах показано на рис.135. Значок на входе C говорит о том, что синхронизация триггера осуществляется по спаду импульса синхронизации, т.е. при С=10: Q -var.

Возможные режимы работы:

1. J=1, K=0. Это режим записи Q=1 по спаду сигнала синхронизации С=10.

2. J=0, K=1. Это режим записи Q=0 по спаду сигнала синхронизации С=10.

3. J=1, K=1. При этом Q=var по спаду сигнала С=10. Это счетный режим работы.

4. J=0, K=0 или С=0=const. При этом Q=const. Это режим хранения информации.

6.7.6. T - триггер 

Это счетный триггер. Обозначение на схемах показано на рис.136, диаграммы работы - на рис.137. Т - тактовый вход. С приходом тактового импульса Т- триггер изменяет свое состояние на противоположное.

На рис. 138 показано преобразование JK - триггера в T- триггер, а на рис 139 - преобразование D - триггера в Т- триггер.

6.7.7. Вспомогательные схемы для триггеров.

Схема генератора импульсов

Схема представлена на рис.140.

Она используется для получения импульсов, подаваемых на вход С или Т синхронных триггеров. Основой схемы является RS - триггер, у которого одна обратная связь с выхода на вход заменена конденсаторной обратной связью. Величина сопротивления резисторов R300 Ом. Резисторы R обеспечивают лучшую возбуждаемость генератора и стабильность работы. Триггер имеет управляющий вход. В режиме генерации на вход управления должна быть подана 1, при 0 - генерация запрещена.

Форма выходных импульсов и диаграммы напряжений в различных точках схемы приведены на рис. 141. Период работы T=t1+t2=f(C).

Формирователь импульса

Формирует импульсы заданной ширины. Схема приведена на рис.142, диаграммы работы - на рис.143. Инверторы на входе и выходе схемы придают ей универсальность - в качестве входа можно использовать Вх.1 или Вх.2, а в качестве выхода -Вых.1 или Вых.2 или Вых.3.

Триггер Шмитта

Триггер Шмитта – пороговое устройство, которое обеспечивает фиксацию даже незначительных изменений входной величины. Высокий коэффициент усиления достигается за счет внедрения положительной обратной связи. Пример реализации триггера Шмитта на логических элементах приведен на рис. 2.3.

Рис. 2.3 Триггер Шмитта на логических элементах

Для обеспечения регенеративного переключения необходимо выполнения условия:

.

Рис.2.4 Диаграмма уровней триггера Шмитта

Пороговые значения при этом:

7. ЦАП и АЦП

Цифроаналоговые преобразователи (ЦАП) численные данные преобразуют в аналоговый сигнал, чаще в напряжение или в ток и служат для связи цифровых и выходных устройств. Аналогоцифровые преобразователи (АЦП) осуществляют обратное преобразование и являются промежуточными звеньями между датчиками сигналов и цифровыми схемами их обработки.

7.1 ЦАП с матрицей резисторов R-2R

В ЦАП используется метод суммирования токов, пропорциональных весовым коэффициентам двоичных разрядов. К входу матрицы подключается прецизионный источник опорного напряжения Uo с током потребления Iвх = Io * 2n.

Эквивалентное сопротивление цепи справа от "сечения 0" равно Rэ0 = 2R. Сопротивление цепи справа от "сечения 1" равно Rэ1 = R + 2R||Rэ0 = 2R. Значком || обозначено параллельное соединение двух сопротивлений. Рассуждая таким образом найдем, что Rэn-1 = R + 2R||Rэn-2 = 2R и полное сопротивление цепи со стороны входа, на который подается напряжение Uo, равно Rэ = 2R||Rэn-1 = R, т.е.равно номиналу R независимо от числа звеньев матрицы. Теперь можно найти величину тока

Io*2n = Uo/R      (1)

Нетрудно подсчитать, что ток в узле n-1 делится пополам, одна половина ответвляется в сопротивление 2R, а другая в сопротивление Rэn-1 тоже равное 2R. Половина попадающая в узел n-2 также делится пополам и т.д. Величина тока в каждой "ветке" равна Io*2i, т.е. пропорциональна весовому коэффициенту 2i.  Суммирование токов осуществляется с помощью операционного усилителя (ОУ), включенного по схеме сумматора (см. рис.64). Часть схемы, слева от ОУ, выпускается промышленно в виде микросхем, например К572ПА1,2 и 1108ПА1.

