76104

Разработка и расчет телевизионного передатчика 3-5 каналов

Курсовая

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Задачей данного курсового проекта является разработка и расчет ТВ передатчика предназначенного для работы в 3-ем 4-ом и 5-ом каналах 80МГц 88МГц 96МГц соответственно с выходной мощностью 10 Вт и нестабильностью рабочей частоты равной 90Гц.

Русский

2015-01-28

412.69 KB

69 чел.

Содержание

                                                                                                                                                                                      Стр.    

                                                                                                                                                                                     

Введение                                                                                                        3

1.  Анализ методов построения ТВ передатчиков и    

    обоснование технических требований к проектируемому

    передатчику                                                                                             4

    1.1 Анализ методов построения ТВ передатчиков                            4

    1.2 Обоснование технических требований к проектируемому

          передатчику                                                                                      12

2.   Выбор структурной и расчет функциональной схемы                     16

  2.1  Выбор структурной схемы    16

  2.2  Расчёт функциональной схемы                                                        20

3.  Разработка принципиальной схемы      27

  3.1  Описание принципиальной схемы       27

  3.2  Расчёт кварцевого автогенератора                                              28

  3.3  Расчёт  частотно-модулированного автогенератора               36

  3.4  Расчёт  удвоителя частоты         42

  3.5  Расчёт усилителя мощности                                                   47

4.  Расчёт КПД                                                                                             53

Заключение                                                                                                   54

Список используемой литературы                                                           55

Приложения         

Введение

Любая система радиосвязи включает в себя радиопередающее устройство, функции которого заключаются в преобразовании энергии постоянного тока источников питания в электромагнитные колебания и управлении этими колебаниями.

Телевизионные передатчики обеспечивают передачу телевизионных программ в пределах прямой видимости. Радиопередающая станция (РПС) телевизионного вещания состоит  из радиопередатчиков сигналов изображения и сигналов звукового сопровождения, устройства сложения этих сигналов в общей нагрузке, устройства питания, охлаждения, контрольно-измерительной аппаратуры и т. д. В ТВ передатчиках небольшой мощности и ретрансляторах строится ВЧ тракт для совместного усиления сигналов изображения и звука.

 В передатчике  изображения   применяется   амплитудная модуляция несущего колебания телевизионным сигналом изображения с частичным подавлением нижней боковой полосы спектра частот.

В передатчике звука применяется частотная модуляция несущего колебания телевизионным сигналом звука.

Разрабатываемый передатчик является звеном тракта передачи изображения и звука, преобразующим полный телевизионный сигнал в модулированный радиочастотный телевизионный сигнал.

Задачей данного курсового проекта является разработка и расчет ТВ передатчика, предназначенного для работы в 3-ем, 4-ом и 5-ом каналах (80МГц, 88МГц, 96МГц соответственно) с выходной мощностью 10 Вт и нестабильностью рабочей частоты равной 90Гц.

2. Анализ методов построения ТВ передатчиков и обоснование требований к проектируемому передатчику

2.1 Анализ методов построения ТВ передатчиков

[Радиопередающие устройства. – Под редакцией академика В.В.Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003.]

Радиопередающая станция (РПС) телевизионного вещания состоит из радиопередатчиков сигналов изображения и сигналов звукового сопровождения, устройства сложения этих сигналов в общей нагрузке, устройства питания, охлаждения, контрольно-измерительной аппаратуры и т. д. В ТВ передатчиках небольшой мощности и ретрансляторах ВЧ тракт строится для совместного усиления сигналов изображения и звука. Переход к такому способу усиления наблюдается на ТВ станциях и в передатчиках большей мощности.

 

По принятому в нашей стране стандарту телевизионного вещания [СТБ 1662-2006] в передатчиках изображения применяется амплитудная модуляция несущего колебания полным телевизионным сигналом с частичным подавлением нижней боковой полосы спектра частот, а в передатчиках звукового сопровождения применяется частотная модуляция.

Передатчик сигналов изображения (ПИ) является звеном тракта передачи изображения, преобразующим полный телевизионный сигнал (сигналы изображения, гашения и синхронизации) в модулированный радиочастотный телевизионный сигнал.

Передатчик звукового сопровождения (ПЗ) по своим параметрам, принципам построения, схемам и режимам по существу мало отличается от передатчиков УКВ ЧМ, лишь значение его частоты определяется номером канала ТВ вещания.

Анализ структурных схем ТВ передатчиков.

Высокочастотные тракты передатчиков изображения и звукового сопровождения диапазонов метровых и дециметровых волн обычно содержат несколько (до четырех и более) каскадов усиления мощности. Если оконечный каскад передатчика строится на металлокерамических тетродах, то мощность транзисторных каскадов составляет 0.1... 1.0 кВт. Мощность полностью транзисторных передатчиков 0,1...2 кВт, а зарубежных — до 25 и даже 50 кВт.

В передатчиках диапазона дециметровых волн (470...790 МГц) усилители мощности выполняются как на металлокерамических тетродах, так и на пролетных многорезонаторных клистронах. Предварительные каскады могут выполняться полностью на транзисторах. В каскадах на тетродах, которые на таких высоких частотах включают по схеме с двумя заземленными сетками, усиление не превышает 12 дБ. Поэтому усилители мощности на клистронах, которые обеспечивают усиление до 40 дБ, способны заменить три-четыре каскада на тетродах. Хотя стоимость клистронов в 5... 10 раз выше, но срок их службы в 5... 10 раз больше, чем у тетродов такой же мощности. Низкие уровни мощности и коэффициента усиления транзисторов этого диапазона делают их еще более неконкурентноспособными, поскольку клистронный усилитель может заменить до десяти каскадов и до нескольких десятков-сотен транзисторов, а стоимость клистрона оказывается существенно ниже.

Надежность работы ВЧ трактов невысока, и опыт эксплуатации показывает, что 50...70% отказов ТВ передатчиков возникает в каскадах УМ на электровакуумных приборах. Надежность телевизионных РПС как основного средства массовой информации должна сын. весьма высокой. Поэтому кроме обычных мер, направленных на повышение надежности электровакуумных и полупроводниковых приборов, каскадов и устройств в целом, при построении и эксплуатации телевизионных РПС широко используются системы резервирования передатчиков.

В телевизионную РПС большой мощности входит рабочий и резервный комплекты, состоящие из возбудителей и предварительных усилителей передатчиков изображения и звука.

В первом варианте построения (рис.1) за ними следует по два полукомплекта усилителей мощности ( и ). После мостов сложения и сигнал передатчиков изображения и звука объединяются с помощью разделительного фильтра (РФ) и далее поступает на выходную колебательную систему, которую принято называть фильтром гармоник (ФГ).

При аварии в одном из полукомплектов выходная мощность снижается в 4 раза. При введении системы коммутации исправный полукомплект подключается к выходу в вход моста, и тогда мощность снижается относительно номинальной всего в 2 раза. В зоне уверенного приема при наличии АРУ в телевизионных приемниках качество принимаемых сигналов отличается незначительно либо ухудшается вовсе незаметно.

Вх.

видео

Рабочий

комплекс

Резервный

комплекс

РФ

ФГ

Вх.

звука

 Рис. 1.   Структурная схема ТРПС с двумя мостами сложения мощностей

Во втором (рис.2) варианте посте возбудителей и предварительных усилителей следует два полукомплекта, в состав каждого из которых вход тракты усиления мощности (УМ) каналов изображения и звука. Выходные сигналы объединяются с помощью разделительных фильтров, а затем происходит сложение в мосте (М) мощностей обоих полукомплектов. Каждый полукомплект имеет автономные блоки питания. В обоих вариантах на входах УМ включены управляемые фазовращатели для компенсации фазовых сдвигов в обоих полукомплектах.

Рис. 2   Структурная схема ТРПС с одним мостом сложения мощностей

По ряду позиций второй вариант построения оказывается более рационален. В первом варианте при аварии, например, в одном из полукомплектов передатчика изображения для обеспечения определенного соотношения мощностей и необходимо снижать вдвое и мощность передатчика звука, например, отключив один из его полукомплектов. Во втором варианте при аварии все оборудование полукомплекта отключается полностью.

Общим недостатком как пассивного 100%-ного резервирования, так и активного со схемами сложения мощностей полукомплектов является наличие хотя и очень кратковременного, но неизбежного перерыва а вещании на время срабатывания ВЧ переключателей большой мощности

(в системе сложения — переключателей обхода моста и коммутации исправного полукомплекта непосредственно на антенно-фидерное устройство). Время, затрачиваемое на переключение, может составлять до 10 с. Согласно правилам технической эксплуатации средств вещательного телевидения допускается перерыв в работе, связанный с коммутацией продолжительностью I...5с. Не считается также отказом снижение мощности вдвое в течение 0,5...1,0 ч. Этого времени обычно бывает достаточно для восстановления работоспособности аварийного полукомплекта.