Электронные ключи Кл управляются входными сигналами di цифрового кода. Левое положение ключа на рисунке эквивалентно нулевому значению i-го разряда, а правое - единичному. Относительно ОУ необходимо сделать известные допущения:

1)Коэффициент усиления ОУ без ОС стремится к бесконечности,

2)Rвх обоих входов тоже бесконечно велико.

Отсюда следует, что во-первых разность потенциалов dUвх на входах ОУ близка к нулю, т.к dUвх = Uцап / (К = бесконечности) и следовательно потенциал инверсного входа ОУ тоже близок к нулю и,во-вторых,током каждого входа ОУ можно пренебречь. Сумма токов втекающих в узел (*) и вытекающих из него равна нулю, поэтому можно записать: Ioc + сумма(Io * 2i * di) = 0 или сумма(Io * 2i * di) = -Iос. Подставляя в последнее выражение значение Io из формулы (1) получим: -Iос = (Uо/(R * 2n)) * (сумма(di*2i)). В свою очередь, Uцап = Iос * Rос. Подставляя сюда значение Iос и учитывая, что Rос = R получим окончательную формулу напряжения на выходе ЦАП:

                 n-1

                 ___

             Uо  \                  Uо*D     

   Uцап = - ----  > (2i * di) =   - ---- ,      (2)

             2n  /__                 2n   

                 i=0

где D = сумма(2i * di) - десятичный эквивалент цифрового кода на входах ЦАП. Пусть число разрядов n = 10 и Uо = -10.24В, тогда Uцап = (10.24/1024)*D и находится в пределах (0, 0.01, 0.02 ... 10.22, 10.23)В. Передаточная характеристика такого ЦАП показана на рисунке.

Верхний квадрант относится к -Uо, а нижний к +Uо.

На рисунке внизу показано применение униполярного ЦАП для формирования пилообразного напряжения.

 

7.2 Биполярный ЦАП

 

 

4.3 Четырехквадрантный ЦАП

Недостаток биполярного ЦАП - ненулевое значение входного кода при нулевом выходном напряжении. Преодолеть этот недостаток можно, если договориться какие-то двоичные числа считать положительными, а другие - отрицательными. Одним из двоичных кодов для чисел со знаком является "дополнительный до двух" код, в котором число с противоположным знаком находится инверсией исходного числа и увеличением результата на единицу. Причем старший бит обозначает знак числа. Если он равен единице, число отрицательное, если равен нулю - положительное. Минимальное отрицательное 10-ти разрядное число 10..00(BIN) = - 512(DEC). Максимальное положительное 01..11(BIN) = 511. Максимальное отрицательное 10-ти разрядное число 11..11(BIN) = -1(DEC). Минимальное положительное 00..01(BIN) = 1(DEC). Проинвертировав старший бит, получим передаточную характеристику расположенную в зависимости от знака Uо в четырех квадрантах, с нулем посередине. Такой ЦАП называется четырехквадрантным. 

 

7.4 АЦП поразрядного уравновешивания

(последовательных приближений)

 

Метод аналогичен взвешиванию груза. В старший разряд регистра записывается 1 (на весы кладется самая большая гиря). Если входное напряжение больше напряжения соответствующего этой единице (груз тяжелее гири), единица в старшем разряде сохраняется (гиря остается на весах), если наоборот - единица заменяется нулем (гиря снимается). Затем единица записывается в предпоследний разряд (ставится следующая гиря) и процесс уравновешивания повторяется. Количество приближений равно числу разрядов преобразователя.

Пусть число разрядов АЦП равно 10 (см. рисунок внизу). ЦАП начинает цикл преобразования с приходом "положительного" импульса на вход R. Высоким уровнем этого сигнала регистр RG1 обнуляется, а переход сигнала R к нулю запускает внутренний генератор и схему управления.

 

В момент t0 в старший разряд регистра RG1 записывается лог."1" (гиря с наибольшим весом). На выходах регистра RG1 появляется код 10..00(BIN) = 2^(n-1) = 512. ЦАП генерирует напряжение Uцап(n-1) = Uо * 2^(n-1) / 2^n = Uо / 2. Аналоговый компаратор сравнивает напряжения, и если Uцап(n-1) <= Uвх, то единица в старшем разряде сохраняется, если Uцап(n-1) > Uвх, в старший разряд записывается ноль.

В момент t1 единица записывается в предпоследний разряд (n-2) и на выходах регистра RG1 появится код: Qn-1,1,0,0,..,0 равный сумме двух кодов: (Qn-1) * 2^(n-1) - значения старшего бита, полученного в предыдущем такте, и 2^(n-2) = 0100..0(BIN) = 256 - цифрового кода с уменьшенным в два раза "весом". Выходное напряжение Uцап(n-2) = Uцап(n-1) * Q(n-1) + Uо *2^(n-2) / 2^n = (Uo / 2) * Q(n-1) + Uо / 4 опять сравнивается с входным. Если Uцап(n-2) <= Uвх, то единица в предпоследнем разряде сохраняется, если Uцап(n-2) > Uвх, в (n-2)-ой разряд записывается ноль.

Описанный процесс производится в общей сложности n-раз. В конце цикла преобразования схема управления вырабатывает импульс готовности ~RDY, который записывает полученный код в выходной регистр. Этот же импульс выводится наружу, для оповещения. Время преобразования Tпреобр = tclk*n. где tclk = t(i+1)-ti период повторения тактовых импульсов внутреннего генератора. Временные диаграммы и условное обозначение АЦП приведены рисунке.

По этому принципу действия выпускаются преобразователи типов 572ПВ1 и 1113ПВ1(А..В).  Зависимость прямого двоичного кода D от входного напряжения: D = |(Uвх * 2^n)| / Uo, где D десятичный эквивалент кода на входе АЦП.

 

7.5 АЦП параллельного типа

В таком АЦП весь диапазон входного напряжения разбивается на 2^n интервалов. Каждому интервалу соответствует опорное напряжение Uо(i), снимаемое с делителя напряжения, и свой аналоговый компаратор, сравнивающий Uвх с Uо(i).

 

Для любого входного напряжения в диапазоне (0 .. ¦Uo¦)В найдется такой i-ый компаратор, входное напряжение на котором будет больше или равно опорному U(i). В этом случае на выходе этого компаратора напряжений и на выходах всех компараторов с номерами меньшими i появится "1", а на выходах остальных "0". Приоритетный шифратор сформирует двоичный код, равный наивысшему номеру входа на котором еще присутствует единица. Полученный код через управляемые инверторы/повторители, выполненные на элементах равнозначности, защелкивается в выходном регистре.Учитывая логику работы шифратора, заключающуюся в том, что если на его входах с 1-го по (n-1)-ый одни нули, то единица обязательно должна быть на нулевом входе, можно сэкономить на нулевом компараторе. В этом случае нулевой вход шифратора постоянно подключен к "1", и если входное напряжение находится в пределах 0 <= ¦Uвх¦ < ¦U(1)¦, то нулевой код на выходе генерируется автоматически. Элементы ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ-ИЛИ-НЕ при значении Mi = 0 инвертируют выходной сигнал шифратора, а при Mi = 1 повторяют его. Зависимость выходного кода от режима дана ниже:

M1

M0

Выходной

код

1

1

прямой

0

0

обратный

0

1

дополнительный прямой

1

0

Дополнительный обратный.

Быстродействие достигается, как за счет параллельного принципа работы, так и за счет конвейерного передвижения информации внутри АЦП (см.рисунок).

В момент t0 положительным фронтом сигнала C происходит защелкивание кода от предыдущего цикла преобразования. В момент t1 компараторы открываются и начинается сравнение входного напряжения с опорным в текущем цикле. Когда тактовый сигнал C станет равным нулю (момент t2), шифратор отпирается по входу C и начинает преобразование текущего значения Uвх в код. Следующий цикл преобразования начинается в момент t3, когда производится запоминание в регистре текущего кода и его появление на выходах в момент t4, одновременно с началом сравнения на входах компараторов следующего значения напряжения. Время преобразования Tпр = Tclk, т.е. примерно на порядок меньше, чем у АЦП последовательных приближений. По такой схеме выполняются преобразователи типа 1107ПВ1,..5.  

7.6 Задачи и упражнения

 На входы цифроаналогового преобразователя поданы следующие сигналы: D3D2D1D0 = 0100 , Uo = -8v. Укажите абсолютное значение напряжения на выходе ЦАП.

Пояснения к решению :1) Вспомним, что Uвых = - (Uo / 2^n) * D, где n- число разрядов ЦАП ( из условия задачи видно, что n = 4 ). 2) D - десятичный эквивалент двоичного кода на входе ЦАП = 0100(BIN) = 4(DEC).

Поэтому ответом будет:  2 вольта.

 

Напряжение Uo цифроаналогового преобразователя равно 16 вольт. Укажите число разрядов n ЦАП, если при увеличении двоичного кода на цифровых входах ЦАП на единицу, Uвых изменилось с -1,5в до -1,75в.