Кардинальным решением, позволяющим полностью отказаться как от пассивного, так и от активного резервирования, является блочно-мо-дульное построение и полная «транзисторизация» мощных телевизионных передатчиков, поскольку при правильном выборе режима и условий эксплуатации надежность и долговечность транзисторов намного выше надежности и долговечности вакуумных приборов. Использование блочно-модульного построения мощных оконечных каскадов приводит к тому, что во время работы выход из строя одного из модулей ведет только к незначительному снижению уровня выходной мощности. Согласно данным, при четырех модулях (N = 4) мощность уменьшается на 44 %, при N * 8 — на 23%, при N = 46 — на 12 %, при N = 32 — на 6 %, и т. д. Замена модуля исправным и ремонт могут осуществляться без перерыва в работе либо во время профилактических осмотров. Недостатки этой системы состоите том, что, во-первых, балластные резисторы должны рассчитываться с большим запасом по рассеиваемой мощности, и, во-вторых, происходит заметное усложнение схемы, увеличение числа разъемов и соединений.

Анализ структурных схем трактов передатчиков изображений

Схема тракта усиления передатчика изображения в значительной степени зависит от выбора места и способа осуществления амплитудной модуляции и формирования требуемой АЧХ. В мощных ламповых передатчиках ранних выпусков AM осуществляется изменением смещения на управляющую сетку в одном из промежуточных каскадов ВЧ тракта передатчика. Такую модуляцию условно называют модуляцией на среднем уровне (в ламповом каскаде мощностью 100…500 Вт). Формирование АЧХ производится в основном на выходе передатчика специальными фильтрами. Однако на форму АЧХ существенно влияет настройка колебательных контуров модулируемого каскада и всех последующих каскадов усиления модулированных колебаний (УМК).

Сократить число влияющих на АЧХ каскадов можно, используя тетроды с высокой крутизной по схеме с общим катодом и возможно большим усилением по мощности н применяя широкополосные неискажающие мощные усилители. Другой путь — осуществление сеточной AM на более высоком уровне мощности, т. е., например, в выходном каскаде тракта передатчика. Но опыт построения ТВ передатчиков с модуляцией на высоком уровне мощности показал неперспективность этого варианта. При осуществлении сеточной AM в выходном каскаде энергетические показатели модулируемого каскада не выше, чем в режиме усиления модулированных колебаний, но требуется гораздо более мощное и сложное модуляционное устройство, чем при модуляции на «среднем» уровне. В то же время осуществить в выходном каскаде эффективную анодную или анодно-экранную AM не представляется возможным, так как создать мощный эффективный видеоусилитель на полосу частот телевизионного сигнала 0...6,5 МГц пока не удается.

При сеточной AM наряду со значительной нелинейностью амплитудной характеристики в диапазонах ОВЧ и УВЧ возникает паразитная фазовая модуляция, которая вызывает искажения, особенно заметные при передаче цветного изображения. Скорректировать полностью эти искажения по видеочастоте не удается, а реализовать цепи коррекции в ВЧ тракте при мощности более 10 Вт в диапазонах метровых и дециметровых волн практически невозможно. Наконец, в диапазонах IV и V (470...960 МГц) при модуляции на высоком и даже на среднем уровне становится невозможным обеспечить требуемую точность АЧХ и крутизну скатов

40...50 дБ/МГц из-за недостаточной добротности элементов LC и температурной нестабильности их значений.

В настоящее время в отечественных и зарубежных передатчиках осуществляется модуляция на малом уровне мощности, не на основной (выходной) частоте, а на постоянной не зависящей от рабочего канала промежуточной частоте (ПЧ) порядка нескольких десятков мегагерц. В этом случае энергетика уже не имеет значения и можно для осуществления AM применять, например, балансные диодные модуляторы, обеспечивающие хорошую линейность, стабильность и низкий уровень паразитной ФМ.

Применение модуляции на промежуточной частоте создает следующие преимущества: все каскады трактов видео- и промежуточной частоты, включая каскады, где производится модуляция, формирование АЧХ и предкоррекция линейных и нелинейных искажений, унифицированы, т. е. выполняются одинаковыми для всех передатчиков независимо от уровня их выходной мощности и номера канала; поскольку модуляция, формирование АЧХ и предкоррекция линейных и нелинейных искажений осуществляются на малом уровне и на постоянной частоте, существенно улучшаются качественные показатели передатчика сигнала изображения, это в особенности относится к частотной характеристике ГВП, которая на ПЧ может быть откорректирована раздельно для верхней и нижней боковых полос; унификация каскадов стимулирует совершенствование технологии их изготовления, разработку специальных БИС, заменяющих каскады тракты ПЧ и видео с применением элементов функциональной электроники (например, фильтры на поверхностно-акустических волнах).

Упрощенная структурная схема передатчика изображения с модуляцией на промежуточной частоте имеет вид:

АГ2

УТТ

СМ

ПФ

УМК

ФГ

Вход

видео

ВхУ

ВУ

Кли

Кни

БМ

Фор. АЧХ

Кли

Кни

УПЧ

БУ

АГ1

Рис. 3  Структурная схема передатчика изображения

       В видеочастотном тракте видеосигнал усиливается в видеоусилителе (ВУ) и специальным образом обрабатывается в корректорах линейных () и нелинейных () искажений и поступает на балансный модулятор (БМ), на другой вход которого подается колебание с кварцевого  автогенератора () с частотой . В БМ осуществляется АМ, выделяется разностная частота , т.е. происходит инверсия спектра исходного видеосигнала. В тракте ПЧ сигнал усиливается, формируется требуемая АЧХ в (фаз. АЧХ), здесь же образуется одна боковая на уровне 6,375 МГц, а другая – 1,25 МГц. Как и видеотракте, осуществляется необходимая коррекция линейных и нелинейных искажений, но уже модулированного сигнала. Затем  он снова усиливается в усилителе промежуточной частоты (УПЧ) и поступает на балансный смеситель, на другой вход которого подается сигнал с частотой гетеродина от второго кварцевого автогенератора () (после прохождения усилительно – умножительного тракта (УУТ)). На  выходе балансного смесителя  выделяется разностная частота, равная несущей частоте изображения данного телевизионного канала , и восстанавливается нормальный спектр частот видеосигнала. Выбор частоты сигнала гетеродина выше несущей заданного телевизионного канала существенно уменьшает уровень ненужных комбинационных составляющих. В каскадах усиления модулированных колебаний (УМК) происходит необходимое усиление по мощности, а каскаде фильтра гармоник (ФГ) сигнал изображения формируется окончательно.

          

Анализ структурных схем трактов передатчиков звука

Передатчик звука использует частотную модуляцию. Частотная модуляция применяется для высококачественной передачи звукового (низкочастотного) сигнала в радиовещании (в диапазоне УКВ), для звукового сопровождения телевизионных программ, передачи сигналов цветности в телевизионном стандарте SECAM, видеозаписи на магнитную ленту, музыкальных синтезаторах.

Высокое качество кодирования аудиосигнала обусловлено тем, что при ЧМ применяется большая (по сравнению с шириной спектра сигнала АМ) девиация несущего сигнала, а в приёмной аппаратуре используют ограничитель амплитуды радиосигнала для ликвидации импульсных помех. Тракт формирования ЧМ сигнала обычно по мощности относится к тракту изображения как 1 к 10.

Структурная схема ТВ-передатчика звукового сопровождения представлена на рис.4. Возбудитель этого передатчика выполнен на п/п приборах, а выходные каскады на лампах. Модулятор может работать одним к налом с полосой 30 – 15000 Гц и двумя каналами с полосой 30 – 50000 Гц (два языка).

ФД

Вх1

Вх2

Возбудитель

1

2

3

4

6

5

7

8

15

14

9

10

11

12

13

Рисунок 4  Структурная схема передатчика звукового сопровождения

        На схеме 1 – транзисторный усилитель низкой частоты; 2 – цепь предкоррекции; 3 – частотный модулятор, средняя частота которого регулируется в пределах 17..22 МГц, при изменении рабочей частоты передатчика в пределах (470-522)МГц; 4 – трехкаскадный транзисторный усилитель; 5 – транзисторный преобразователь частоты, на входы которого подается модулированный сигнал и сигнал от кварцевого генератора 14, который является общим для рассматриваемого передатчика звукового изображения. Общий кварцевый генератор облегчает задачу получения постоянной разности между несущими частотами обоих передатчиков с такой стабильностью, которая необходима по современным нормам; 6 – трехкаскадный транзисторный усилитель; 7 – блок содержащий семь ламповых каскадов (второй каскад блока работает в режиме умножения частоты на 5, остальные в режиме усиления);  8 – выходной ПФ. Для стабилизации  средней частоты модулятора применяется ФАПЧ. В фазовом дискриминаторе этой системы  11 производится сравнение средней частоты модулятора, которая поделена на 1024 в делителе 13 со стабильной частотой, которая получается от кварцевого генератора 9 и поделена в делителе  10 на 8. Оба делителя частоты, 10 и 13, представляют собой каскадно включенные триггеры с коэффициентом деления в каждом из них, равном 2. Стабилизация частоты кварцевых генераторов обеспечивается помещением их в термостаты со стабилизацией питающих напряжений.