Пояснения к решению : 1) Уравнение Uвых = - (Uo/2^n)*D, где n- число разрядов ЦАП, необходимо решить относительно n при известных D и Uвых.

Ответ: 6 разрядов.

 

На входы АЦП поданы следующие сигналы: Uвх = 2.5v, Uo = 8v. Укажите двоичный код D3D2D1D0 на выходе АЦП.

Пояснения : Уравнение для ЦАП необходимо решить относительно выходного кода. D = (Uвх * 2^n) / Uo , далее все просто..

 

К входам D3D2D1D0 счетчика приложены сигналы 0111. Uo = -8v. Укажите значение напряжения на выходе ЦАП с учетом знака после прихода 3-го импульса на входе C.

Пояснения : 1)Из рисунка видно, что счетчик суммирующий (+1). 2)Сигналом L=1 в счетчик записывается BIN-код = 0111 = 7(DEC). 3)С приходом 3-го счетного импульса код на входе ЦАП станет равным 4)Остается найти напряжение на выходе ЦАП по приведенной ранее формуле (не забыв про знак).

Ответ:  5 вольт.

 На вход C счетчика поступило 2 импульса. Вычислите напряжение на выходе униполярного ЦАП в момент времени отмеченный знаком +, с учетом значений на входах Di и временных диаграмм L,C. Внизу рисунка приведено содержимое памяти.

 Адрес : 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 a b c d e f

 Код   : 1 8 e f b 6 9 2 7 c a d 4 0 5 3

Пояснения : 1)Сигналом (L)oad производится загрузка кода Q3Q2Q1Q0 = D3D2D1D0 = 0100(BIN) = 4(DEC). 2)Отмечаем, что счетчик вычитающий (-1), поэтому 2 импульса уменьшат код на его выходах до двух. 3)Из схемы видно, что выход Q0 соединен с входом A1,..,Q2 c A0,.. и.т.д то есть код на входах A3..A0 памяти будет другим (=4). 4)Находим код Y3Y2Y1Y0, соответствующий полученному адресу A3A2A1A0 и преобразуем его в BIN код (b = 1011). 5)Переставляем биты этого кода Y0 -> X2 , Y1 -> X3 , Y2 -> X0 , Y3 -> X1. 6)Полученный код 1110 преобразуем обратно в десятичное число, подставляем в формулу ЦАП и получаем ответ, не забывая про знак.

Ответ:  U = -14 вольт

8. Практические занятия

 8.1. Однофазная однополупериодная схема выпрямления

 

Задача любого выпрямителя - сформировать однополярное напряжение с заданой величиной постоянной составляющей Ud. В идеальном случае график выпрямленного напряжения должен быть прямой линией. Схема выпрямления и идеальная ВАХ диода VD представлены на рис.146.

Трансформатор Т нужен для того, чтобы на нагрузке Rн иметь заданный уровень выпрямленного напряжения. Графики напряжений и тока в схеме показаны на рис.147. Uд - действующее значение первичного напряжения, U2 -напряжение на вторичной обмотке трансформатора.

+

  положительная полуволна;

 

()

  отрицательная полуволна.

(+)

 

Равенство S1 и S2 определяет уровень Ud. Диаграммы с учетом реальных свойств диода показаны на рис.148.

Работа схемы при прямоугольном напряжении представлена на рис. 149.

8.2. Однофазная двухполупериодная схема выпрямления 

Усложнение схемы выпрямления делается для того, чтобы приблизить мгновенное выпрямленное к значению среднего выпрямленного напряжения. Среднее выпрямленное напряжение это постоянный уровень. Мгновенное выпрямленное напряжение это пульсирующее напряжение. Схема представлена на рис.152. Для получения второй полуволны выпрямленного напряжения применяют вторую полуобмотку питающего трансформатора. Схема реализуема только в трансформаторном варианте, трансформатор позволяет получить два напряжения, которые имеют общую точку. Обязательно должно быть согласное включение обмоток. Диаграммы представлены на рис. 153. Значки U1, U2 на диаграмме напряжения на нагрузке Uн показывают, из чего образуется выпрямленное напряжение. Частота выпрямленного напряжения в два раза больше, чем питающего.

8.3. Работа однофазного двухполупериодного выпрямителя

при прямоугольном питающем напряжении

Будем полагать, что фронта питающего напряжения являются вертикальными. Диаграммы работы схемы для этого случая показаны на рис.154. В действительности фронта напряжения не являются вертикальными, а имеют какой-то наклон, как показано на рис. 154 тонкими линиями. В выпрямленном напряжении при этом имеются провалы, для устранения которых приходится применять фильтр. Чем ближе к идеальному случаю, тем эти провалы меньше.

 8.4. Стабилизатор напряжения на стабилитроне

В реальных условиях работы схем выпрямления возможно изменение питающего напряжения и тока нагрузки. Это приводит к изменению среднего значения выходного напряжения схемы выпрямления. Кроме того, напряжение на выходе выпрямителя является пульсирующим. Пульсации напряжения на выходе выпрямителя могут быть уменьшены с помощью фильтра. Схема и диаграммы работы однополупериодного выпрямителя с фильтром на выходе в виде конденсатора Сф представлены на рис.155.

Чем меньше емкость конденсатора и больше ток нагрузки, тем выше пульсации напряжения на нагрузке и меньше его среднее значение (из-за внутреннего падения на элементах схемы). Т.о. даже применение фильтра не позволяет получить постоянное по величине напряжение без пульсаций.

Задача схемы стабилизатора - получить выходное напряжение в виде прямой линии. Желательно его иметь не изменным при изменении входного напряжения и тока нагрузки.

Схема простейшего стабилизатора на стабилитроне и диаграммы его работы показаны на рис.156. Uпит - пульсирующее, постоянное по знаку напряжение. Например, это выпрямленное отфильтрованное напряжение. Для схемы можно записать уравнение: Uпит=U+Uст; Uст=Uн. Условие нормальной работы схемы: UстUпит.min. Rб -баластное сопротивление, на котором падает разница между Uпит и Uст. Наличие Rб в схеме -обязательно. Выбор Rб выполняется на основе следующих уравнений:

 I1=Iст+Iн;

Iн=Uст/Rн; Iн.max=Uст/Rн.min.

Для худшего случая, когда ток нагрузки равен Iн.max:

 I1=Iн.max+Iст.min.

Для стабилитрона Iст.min величина заданная. Rб рассчитывается по уравнению:

 Rб=URб/I1=(Uпит.minUст)/I1.

Отсюда получаем:

Rб=(Uпит.minUст)/(Iн.max+Iст.min).

 В этой схеме нельзя получить ток нагрузки больше Iст.max , если этот ток меняется в широких пределах от 0 при х.х. до max. Если ток нагрузки величина постоянная, то схема стабилизатора всегда работоспособна. Однако колебания Uпит будут приводить к изменению тока через стабилитрон и эти изменения не должны превышать диапазона Iст.min...Iст.max. В схеме стабилизатора возможно последовательное включение стабилитронов для получения нужного напряжения стабилизации Uст=Uст1+Uст2. Параллельное включение стабилитронов не применяется.

8.5. Схема триггера на биполярных транзисторах

Состоит из двух ключей на транзисторах, между которыми организо-

ваны положительные обратные связи. Схема имеет два устойчивых состоя-

ния: на выходе есть напряжение (одно состояние), на выходе нет напряжения (другое состояние). Переход из одного состояния в другое осуществля-

ется под действием управляющих сигналов. После изменения состояния

на противоположное управляющие сигналы могут отсутствовать. Сохране-

ние состояния при этом обеспечивается за счёт положительных обратных

связей. Схема представлена на рис.158. При нарисовании триггерной схе-

мы сначала рисуются два ключа и добавляются обратные связи. Обратная связь - это связь с выхода на вход.

Работа схемы. Пусть VT2 закрыт. Под действием напряжения на его коллекторе через Rб3 протекает ток, удерживающий VT1 в открытом состоянии. В то же время открытый VT1 закорачивает базовую цепь транзистора VT2 с резистором Rб4. Закрытое состояние VT2 соответствует значению выхода Q=1. Открытое состояние VT1 - =0. Напряжение на коллекторе закрытого транзистора (Q=1) равно:

UQ=UпRб3/(RК2+Rб3) .

Для того, чтобы сменить состояние триггера на противоположное, необходимо подать сигналы на вход R или S. Входные сигналы обычно являются импульсными. Наличие напряжения на входе S (S=1) устанавливает Q=1, а наличие напряжения на входе R (R=1) устанавливает Q=0. Одновременная подача сигнала на входы S и R запрещена, т.к. триггер при этом перестаёт быть триггером (не будет противоположного состояния Q и ).