2.1 Обоснование технических требований к проектируемому передатчику

[Радиопередающие устройства. – Под редакцией академика В.В.Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003.]

        ТВ вещание осуществляется в диапазоне метровых волн в полосах частот: 48,5...66 МГц (каналы 1,2); 76... 100 МГц (каналы 3 — 5); 174...230 МГц (каналы 6 — 12), что соответствует диапазонам I, II, III, а также 470...582 МГц (каналы 21 — 34) и 582...958 МГц (каналы 35— 81), что соответствует диапазонам IV и V (дециметровые волны).

         Нестабильность несущей частоты канала изображения должна быть не более ±100 Гц, а разность частот fзвfиз  должна выдерживаться с точностью не хуже ±(100...200) Гц . Кварцевая стабилизация раздельно частот fиз и fзв в возбудителях ПИ и ПЗ, как правило, не обеспечивает второе требование, поэтому используют один общий высокостабильный опорный генератор, из колебаний которого в отдельном синтезаторе частот формируются fиз и fзв. При работе в системах с взаимным смещением несущих частот (СНЧ) отдельных ТВ радиостанций должна обеспечиваться абсолютная нестабильность частот не более1...2Гц.

        Мощности вещательных передатчиков изображения в режиме синхроимпульсов обычно имеют несколько градаций: 1 ...2,3,4,5,10,20...25,  50 кВт, а маломощных передатчиков и ретрансляторов: 1...3, 10...20, 100...200 Вт. Мощности передатчиков сигналов звука соответственно в 10 раз меньше, так как при этом средние значения мощностей передатчиков изображения и звука оказываются примерно одинаковыми. Выходная мощность РПС указывается в виде дроби, например Риззв = 1/0,1 кВт; 50/5 кВт и т. д.

      В спектре радиосигнала НБП должна содержаться полностью в пределах 0...-0.75 МГц относительно частоты несущей. На частотах, отстоящих от несущей на -1,25 МГц, НБП должна быть ослаблена (по отношению к соответствующей верхней боковой) не менее чем на 20 дБ, т. е. крутизна ската АЧХ должна быть не менее 40 дБ/МГц. Кроме того, на частотах -(4,5...4,2) МГц, определяемых ЧМ сигналами цветовых поднесущих, должно обеспечиваться дополнительное ослабление не менее чем на 10 дБ. Ширина верхней боковой полосы 0...6 МГц, а на частоте 6,375 МГц она должна быть ослаблена на 20 дБ, т. е. здесь крутизна ската должна быть еще выше не менее 53 дБ/МГц.Таким образом, рабочая полоса частот, занимаемая НБП и ВБП, составляет -0,75...+6 МГц, в ней допускается неравномерность АЧХ +0,5...-(1...3) дБ относительно нулевого значения на частоте 1,5МГц и спад на граничных частотах -0,75 и +6МГц не более -4 дБ.

Глаз человека весьма чувствителен к различным искажениям телевизионного изображения (повторные контуры, окантовки, «тянучки» и т. п.), которые вызываются в основном линейными искажениями АЧХ и ФЧХ тракта передачи изображения. Искажения, вызываемые нелинейностью ФЧХ φ(ω), принято оценивать по групповому времени передачи (ГВП) tгр = = ∆φ/∆ω. Если φ(ω) линейна, то tгр(ω) = const и абсолютная величина задержки сигнала в тракте не вызывает искажений. При отличии зависимости φ(ω) от линейной tгр(ω) изменяется в диапазоне частот. Допустимая неравномерность ГВП результирующего тракта передатчик изображений — телевизионный приемник в полосе до 4,5 МГц должна быть не более ±50 нс, а далее до 5,5 МГц не более ±100 нс.

           Приведенные нормы допустимых искажений АЧХ и ФЧХ ( или ГВП) являются жесткими, потому что именно они определяют нарушение

формы видеосигнала в приемнике и четкость мелких деталей на экране телевизора. Они обеспечивают также высокое качество передачи сигналов цветности.

          Характеристики φ(ω) и tгр(ω) довольно сложно измерять, да и результаты таких измерений неявно характеризуют искажения телевизионных изображений. Практически для оценки линейных искажений пользуются специальными испытательными сигналами (синус - квадратичным импульсом, прямоугольными импульсами различной длительности и др.), по искажениям формы которых и судят о степени соответствия характеристик передатчика требуемым, и в случае надобности производят регулировки, коррекции и т. п.[19]. Искажения плоской вершины прямоугольных импульсов из-за выбросов, колебательных процессов, перекоса и т. д. не должны превышать ±(2... 12) %, а длительность фронтов и спадов 0,125 мкс.

          Жесткие требования предъявляются к линейности амплитудной характеристики Uвых(Uвх)  на участке от уровни белого до черного. В черно-белом телевидении нелинейность Uвых(Uвх) приводит к нарушению градаций яркости, в цветном — к нарушению правильности цветопередачи. Количественно амплитудные нелинейные искажения оценивают дифференциальным коэффициентом передачи, или просто дифференциальным усилением Kd = [1 – (dUвых/dUвх)min/(dUвых/dUвх)max]*100%, который не должен превышать 10...12%.

          Одновременно предъявляются жесткие требования к линейности амплитудной характеристики на участке от уровня черного до уровня синхроимпульсов, так чтобы выдерживались с высокой точностью уровни черного, белого и гашения относительно пикового (уровня синхроимпульсов).

        Искажения цветопередачи вызываются также зависимостью фазовых сдвигов ∆φ от уровня яркостного сигнала (паразитной фазовой модуляцией) или дифференциальными фазовыми искажениями (дифференциальным фазовым сдвигом). В усилителях однополосных колебаний и других устройствах их называют амплитудно-фазовой конверсией. При передаче черно-белого изображения паразитная ФМ вызывает ряд нежелательных эффектов: выбросы и другие искажения формы синхроимпульсов, побочные изображения на экранах телевизоров, а также дополнительные шумы («жужжание») в звуковом канале приемника (из-за изменения разностной частоты fзвfиз). Паразитная модуляция в области частот цветовых поднесущих вызывает искажения сдвига цветовых тонов.

        Количественно паразитную фазовую модуляцию оценивают дифференциальным фазовым сдвигом φд = ∆φ(U) – φ0, где φ0 — опорное зна-

чение фазы, например, при амплитуде сигнала на уровне гашения. Паразитная фазовая модуляция на частоте несущей канала изображения должна быть не более ±(4...5)° во всем интервале изменений сигнала по амплитуде от уровня белого до синхроимпульса. Для хорошей цветопередачи необходимо, чтобы φд для передатчика изображения не превышал ±6°, а для результирующего канала передатчика-телеприемника ±10°.

        Кроме высокий линейности амплитудной характеристики и малой паразитной ФМ необходимо обеспечить идентичность коэффициента усиления и фазовой характеристики на частотах передачи сигналов яркости f =

= fиз и цветности f = fиз + 4,3 МГц. Разность коэффициентов усиления на указанных частотах не должна превышать ±1 дБ, а расхождение во времени 50 нс.

        В передатчиках с совместным усилением сигналов изображения и звукового сопровождения уровень интермодуляционных составляющих не должен превышать -51 дБ .

        Визуально очень заметны помехи от фона переменного тока в виде медленно перемещающихся по кадру широких горизонтальных темных и светлых полос. Поэтому в передатчиках изображения уровень паразитной модуляции фоном (из-за недостаточной фильтрации выпрямленных напряжений, питания цепей накала переменным током, наводок и т. п.) не должен превышать -46 дБ, а уровень собственных шумов (действующее значение на частотах выше 10 кГц) -56 дБ. В передатчиках звукового сопровождения уровень шума, фона, помех не должен превышать-46 дБ.

        К передатчикам телевизионного вещания предъявляются повышен-
ные требования в отношении бесперебойной работы и стабильности
качественных показателей, т. е. надежности. Перерывы в работе даже на
несколько минут крайне нежелательны. Обычно ТВ передатчики рабо-
тают по определенному расписанию, и сеансы работы составляют от
нескольких до 20 часов в сутки, что позволяет в оставшееся время
организовывать систематическое профилактическое обслуживание,
контроль параметров, а в случае необходимости — и ремонтно-восста-
новительные работы. Требования к надёжности работы и стабильности
параметров ТВ передатчиков таковы : наработка на отказ не менее
1000 ч для передатчиков без резервирования и не менее 2000 ч для
передатчиков с резервированием при времени восстановления работо-
способности 2...4 ч.

2. Выбор структурной и расчёт функциональной схемы

2.1 Выбор структурной схемы

ТВ передатчик  изображения

Радиосигнал изображения образуется с помощью амплитудной модуляции несущей канала изображения полным телевизионным сигналом, причем максимум мощности соответствует синхроимпульсу (СИ), а минимум – уровню белого.