Диаграммы работы при наличии входных импульсных сигналов показаны на рис. 159. На интервале между импульсами на входах S и R триггер помнит то состояние, в которое он был установлен по этим входам, т.е. триггер - элемент памяти.

 Расчет элементов схемы. Триггер в большинстве случаев является симметричной схемой, поэтому Rк1=Rк2, Rб3=Rб4 и можно рассчитывать половинку триггера. Уравнения для расчета:

Iб=Iк/(1,52) h21э,

где (1.52) -коэффициент насыщения;

Iк=Uп/Rк.

Сопротивления Rк1 и Rк2 обычно заданы, поэтому Iк известен, тогда

Rб=UQ/Iб.

Выражение для UQ -смотри выше.

8.6. Мультивибратор на транзисторах

 

Основное отличие мультивибратора от триггера состоит в замене резисторов положительных обратных связей на конденсаторы. Мультивибратор имеет два устойчивых состояния, но они меняются не под действием входных сигналов, а под действием сигналов через положительные обратные связи. Мультивибратор не имеет внешних входов. Это автоколебательное устройство. Схема мультивибратора представлена на рис.160, диаграммы работы - на рис.161.

 Описание работы схемы. Примем за начальное состояние схемы ситуацию, когда транзистор VT1 - открыт, а VT2 - закрыт. При этом конденсатор С1 заряжен через Rк2(Rк2Rб). VT1 поддерживается в открытом состоянии за счет тока через Rб1 и базу VT1. Конденсатор С2 заряжается через Rб2 и открытый VT1. Полярность напряжения на С2 для этого процесса показана на схеме в скобках. Когда напряжение на С2 достигнет значения 0,6В, то к переходу Б-Э VT2 будет приложено положительное напряжение, открывающее этот переход. Переход Б-Э является диодом. Итак, VT2 открывается и напряжение на С1 через открывшийся VT2 прикладывается в обратном направлении к переходу Б-Э VT1, VT1 - закрывается. На этом заканчивается первый этап времени 0-t1. На втором этапе t1-t2 напряжение на конденсаторе С1 медленно изменяется, происходит разряд С1 по цепи Rб1, К-Э VT2. Одновременно конденсатор С2 быстро заряжается через RК1 и базовую цепь VT2 до напряжения питания +Uп, поддерживая VT2 в открытом состоянии. По окончании заряда С2 (раньше момента t2) открытое состояние VT2 поддерживается цепью через Rб2. Когда напряжение на конденсаторе С1 сменит свой знак и достигнет величины 0,6В, то откроется транзистор VT1. Это момент t2. Далее начинается этап t2-t3. Т.к. при закрывании транзистора параллельно К-Э подключен быстро заряжающийся через Rк конденсатор, то напряжение К-Э повторяет напряжение на конденсаторе. Половина периода работы схемы T/2 определяется постоянной времени =CRб. Обычно схема мультивибратора симметрична.

8.7. Ждущий одновибратор на транзисторах

Одновибратор служит для формирования импульсов заданной длительности из импульсов любой ширины. Cхема одновибратора представлена на рис.162. Схему одновибратора можно представить в виде двух частей: одна часть - это половинка триггера, другая часть - это половинка мультивибратора.

При подаче питания одновибратор всегда устанавливается в определенное исходное состояние: транзистор VT2 - открыт, VT1 - закрыт. Открывается именно VT2, т.к. его базовый ток значительно больше, чем у VT1. Базовый ток VT1 определяется цепью с сопротивлением (Rб1+RК1), а базовый ток VT2 цепью с Rб2 и параллельной ей цепью с RК1,С1. Т.к. сопротивление RК всегда меньше сопротивления Rб, то базовый ток VT2 больше. Протекающий через RК1,С1 ток заряжает конденсатор С1. Полярность напряжения на конденсаторе С1 - плюс слева.

При подаче на базу VT1 положительного импульса тока этот транзистор открывается. Напряжение на конденсаторе С1 прикладывается к переходу Б-Э транзистора VT2 в обратном направлении и VT2 закрывается. За счет действия положительной обратной связи с коллектора транзистора VT2 на базу VT1 через сопротивление Rб1 транзистор VT1 будет поддерживаться в открытом состоянии током, протекающим по цепи: +Uп, RК1, Rб1, Б-Э транзистора VT1. При этом входной импульс уже может быть снят. Конденсатор С1 начинает перезаряжаться по цепи: +Uп, Rб2, С1, К-Э открытого транзистора VT1. Когда напряжение на конденсаторе С1 в процессе перезаряда сменит знак и достигнет величины 0,6В, достаточной для открытия транзистора VT2, то этот транзистор откроется, цепь обратной связи транзистора VT1 оборвется. Если к этому моменту входной импульс уже закончился, то транзистор VT1 закроется. Если же он не закончился, то VT1 остается открытым до его окончания. При этом напряжение на конденсаторе С1 сохраняется на уровне 0,6В. Когда VT1 закроется, конденсатор С1 начинает заряжаться по цепи: +Uп, RК1, С1, Б-Э транзистора VT2. Таким образом напряжение на конденсаторе С1 становится равным исходному. В этом исходном состоянии ждущий одновибратор находится до прихода следующего входного импульса.


Литература

  1.  Скаржепа В.А., Луценко А.Н. Электроника и микросхемотехника. Ч.1. Электронные устройства информационной информатики. Учебник/ Под ред. А.А. Краснопрошиной. - К.: Вища школа, 1989.
  2.  Скаржепа В.А., Новицкий А.А., Сенько В.И. Лабораторный практикум  по электронике и микросхемотехнике. / Под ред. А.А. Краснопрошиной. - К.: Вища школа, 1989.
  3.  Скаржепа В.А.,  Сенько В.И. Сборник задач по электронике и микросхемотехнике. Учебное пособие для ВУЗов. / Под ред. А.А. Краснопрошиной. - К.: Вища школа, 1989.
  4.  Основы промышленной электроники/ В.В. Герасимов и др. - М.: Высшая школа,1986.
  5.  Гусев В.Г., Гусев Ю.Н. Электроника. Учебное пособие для ВУЗов. - М.: Высшая школа, 1982.
  6.  Ерофеев Ю.Н. Импульсная техника. - М.: Высшая школа, 1984.
  7.  Микроэлектронные устройства автоматики. Учебное пособие для ВУЗов. / Под ред. Са-занова А.А. и др. - М.: Энергоатомиздат, 1991.
  8.  Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных приборах. - Л.: Энергия, 1974.
  9.  Агаханян Т.М. Интегральные микросхемы. Учебное пособие для ВУЗов. - М.: Энерго-атомиздат, 1983.
  10.  Справочник по микроэлектронной импульсной технике / под ред. В.Н. Яковлев и др. - К.: Техніка,1983.
  11.  Угрюмов Е.П. Проектирование элементов и узлов ЭВМ. Учебное пособие. - М.: Выс-шая школа, 1987.
  12.  Щербаков В.И., Грездов Г.И. Электронные схемы на операционных усилителях. - К.: Техніка,1983.
  13.  Забродин Ю.С. Промышленная электроника. - М.: Высшая школа, 1982.
  14.  Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е. Промышленная электроника. - М.: Энергоатомиздат, 1988.
  15.  Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника. - М.: Высшая школа, 1991.
  16.  Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника. - М.: Радио и связь, 1996.
  17.  Силовая электроника: Примеры и расчеты/ Ф. Чаки, И. Герман, И. Ипшич и др. Пер. с англ. - М.: Энергоиздат, 1982.
  18.  Завадский В.А. Компьютерная электроника. – Киев: Век, 1996.
  19.  Титце У. Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. Пер. с нем. – М.: Мир, 1982.
  20.  Головатенко-Абрамова М.П., Лопидес А.М. Задачи по электронике. 1992.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