Для экономии полосы частот, занимаемой каналом телевизионного вещания в спектре АМ сигнала, подавляется часть нижней боковой полосы, расположенные ниже 0,75 МГц относительно несущей. Это позволяет сократить полосу частот ТВ вещания до 8 МГц на канал. Однако в отличие от однополосных передатчиков в данном случае предъявляются жесткие требования не только к АЧХ, но и к ФЧХ результирующего тракта передатчик-приемник. Нестабильность несущей частоты канала изображения должна быть не более 100 Гц.

Жёсткие требования предъявляются к линейности АХ на участке от уровня белого до черного, т.к. нелинейность приводит к нарушению градаций яркости.

Схема тракта усиления передатчика изображения в значительной степени зависит от выбора места и способа осуществления амплитудной модуляции и формирования требуемой АЧХ. В данной структурной схеме модуляция осуществляется на очень малом уровне мощности на постоянной не зависящей от рабочего канала промежуточной частоте (ПЧ)    fПЧ=38 МГц, что позволяет  уменьшить  уровень нелинейных искажений, паразитной ФМ, повысить стабильность.  Для этого  использовали балансный модулятор (БМ).

В тракте видеочастоты 6 (рис.1) формируется, специальным образом обрабатывается и усиливается видеосигнал, а затем подается на БМ (7), на другой вход которого поступают колебания с кварцевого автогенератора (9) с частотой fПЧ.

В балансном модуляторе производится амплитудная модуляция, выделяется разностная частота fПЧ-fиз. В тракте ПЧ (8) формируется и усиливается  АЧХ (включая подавление части одной боковой полосы) и происходит необходимая коррекция линейных и нелинейных искажений.

 Модулированные колебания ПЧ и колебания ВЧ, сформированные в другом кварцевом автогенераторе (1) и усиленные в усилительно-умножительных каскадах (2), подаются на вход смесителя (3), на выходе которого выделяется разностная частота, равная несущей частоте изображения данного телевизионного канала fИЗ=nf0-fПЧ,  и восстанавливается нормальный спектр частот видеосигнала. Для удаления побочных продуктов работы смесителя предусмотрен полосовой фильтр (4).

В  усилителе модулированных колебаний (5) происходит необходимое усиление по мощности.                 

2

1

   

3

4

5

6

7

8

        Вход видео    

9

  

Рис. 5.  Структурная схема ТВ передатчика изображения:

           1 – кварцевый автогенератор;

2 – усилительно - умножительные каскады;

  3 – смеситель;

 4 – полосовой фильтр;

 5 –  усилитель модулированных колебаний; 

 6 – тракт видеочастоты;

 7 – балансный модулятор;

 8 – тракт ПЧ;

 9 – кварцевый автогенератор.

ТВ передатчик звука

 Структурные схемы передатчиков с УМ, а именно с частотной, весьма разнообразны. Они различаются числом каскадов, уровнем проведения модуляции, структурными схемами возбудителей .Передатчики с ЧМ нашли широкое применение на практике из-за существенных преимуществ по сравнению с амплитудной модуляцией (АМ) :

  1.  хорошая помехоустойчивость;
  2.  использование АЭ в выгодном энергетическом режиме.

Тракт формирования ЧМ сигнала обычно является маломощным, т.к. к уровню вносимых искажений и стабильности характеристик предъявляются наиболее высокие требования. В настоящее время применяется почти исключительно фильтровой метод (метод повторной балансной модуляции), характеризуемый высокой стабильностью качественных показателей основных узлов тракта формирования .

В целях достижения высокой стабильности частоты современные передатчики чаще всего строят как многокаскадные. Устройство представляет собой цепочку резонансных усилителей и модулятор на определённом уровне (частотно-модулированный автогенератор). Сигнал, снимаемый с источника информационных частот, поступает на усилитель (6) (рис.1) с целью повышения уровня мощности принимаемого сигнала. В частотно-модулированном автогенераторе (7) производится преобразование частоты (ЧМАГ задаёт fПЧ=31,5 МГц), в результате которого образуется набор гармоник с частотами fПЧ-fЗВ , fПЧ+fЗВ , fПЧ-2fЗВ , fПЧ+2fЗВ , fПЧ-3fЗВ , fПЧ+3fЗВ и т.д.

В тракте ПЧ (8,9) формируется и усиливается  АЧХ и происходит необходимая коррекция линейных и нелинейных искажений . Модулированные колебания ПЧ и колебания ВЧ, сформированные в кварцевом автогенераторе (14) и усиленные в усилительно-умножительных каскадах (13), подаются на вход смесителя (10), на выходе которого выделяется разностная частота, равная несущей частоте звука данного телевизионного канала fЗВ=nf0-fПЧ,  и восстанавливается нормальный спектр частот сигнала звука. Для удаления побочных продуктов работы смесителя предусмотрен полосовой фильтр (11).

 В  усилителе модулированных колебаний (12) происходит необходимое усиление по мощности.   

В данной схеме предусмотрена также реализация ФАПЧ для ЧМГ. ФАПЧ состоит из кварцевого  автогенератора (1),  делителей частоты (2) и (5), фазового детектора (3) и фильтра нижних частот (4).

Усиление ЧМ сигнала осуществляется в двух ступенях: в предварительных усилителях или усилителях промежуточной частоты и в оконечных каскадах усилителя мощности. Главными требованиями для усилителей является высокая линейность и надёжность.

2

   

3

1

13

14

5

4

12

11

10

9

8

7

6

   

Вход

звука

Рисунок 6 Структурная схема ТВ передатчика звука:

           1 – кварцевый автогенератор;

2 – делитель частоты;

  3 – фазовый детектор;

 4 – ФНЧ;

 5 –  делитель частоты; 

 6 – усилитель мощности звуковой частоты;

 7 – частотно-модулированный автогенератор;

 8 – буферный каскад;

 9 – усилитель ПЧ;

 10 – смеситель;

 11 – полосовой фильтр;

 12 – усилитель модулированных колебаний;

 13 – усилительно - умножительные каскады;

 14 – кварцевый автогенератор.

2.2 Расчёт функциональной схемы

          Сначала рассмотрим тракт изображения. Т.к. проектируемый передатчик будет работать в трех каналах : 3-ем, 4-ом и 5-ом, то в нашей схеме будем использовать 4 кварцевых автогенератора (4-ый будет задавать промежуточную частоту тракта изображения). При этом частота генерации каждого автогенератора будет равна уменьшенной вдвое центральной частоте диапазона соответствующего канала, т.е. автогенераторы будут  задавать частоты соответственно 40 МГц, 44МГц и 48МГц. Уменьшение частоты в 2 раза связано с тем, что КВАГ на меньшей частоте технически реализуется гораздо проще. Выберем схему построения КВАГ на биполярном транзисторе (БТ). Выбираем транзистор малой мощности КТ 326. Его граничная частота ft = 450 МГц, что намного превышает его частоту генерации, равную 40 МГц. Выходная мощность КВАГ при этом будет равна 0,01 Вт. Далее следует буферный каскад – схема усилителя, построенного по схеме с общим коллектором (повторитель напряжения). Данный каскад необходим для стабилизации уровня выходного напряжения КВАГ. В нём также будем использовать БТ КТ 326, частота же в этом блоке не изменяется. Т.к. данный транзистор является маломощным, то выходная мощность после буферного каскада также крайне мала ( kp = 1,5…2 => выходная мощность = 0,015 Вт).

Далее следует усилительный каскад - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём также будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте по-прежнему крайне мала, частота же в этом блоке не изменяется. Выходную мощность возьмём равной 0,02 Вт. Далее следует каскад удвоителя частоты – в качестве активного элемента возьмём в нём также БТ КТ 326. В нём происходит удвоение частоты ,т.е. на выходе будет частота = 80 МГц, мощность же будет равна 0,03 Вт.  Далее снова следует усилительный каскад - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём также будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте по-прежнему крайне мала (входная мощность равна 0,03Вт), частота же в этом блоке не изменяется. Выходная мощность после усилителя будет равна 0,05 Вт. Абсолютно такие же  рассуждения можно произвести и для 2-ух аналогичных трактов, отличающихся только выходными частотами, равными соответственно 88МГц и 96МГц , выходные мощности в этих трактах будут также равны 0,05 Вт.

           Далее рассмотрим тракт промежуточной частоты. В нём также будем использовать кварцевый автогенератор на основе БТ КТ 326, т.к. данный тракт будет также маломощным. Частота генерации КВАГ будет  равна уменьшенной вдвое промежуточной частоте тракта изображения, т.е. равна 19 МГц. Уменьшение частоты в 2 раза связано с тем, что КВАГ на меньшей частоте технически реализуется гораздо проще. Выходная мощность КВАГ при этом будет равна 0,01 Вт. Далее следует каскад удвоителя частоты – в качестве активного элемента возьмём в нём также БТ КТ 326. В нём происходит удвоение частоты ,т.е. на выходе будет частота = 38 МГц (fпр из), мощность же будет равна 0,015 Вт. Далее следует усилительный каскад - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём также будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте по-прежнему крайне мала, частота же в этом блоке не изменяется. Выходную мощность возьмём равной 0,02 Вт. Затем этот сигнал подаётся на один из входов балансного модулятора. Балансный модулятор представляет собой простейший диодный мост, в котором используем 4   диода А310.  Выходная мощность балансного модулятора (БМ) будет равна 24,5 мВт, то на каждом диоде будет падать допустимая мощность. На другой же вход БМ будет подаваться сигнал с частотой fиз ,предварительно обработанный в соответствующем тракте.

Входной сигнал с частотой fиз будет иметь мощность равную 12,5 мВт.  Тракт обработки такого сигнала будет начинаться с усилительного каскада - схемы усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём будем использовать  БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте мала, частота же в этом блоке не изменяется. Выходная мощность будет равна 2,5 мВт ( kp = 10…12).   Далее следует каскад фазовой коррекции, состоящий целиком из пассивных  элементов R, L, C. Данный блок необходим для фазовой коррекции сигнала (для уменьшения уровня нелинейных продуктов сигнала, образованных после усиления сигнала в усилительном каскаде). Выходная мощность при этом несколько уменьшается и становится равной 2мВт. Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. Далее следует  ещё один усилительный каскад - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём также будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте по-прежнему мала, частота же в этом блоке не изменяется. Выходную мощность возьмём равной 5 мВт. Далее следует ещё один каскад фазовой коррекции, состоящий целиком из пассивных  элементов R, L, C. Выходная мощность после этого каскада несколько уменьшается и становится равной 4,5 мВт. Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. С учетом изложенных выше замечаний после фазовой коррекции должно быть мВт 30. Тогда с учетом потерь на выходе будет 20-25 мВт.

        Итак, на выходе балансного модулятора выходная мощность равна 24,5 мВт  (сумма мощностей двух сигналов, поступающих на БМ, ), а частота равна комбинации частот fпр из и fиз ,т.е. 38 МГц + (-) fиз. Далее следует полосовой фильтр, представляющий собой фильтр Кауэра, состоящий только из пассивных элементов L и C. Выходная мощность после этого каскада несколько уменьшается и становится равной 20 мВт.  Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. Частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной 38 МГц + (-) fиз. Далее следует усилительный каскад - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте мала, частота же в этом блоке не изменяется. Выходная мощность будет равна 50 мВт. Далее следует каскад фазовой коррекции, состоящий целиком из пассивных  элементов R, L, C. Выходная мощность после этого каскада несколько уменьшается и становится равной 45 мВт. Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. Далее следует  ещё один усилительный каскад - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём также будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте по-прежнему мала, частота же в этом блоке не изменяется. Выходную мощность возьмём равной 100 мВт. Далее следует ещё один каскад фазовой коррекции, состоящий целиком из пассивных  элементов R, L, C. Выходная мощность после этого каскада несколько уменьшается и становится равной 95 мВт. Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. Затем сигнал с каскада фазовой коррекции подаётся на один из входов смесителя (СМ).

       На второй вход СМ подаётся сигнал, полученный в тракте формирования сигала с частотой fк . При этом сигнал с частотой необходимого нам канала (3-го, 4-го или 5-го) снимается с коммутатора под воздействием определённого сигнала с блока управления. Выберем схему построения смесителя на основе полевого двухзатворного транзистора с барьером Шотки средней мощности 3 П604А-2, у которого выходная мощность равна 0,2 Вт, а коэффициент усиления по мощности kp составляет 3 дБ. Его граничная частота ft = 18 ГГц, что намного превышает его рабочую частоту. На выходе смесителя получаем сигнал с мощностью равной

0,2 Вт и частотой fк + fиз - fпч из  или fк + fиз – 38 МГц. Далее следует полосовой фильтр, представляющий собой фильтр Кауэра, состоящий только из пассивных элементов L и C. Данный фильтр необходим для фильтрации трёх сигналов с частотами fк3 + fиз – 38 МГц, fк4 + fиз – 38 МГц и fк5 + fиз – 38 МГц. Выходная мощность после этого каскада уменьшается на 20% и становится равной 0,16 Вт. Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. Частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной fк + fиз – 38 МГц. Далее следует предварительный усилитель изображения – схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В качестве усилительного элемента возьмём биполярный транзистор большой мощности КТ 920Б. Его граничная частота ft = 800 МГц, что намного превышает его рабочую частоту, равную либо 42 МГЦ, либо 50 МГц, либо 58 МГц в зависимости от выбранного нами канала. Коэффициент усиления по мощности kp у него на рабочей частоте составляет 10 дБ (10раз). Выходная мощность после этого каскада будет уже составлять 1,6 Вт, частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной fк + fиз – 38 МГц. Далее следует усилитель мощности – схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В качестве усилительного элемента возьмём биполярный транзистор большой мощности КТ 921А. Его граничная частота ft = 60 МГц, что превышает его рабочую частоту, зависящую от выбранного нами канала. Коэффициент усиления по мощности kp у него на рабочей частоте составляет 8. Выходная мощность после этого каскада будет равна 12,5 Вт, частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной fк + fиз – 38 МГц. Далее следует цепь согласования, состоящая только из пассивных элементов L и C. Выходная мощность после этого каскада уменьшается на 20% и становится равной 10 Вт, частота же остаётся равной fк + fиз – 38 МГц. Затем сигнал подаётся на сумматор сигналов звука и изображения. Данный сумматор является обычным разделительным фильтром (мостом), построенным на отрезках коаксиальных линий.

         Теперь переходим к описанию тракта звуковой частоты. Сигнал звука мощностью равной примерно 10 мВт и с частотой равной fзв поступает на усилительный каскад - схему усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В качестве усилительного элемента возьмём биполярный транзистор малой мощности КТ 326. Его граничная частота ft = 450 МГц, что намного превышает его рабочую частоту, равную fзв. Т.к. данный транзистор является маломощным, то выходная мощность после такого каскада мала ( kp = 5 => выходная мощность = 50 мВт). Далее следует частотно – модулированный автогенератор (ЧМАГ). Частота настройки данного автогенератора  определяется резонансной частотой колебательной системы данного каскада, она должна быть равна промежуточной частоте тракта звука и равна 31,5 МГц.В качестве активного элемента возьмём биполярный транзистор малой мощности КТ 326. Его граничная частота ft = 450 МГц, что намного превышает его рабочую частоту, равную 31,5 МГц. Выходная мощность после данного каскада будет равна 12 мВт, частота же выходного сигнала будет равна fпч зв +(-) fзв  или 31,5 МГц +(-) fзв. В данном каскаде также использованы 2 одинаковых варикапа КВ 104Е : один – в системе фазовой автоподстройки частоты, второй – в качестве элемента колебательной системы. Максимально допустимая рассеиваемая мощность на таком варикапе равна Pдоп = 100 мВт , максимально допустимое напряжение, которое можно подавать на варикап Uдоп = 45 В.? Т.к. выходная мощность автогенератора составляет 6 мВт, то на варикапах будет рассеиваться мощность, значительно ниже допустимой. Далее следует буферный каскад – схема усилителя, построенного по схеме с общим коллектором (повторитель напряжения). Данный каскад необходим для стабилизации уровня выходного напряжения ЧМАГ. В нём также будем использовать БТ КТ 326, частота же в этом блоке не изменяется. Т.к. данный транзистор является маломощным, то выходная мощность после буферного каскада также мала ( kp = 1,5…2 => выходная мощность = 24 мВт). Далее следует каскад усилителя промежуточной частоты - схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В нём также будем использовать БТ КТ 326, т.к. мощность в тракте по-прежнему мала (входная мощность равна 25 мВт), частота же в этом блоке не изменяется и остаётся равной 31,5 МГц +(-) fзв. Выходная мощность после усилителя будет равна 48 мВт. Затем сигнал с каскада усилителя промежуточной частоты подаётся на один из входов смесителя (СМ).