77268. Канатики спинного мозга. Восходящие и нисходящие проводники спинного мозга 105.58 KB
  Задний канатик афферентные пути: fsciculus grcilis Голля – центральные отростки псевдоуниполярных клеток 19 нижних спинномозговых узлов – сознательная проприоцептивная и частично тактильная чувствительность от нижних конечностей и нижней части туловища fsciculus cunetus Бурдаха 12 верхних от рецепторов мышц верхних конечностей шеи и верхней части туловища fsciculus proprius posterior – аксоны вставочных нейронов сегментарного аппарата zon rdiculris – горизонтальные нервные волокна – центральные отростки псевдоуниполярных клеток...
77269. Оболочки и межоболочечные пространства спинного мозга. Содержимое этих пространств. Фиксирующий аппарат спинного мозга 13.58 KB
  От латеральной части отходят ligment denticult во фронтальной плоскости в форме зубцов верхушки которых охватываются отростками паутинной оболочки и заканчиваются на внутренней поверхности твёрдой посередине между двумя СМН rchnoide mter spinlis – паутинная оболочка прозрачная плёнка переходит в паутинную оболочку головного мозга в области formen mgnum; на уровне SII сливается с мягкой оболочкой. Её отростки образуют влагалища для пронизывающих её корешков СМН и зубчатых связок. От боковой поверхности отходят отростки в виде рукавов для...
77270. Продолговатый мозг, его развитие, внешнее и внутреннее строение (ядра, проводники), артерии продолговатого мозга 385.3 KB
  Серое вещество: 4 группы ядер nuclei grcilis et cunetus; nuclei olive; nuclei formtion reticulris; ядра IXXII пар черепных нервов Черепные нервы продолговатого мозга: nn hypoglossus XII пара ccessories XI пара vgus X пара glossophryngeus IX пара.
77271. Мост, его развитие, внешнее и внутреннее строение (ядра и проводники). Артерии моста 147.51 KB
  Артерии моста. Внутреннее строение: На поперечном срезе можно выделить основание моста базилярную часть вентральную часть prs bsilris ventrlis; покрышку моста tegmentum pontis дорсальную часть prs dorslis и трапециевидное тело corpus trpezoideum Серое вещество: nuclei proprii pontis; nuclei formtion reticulris; nuclei nterior et posterior corporis trpezoideum; ядра VVIII пар черепных нервов. Черепные нервы моста – n. Белое вещество: В базальной части основании моста проходят: tr.
77272. Мозжечок, его развитие, внешнее и внутреннее строение. Связи мозжечка с др отделами центральной нервной системы. Артерии мозжечка 232.24 KB
  Части: Средняя vermis Боковые hemispheri Поверхности: Fcies superior cerebelli посередине продольное возвышение – vermis superior Fcies inferior cerebelli посередине продольное возвышение – vermis inferior продольное углубление долина мозжечка vllecul cerebelli. Дольки червя: lingul cerebelli lobulus centrlis monticulus culmen declive folium cerebelli tuber vermis pyrmis vermis uvul vermis nodulus. Дольки полушарий: lobulus qudrngulris lobulus semilunris superior et inferior lobulus grcilis lobulus biventer tonsill...
77273. Спинно-мозжечковые пути 14.9 KB
  spinocerebellris posterior Идет в составе нижних ножек мозжечка. Заканчиваются на нейронах коры нижней части червя мозжечка.spinocerebellris nterior Идет в составе верхних ножек мозжечка. Заканчиваются на нейронах коры верхней части червя мозжечка.
77274. Средний мозг, его развитие, внешнее и внутреннее строение (отделы, ядра, тракты, полость) 120.39 KB
  Внутреннее строение: Серое вещество: substnti nigr чёрное вещество Земмеринга разграничивает bsis pedunculi cerebri вентральнее и tegmentum mesencephli дорсальнее содержит серое и белое вещество ножек мозга nucleus ruber на нём заканчиваются tr. striorubrlis nucleus interpedunculris межножковое непарное на нём заканчивается tr. hbenulointerpedunculris – поводковомежножковый путь предположительно одно из звеньев эфферентного вегетативного пути substnti grise centrlis: nucl. trigemini V ядра III nucl.
77275. Промежуточный мозг, его развитие, классификация, отделы и полость. Стенки полости 445.42 KB
  Таламический мозг: Thlmus Epithlmus Metthlmus Внешнее строение таламуса – зрительного бугра: tuberculum nterius pulvinr задний конец подушка stri terminlis – терминальная полоска разделяет thlmus зрительный бугор – и хвостатое ядро nucleus cudtus stri medullris мозговая полоска проходит на границе верхней и медиальной поверхностей зрительного бугра sulcus hypothlmicus sulcus limitns пограничная борозда – граница между отделами промежуточного мозга dhesio interthlmic соединяет зрительные бугры tel choroide – сосудистая...
77276. САМОКАЛИБРУЮЩАЯСЯ МАСШТАБИРУЕМАЯ СИСТЕМА ВВОДА ТРЁХМЕРНЫХ ЖЕСТОВ 62.5 KB
  Традиционные методы калибровки оптических камер требуют больших усилий со стороны пользователей и больших вычислительных ресурсов. Описываемый метод может работать в системах включающих в себя различные типы камер. Ключевые слова: калибровка оптические камеры алгоритм SCLBLE SELFCLIBRTING 3DGESTURE INPUT SYSTEM . Поэтому нами была разработана собственная технология основанная на единственной вебкамере и обыкновенном фонарике который пользователь держит в руке.