         На второй вход СМ подаётся сигнал, полученный в тракте формирования сигала с частотой fк . При этом сигнал с частотой необходимого нам канала (3-го, 4-го или 5-го) снимается с коммутатора под воздействием определённого сигнала с блока управления. Выберем схему построения смесителя на основе полевого двухзатворного транзистора с барьером Шотки средней мощности 3 П604А-2, у которого выходная мощность равна 0,2 Вт, а коэффициент усиления по мощности kp составляет 3 дБ. Его граничная частота ft = 18 ГГц, что намного превышает его рабочую частоту. На выходе смесителя получаем сигнал с мощностью равной

0,2 Вт и частотой fк - fпч зв  или fк – 31,5 МГц. Далее следует полосовой фильтр, представляющий собой фильтр Кауэра, состоящий только из пассивных элементов L и C. Данный фильтр необходим для фильтрации трёх сигналов с частотами fк3 – 31,5 МГц, fк4 – 31,5 МГц и fк5 – 31,5 МГц. Выходная мощность после этого каскада уменьшается на 20% и становится равной 0,16 Вт. Это связано с потерями на вышеперечисленных пассивных элементах. Частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной fк – 31,5 МГц. Далее следует предварительный усилитель звука – схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В качестве усилительного элемента возьмём биполярный транзистор большой мощности КТ 911А. Его граничная частота ft = 1,8 ГГц, что намного превышает его рабочую частоту, равную либо 48,5 МГЦ, либо 56,5 МГц, либо 64,5 МГц в зависимости от выбранного нами канала. Коэффициент усиления по мощности kp у него на рабочей частоте составляет 3 дБ (усиление в 2 раза). Выходная мощность после этого каскада будет уже составлять 0,32 Вт, частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной fк – 31,5 МГц. Далее следует усилитель мощности – схема усилителя, построенного по схеме с общим эмиттером. В качестве усилительного элемента возьмём биполярный транзистор средней мощности КТ 607А. Его граничная частота ft = 1 ГГц, что значительно превышает его рабочую частоту, равную либо 48,5 МГЦ, либо 56,5 МГц, либо 64,5 МГц в зависимости от выбранного нами канала. Коэффициент усиления по мощности kp у него на рабочей частоте составляет 6 дБ (усиление в 4 раза). Выходная мощность после этого каскада будет равна примерно 1,25 Вт, частота же после этого каскада не изменяется и остаётся равной fк – 31,5 МГц. Далее следует цепь согласования, состоящая только из пассивных элементов L и C. Выходная мощность после этого каскада уменьшается на 20% и становится равной 1 Вт, частота же остаётся равной fк – 31,5 МГц. Затем сигнал подаётся на сумматор сигналов звука и изображения.

          Рассмотрим систему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Сигнал с кварцевого автогенератора с частотой настройки 19 МГц подаётся на цифровой делитель частоты с коэффициентом деления n = 1900. На выходе делителя частоты получаем сигнал с частотой 10 кГц.

      

Рис. 7  Структурная схема цифрового делителя частоты

Кроме счётчика и дешифратора делитель содержит здесь 2 логических ключа. Нормально ключ К1 открыт (замкнут), а К2 закрыт (разомкнут). Поток входных импульсов через К1 поступает на счётчик. Дешифратор опознаёт (n – 1) состояние счётчика, и логическая единица, появляющаяся на его выходе, закрывает ключ К1 и открывает К2. В результате n – й входной импульс проходит через К2 непосредственно на выход с минимальной задержкой – только в К2. Этот же импульс переводит счётчик в состояние 2n, вновь открывает К1 и закрывает К2.  

     На выходе делителя частоты получаем сигнал с частотой 10 кГц, который затем поступает на один из входов фазового детектора. В фазовом детекторе будем использовать 2  диода А310.    Граничная частота такого диода ft = 1 ГГц, что значительно превышает его рабочую частоту, равную либо 10 кГц, выходная мощность равна 0,1 Вт. Т.к. выходная мощность кварцевого автогенератора равна 0,01 Вт, то на каждом диоде будет падать допустимая мощность. Далее с буферного каскада в тракте звуковой частоты часть сигнала поступает на ещё один цифровой делитель частоты с коэффициентом деления m = 3150. Т.к. частота сигнала на выходе буферного каскада равна 31,5 МГц, то на выходе второго делителя частоты получаем сигнал с частотой 10 кГц, который затем поступает на второй вход фазового детектора (ФД). ФД сравнивает фазы 2-ух сигналов, пришедших на его входы, и на выходе выдаёт уровень постоянного напряжения пропорционального разности фаз этих сигналов. Это постоянное напряжение затем через фильтр нижних частот подаётся на варикап, являющийся элементом колебательного контура частотно – модулированного автогенератора. Фильтр нижних частот с граничной частотой равной 12 или 14 Гц состоит только из пассивных элементов L и C и служит для фильтрации постоянного напряжения, снимаемого с фазового детектора. Если частота сигнала на выходе буферного каскада отклонилась по каким-либо причинам от заданного значения, равного 31,5 МГц, то на выходе делителя частоты с коэффициентом деления m = 3150 частота сигнала уже не будет равна 10 кГц ,а => и уровень постоянного напряжения на выходе фазового детектора будет отличен от 0. Подавая это напряжение на варикап, расположенный в колебательном контуре частотно –модулированного автогенератора, мы будем изменять ёмкость этого варикапа, а =>  изменять и суммарную ёмкость всей колебательной системы, => будем изменять и частоту генерируемых колебаний, приближая её значение к 31,5 МГц. В этом и состоит принцип фазовой автоподстройки частоты.

3. Разработка принципиальной схемы

3.1 Описание принципиальной схемы

Все задающие кварцевые автогенераторы выполнены на основе БТ КТ 326 по схеме с ёмкостной трёхточкой. Буферные каскады выполнены на основе БТ КТ 326 по схеме с общим коллектором. Усилительные каскады в тракте сигнала с частотами fк выполнены на основе БТ КТ 326 по схеме с общим эмиттером. Удвоитель частоты выполнен на основе БТ КТ 326 по схеме с общим эмиттером и входными и выходными изберательными цепями, настроенными соответственно на 1-ую и 2-ую гармоники входного сигнала. Смеситель выполнен на основе двухзатворного полевого транзистора 3 П604А-2. Полосовой фильтр представляет собой простейший фильтр Кауэра, построенный только на пассивных элементах L и С. Предварительные усилители и оконечные усилители мощности также построены на основе БТ по схеме с общим эмиттером. В тракте изображения в качестве активного  элемента в предварительном усилители используем БТ КТ 920Б , в оконечном усилителе мощности – БТ КТ 921А. В тракте звуковой частоты в качестве активного  элемента в предварительном усилители используем БТ КТ 911А , в оконечном усилителе мощности – БТ КТ 607А. Каскад фазовой коррекции представляет собой высокодобротный колебательный контур, состоящий только из пассивных элементов L и C. Балансный модулятор представляет собой обыкновенный диодный мост, состоящий из 4-ёх диодов А310. Усилительный каскад и усилитель промежуточной частоты в тракте звуковой частоты выполнены на основе БТ КТ 326 по схеме с общим эмиттером. Также в схеме применена фазовая автоподстройка частоты, в состав которой входят кварцевый автогенератор, 2 цифровых делителя частоты, фазовый детектор и фильтр нижних частот. Цифровой делитель в свою очередь состоит из двоичного счётчика, дешифратора и двух ключей. Фазовый детектор строится на основе двух лавинно – пролётных диодов КА 706А. Фильтр нижних частот представляет собой высокодобротный колебательный контур, состоящий только из пассивных элементов L и C. Сумматор сигналов звука и изображения является обычным разделительным фильтром (мостом), построенным на отрезках коаксиальных линий.

3.2 Расчёт кварцевого автогенератора

Целью расчёта является описание режима работы и определение параметров всех элементов кварцевого автогенератора с заданными техническими характеристиками.

1.)Выбираем транзистор малой мощности  КТ 326 с граничной частотой

ft = 450 МГц ;Его паспортные данные (учебное пособие «Устройства генерирования и формирования радиосигналов»): ck = 5 пФ ; cэ = 4 пФ ; rб = 80 Ом ; Uотс = 0,6 В; Uк доп = 15 В ; iк доп = 0,05 А ; Uб доп = 4 В ; Pк доп = 0,25 Вт ; Sгр = 0,03 А/В ;

ck – ёмкость коллекторного перехода ;

cэ -  ёмкость эмиттерного перехода ;

rб – сопротивление области базы транзистора ;

Uотс – напряжение отсечки на переходной ВАХ транзистора;

Uк доп – допустимое напряжение на коллекторе транзистора ;

iк доп – допустимый ток через коллекторный переход ;

Uб доп - допустимое напряжение на базе транзистора ;

Pк доп – допустимая рассеиваемая мощность на коллекторе транзистора ;

Sгр - крутизна линии граничных режимов на выходных статических ВАХ транзистора.

Считаем ,что средний коэффициент усиления тока В = 60 ;

   Рисунок 8  Принципиальная схема кварцевого автогенератора                                                                                                                                                                               

Граничные частоты : fβ = ft / B = 7,5 МГц ;  fα = ft + fβ = 457,5 МГц ;

Активная часть коллекторной ёмкости ска = ск / 2 = 2,5 пФ и сопротивление потерь в базе rб = 80 Ом ;

2.) Расчёт корректирующей цепочки

Корректирующая цепочка необходима , т.к. fβ ≤ 2fp , где fp – частота генерации = 19 Мгц.

Rз = 1/(2πftcэ) = 88,5 Ом                                                                                                      (2.1)

Rкор = = 14,5 Ом     стандартный резистор    Rкор = 14,6 Ом.          (2.2)

   

скор = 1/(2πfαRкор) = 24 пФ               стандартный ёмкость      скор = 24пФ                 (2.3)

                    

Rкор = (Rкор * Rз)/( Rкор + Rз) = 12,5 Ом ,                                                  (2.4)

где Rкор , R3 — сопротивления, корректирующие частотные свойства транзистора в открытом и закрытом состоянии.

Эффективность применения корректирующих цепей зависит от соотношения между R кор и R3 — требуется выполнение условия Rкор < Rз : 14,5 < 88,5.

Как видим, для расчета цепи коррекции нужно знать следующие параметры транзистора: граничные частоты ft и fβ = ft/B, барьерные емкости эмиттерного Сэ и коллекторного Ск переходов.

Крутизна переходной хар-ки транзистора с коррекцией Sк = 1 / Rкор =0,08 А/В  (2.5)

3.) Расчёт электрического режима

При работе транзисторов в классах АВ, В, С и использовании корректирующих цепей коллекторный ток имеет форму косинусоидальных импульсов с углом отсечки θ. Поэтому расчет режима транзистора можно проводить по стандартной методике с использованием коэффициентов α или γ.

Выберем угол отсечки θ и коэффициент обратной связи Кос.

Выбор угла отсечки импульсов коллекторного тока. При выборе угла θ следует учесть необходимый запас по самовозбуждению , а также условие баланса активных мощностей . В стационарном режиме колебаний γ1(θ) = 0,2 ...0,3. По таблицам функции γ1(θ) выбираем θ = 60 ... 75°.

Выбор коэффициента обратной связи. Величина Кос = Uб1к/UK1 (2.6) отражает относительное шунтирующее влияние на резонатор входной и выходной проводимостей транзистора. При малых Кос (т.е. относительно больших UK1) в значительной степени проявляется нелинейность барьерной емкости С„ коллекторного перехода, при больших Кос (больших амплитудах Uб1к) возрастает влияние входной проводимости транзистора.

Наибольшая стабильность частоты в транзисторном автогенераторе получается при Кос = 1…З. Обычно в задающих автогенераторах на биполярных транзисторах выбирают Кос = 1.Если требования к стабильности частоты не жесткие, то с целью увеличения выходной мощности можно уменьшить Кос до 0,3 ...0,5.

Выбираем iк max = 0,8*iк доп = 40 мА ; Uк0 = 0,3*Uк доп = 4,5 В ; Кос = 1 ; θ = 600 => α0 = 0,218 ;

α1 = 0,391 ; γ0 = 0,109 ; cosθ = 0,5 ;

Рассчитываем основные параметры генератора :

Чтобы мгновенные напряжения и ток коллектора не превышали допустимых значений Uк доп и iк доп выбираем iк max и Еп из условий : Еп < 0,5 Uк доп и

iк max ≤ 0,8 iк доп .

Iк1 = α1 * iк max = 15,64 мА ;                                                                                                     (2.7)

Ik0 = α0 * iк max = 8,72 мА                                                                                                          (2.8)

Uб1к = iк max / Sk *(1 – cosθ) = 1В ;                                                                                          (2.9)

 Uк1 = Uб1кос = 1В                                                                                                                (2.10)

P0 = Iк0 * Uк0 = 39,24 мВт ;                                                                                                     (2.11)

Pрас = P0P1 = 31,42 мВт < Pдоп = 250 мВт                                                          (2.12)

η1 = P1/P0 = 20% ;                                                            (2.13)

Eсм = Uотс - Uб1к cosθ = 0,1 В                                                          (2.14)

проверка : |Eсм - Uб1к| < |Uб доп| ; 0,9 < 3

напряжённость режима : ξ = Uк1/ Uк0 = 0,22                                                                 (2.15)

ξгр = 1 - iк max/(Sгр * Uк0) = 0,7                                                        (2.16)

ξ < 0,5ξгр            0,22 < 0,35 - условие получения недонапряжённого режима при относительно слабой зависимости барьерной ёмкости коллекторного перехода Ск от напряжения Uк для ↑ стабильности частоты.

Здесь, как и в усилителе мощности, приняты обозначения: Ik1 , Ik0 — амплитуда первой гармоники и постоянная составляющая коллекторного тока; ikmax — максимальное значение импульса коллекторного тока; Ukб1 , Uк1 — амплитуды первой гармоники напряжения на базе и коллекторе транзистора с коррекцией; RK -сопротивление нагрузки транзистора, т. е. резонансное сопротивление колебательной системы в точках К-Эк; P1, Р0, Ррас — колебательная, потребляемая и рассеиваемая в транзисторе мощности; η1 — электронный КПД; uотс — напряжение отсечки на переходной ВАХ транзистора; ξ — напряженность режима; ξгр — напряженность граничного режима; Srp— крутизна линии граничных режимов на выходных статических ВАХ транзистора.

    

4.) Расчёт резонатора

В диапазоне частот 10 ... 30 МГц оптимальные значения индуктивности контура L = 1... 10 мкГ. Выбираем L = 100 мкГн с добротностью QL=12560. Считаем,что Q0 = QL-R. Вычислим параметры элементов резонатора:

wp = 119,32 *106 рад/с

rl = 0,95 Ом ; Lкв = 0,0001 Гн ; с0 = 5 пФ ; rкв = 50 Ом ;

wрLкв – 1/( wрскв) = wрLэкв                                                                                                    (2.17)

      

 Lэкв = (wрLкв – 1/( wрскв))/ wр                                                                                                                                      (2.18)              

Расчет колебательной системы. Колебательная система автогенератора состоит из контура СгС2С3L. Частота автоколебаний равна резонансной частоте системы wр = 1/   (2.19), где С — суммарная емкость контура; 1/С = 1/C1 + +1/С2+ 1/С3   (2.20), где  С'2 = С2 + Ссв (2.21), где Ссв — эквивалентная емкость связи с нагрузкой, полученная при пересчете последовательной цепочки CCBRн в параллельную СсвRн. Легко видеть, что контур подключен к выходным электродам транзистора не полностью, причем RK = ρ 2Rp  (2.22) , где RK — сопротивление контура в точках К-Эк на резонансной частоте; ρ = Uк1/Uконт1  (2.23) — коэффициент включения контура в выходную цепь транзистора; Uконт1 — комплексная амплитуда первой гармоники напряжения на контуре (на индуктивности L); Rp — резонансное сопротивление контура при его полном включении.

Так как Uк1 = I конт1 /(jwC'2)   (2.24), U конт1= I конт1 /(jwC)    (2.25),  где I конт1 — комплексная амплитуда первой гармоники контурного тока, то р = C2'   (2.26). Резонансное сопротивление контура Rp=ρQ   (2.27), где ρ=wpL = 1/ (wp C)   (2.28) — характеристическое сопротивление; Q — добротность нагруженного  контура. Как было отмечено, для увеличения стабильности частоты целесообразно применять ослабленную связь резонатора с нагрузкой. В этом случае Q = Q0, где Q0 — добротность ненагруженного контура, Q0  = ρпот   (2.29), где гпот — суммарные потери в индуктивной и емкостной ветвях контура. Как правило, потери в индуктивности существенно больше потерь в ем-

емкостях, поэтому ориентировочно можно принять, что Q0 =wpL/rL = QL   (2.30), где гL — потери в индуктивности; QL — добротность индуктивности.

Q0 = wpLкв/(rL + rкв) = 234   (2.31)   Q0 – добротность ненагруженного контура (для ↑ стабильности частоты применяют ослабленную связь резонатора с нагрузкой ,т.е. Q = Q0 )

ρ = wpLкв = 11932 Ом                                                                                                   (2.32)

С = 1/( wpp) = 7,024 * 10-13 Ф                                                                                     (2.33)

Rp = pQ0 = 2,792 МОм                                                                           (2.34)

p =  = 0,00479                                                                                        (2.35)           

C2 = C/p = 146,64 пФ                                                                           (2.36)

С1 = C2ос = 146,64 пФ        стандартная ёмкость     С1 = 147 пФ      (2.37)

Скв = 7,092 * 10-13 Ф = 0,7092 пФ         Lэкв = 0,96 мкГн

Чтобы эквивалентная индуктивность кварцевого резонатора не была шунтирована ёмкостью С0 ,необходимо выполнение неравенства : 1/(wpC0) >> wpLэкв :

1676 Ом >> 114,5 Ом

5.) Расчет емкостей Ссв и С2 

Чтобы сопротивление нагрузки Rн , пересчитанное к выходным электродам транзистора , не снижало заметно добротность контура , примем Rн = 3Rк = 192 Ом.

Добротность последовательной цепочки СсвRн    Q =    (2.38)

Рассчитаем Rн с учётом того ,что за кварцевым АГ следует удвоитель частоты:

Rн = Rвх оэ = rэ(1+h21) + rб                                                                                            (2.39)

rб = 10…100 Ом        h21 = 60            rэ =       (2.40)

        Iэ0 = 8,72 мА  => Rн = 200 Ом.

Q = 0,707 ; Q2 = 0,5 , отсюда ёмкость связи Ссв = 1/(wpRнQ) = 59 пФ ;            (2.41) cтандартная ёмкость Ссв = 59 пФ ;

ёмкость,пересчитанная параллельно ёмкости С2свсв/(1 + 1/Q2)=19,67пФ (2.42) С2 = С2 - Ссв = 127 пФ  (2.43) ;          cтандартная ёмкость С2 = 127 пФ

Проверка : С0 << C1C2/(C1 + C2)  :  5 пФ  << 68,05 пФ

6.) Расчёт цепи смещения

         Напряжение смещения (напряжение между базой и эмиттером  транзистора с коррекцией):

 Uсм = R2/(R1 + R2)EпIэ0RсмIб0R1R2/(R1 + R2) (2.44)

Как видим, Uсм есть сумма фиксированного смещения от источника коллекторного питания, пересчитанного через делитель R1R2, и автосмещения, образованного протеканием постоянной составляющей тока эмиттера Iэ0 через сопротивление Rсм, а также постоянной составляющей базового тока Iб0 через параллельно соединенные сопротивления R1 ,R2. Получим условия для расчета Rl ,R2 и RCM. Учитывая, что Iэ0 = Iк0 и Iб0 = Iк0/B , запишем:

 Uсм = UбIко(Rсм + Rист/B) , (2.45)

где

 Uб = R2/(R1 + R2)Eп (2.46)

 Rист = R1R2/(R1 + R2) (2.47)

      В стационарном режиме колебаний напряжение смещения должно

быть равно значению :

 Uсм = UотсUб1кcosθ (2.48)

полученному из расчета режима транзистора.

В момент возбуждения колебаний напряжение смещения Uсм выбирается отличным от рассчитанного для получения мягкого режима возбуждения:

 Uсм(0) = UбIко(0)(Rсм + Rист/B) , (2.49)

где  Iко(0) — начальное значение постоянной составляющей коллекторного тока.

Найдем связь Uсм(0) и Iко(0). Выбрав начальное значение Uсм(0) смещение на линейном участке переходной характеристики транзистора с коррекцией получим :

 Uсм(0) = Uотс + Iко(0)/Sк (2.50)

Примем во внимание, что при изменении внешних условий постоянная составляющая базового тока Iбо изменяется сильнее, чем постоянная составляющая тока коллектора Iк0. Для увеличения стабильности частоты желательно, чтобы автосмещение создавалось током Iк0 на сопротивлении Rсм, а не током Iб0 на сопротивлении Rист = R1R2/(R1 + R2).

Поэтому запишем условие : Rсм >> R ист/В. На практике достаточно принять:

 Rсм = 3R ист(2.51)

Последнее условие установим, исходя из требования, чтобы ток Iк0 слабо зависел от изменений режима работы транзистора и определялся в основном элементами внешней цепи, что увеличивает стабильность частоты. Получено соответствующее соотношение между RCM и Rист:

 Rсм + Rист/В = (3…5)(1 + cos(θ)/γ0(θ))/Sk . (2.52)

Uб = Есм + 3Ik0(1 + cos(θ)/γ0(θ))/Sk = 1,927 В (2.53)

Rист = 3В(1 + cos(θ)/γ0(θ))/4Sk = 3143 Ом (2.54)

проверка : (С1)2Rp = 64 Ом << Rист – сопротивления R1 и R2 не шунтируют колебательный контур.

Rсм = 3R ист/В = 157,15 Ом   cтандартный резистор Rсм = 160 Ом  (2.55)

R1 = RистЕп/Uб = 11,9 кОм    cтандартный резистор R1 = 12 кОм (2.56)

R2=R1Uб/(ЕпUб)=4,27 кОм; cтандартный резистор R2=4,3 кОм (2.57)

Сбл2 = 10/wpRсм = 533пФ      cтандартная ёмкость  Сбл2 = 510 пФ   (2.58)

7.) Расчёт цепи питания

Цепь питания автогенератора состоит из источника питания Еп, блокировочных элементов Rбл , Сбл1. Очевидно соотношение для расчета Rбл : Rбл = (5...10) х RK. Сопротивление емкости блокировочного конденсатора Сбл1 на рабочей частоте должно быть по возможности малым: много меньшим внутреннего сопротивления источника питания.

При расчете напряжения источника питания нужно учесть требуемое постоянное напряжение на коллекторе Uk0 и падение напряжения на сопротивлении Rбл:            Еп = Uко + Ik0Rбл .                                                                                                           (2.59)

Rбл = 5Rk = 320 Ом ;        cтандартный резистор Rбл = 320 Ом

выбираем 1/wpCбл1 = 0,1 Ом    (2.60)

=> Cбл1 = 8,38 * 10-8 Ф ;

cтандартная ёмкость Cбл1 = 100 нФ

Еп = Uко + Ik0Rбл = 7,3 В.                                                                                                 (2.61)

3.3 Расчёт частотно-модулированного автогенератора

    Целью расчёта является описание режима работы и определение параметров всех элементов частотно-модулированного автогенератора с заданными техническими характеристиками.

     Электрические схемы частотных модуляторов различаются главным образом способом связи варикапа с резонатором автогенератора. Наиболее просто реализуются схемы с емкостной связью, один из вариантов которых изображен на рис. Здесь автогенератор выполнен на биполярном транзисторе по схеме Клаппа. Варикап связан с колебательным контуром С1С2С3L с помощью емкости Ссв. Постоянное смещение на варикап поступает от источника питания Еп через делитель R1R2, модулирующее напряжение — через разделительную емкость Ср1. Корректирующая  цепочка необходима ,т.к. выполняется неравенство для транзистора КТ 326 : . fβ ≤ 2fp ≤ 0,2ft , где fp – рабочая частота = 31,5 Мгц.

Требуется рассчитать частотный модулятор со следующими параметрами: несущая частота fн = 31,5 МГц; относительная девиация частоты ∆fд/fн =  =0,5x10-3; коэффициент гармоник kг < 5%; диапазон модулирующих частот 80 ... 12000 Гц.

Расчет схемы частотного модулятора целесообразно проводить в такой последовательности. Прежде всего нужно рассчитать схему автогенератора, далее выбрать варикап и рассчитать его режим. На заключительном этапе оценивается емкость связи варикапа с резонатором и рассчитывается делитель напряжения R1R2.

Рис. 9  Принципиальная схема частотно-модулированного автогенератора

Расчет автогенератора проводится по методике, известной из расчета задающих автогенераторов, при этом определяются следующие величины и параметры схемы: амплитуда первой гармоники напряжения на базе транзистора Uб1, амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе транзистора Uк1; коэффициент включения контура к выходным электродам транзистора р; параметры контура L, С'1, С2, С3, С, где С1 — суммарная емкость, включенная между базой и эмиттером транзистора, включающая емкость варикапа и Ссв; С — полная емкость контура, пересчитанная к индуктивности.

Из расчёта кварцевого АГ известны следующие параметры: Uб1к = 1В ; Uk0 = 4В ;

Еп = Uk0 + Iк0Rбл = 7,3 В ;   (3.1)

Uк1 = 1В ;

1.) Расчёт параметров элементов контура L, С'1, С2, С3, С

Расчёт производится аналогично расчёту данных параметров в кварцевом АГ.

 wp = 119,32 *106 рад/с

Возьмём L = 0,00001 Гн ;

Q0 = wpL/rL = 1978,2 – добротность ненагруженного контура (для ↑ стабильности частоты применяют ослабленную связь резонатора с нагрузкой ,т.е. Q = Q0 )при rL= = 1 Ом

ρ = wpLкв = 1978,2 Ом               (3.2)

С = 1/( wpp) = 2,555 * 10-12 Ф              (3.3)

Rp = pQ0 = 3,913 МОм      (3.4)

p =  = 0,004              (3.5)

C2 = C/p = 638,75 пФ (3.6)

С1 = C2ос = 638,75 пФ               (3.7)

C3 = (1/С - 1/С1 – 1/ С2) = 2,575 пФ (3.8)

стандартная ёмкость      C3 = 2,7 пФ

2.) Расчёт ёмкостей Ср2 и (С2 + СVD2)

Чтобы сопротивление нагрузки Rн , пересчитанное к выходным электродам транзистора , не снижало заметно добротность контура , примем Rн = 3Rк = 192 Ом.

Добротность последовательной цепочки СсвRн    Q =   (3.9)

Рассчитаем Rн с учётом того ,что за кварцевым АГ буферный каскад с ОЭ :

Rн = Rвх оэ = rэ(1+h21) + rб              (3.10)

rб = 10…100 Ом        h21 = 60            rэ =          (3.11)

      Iэ0 = 8,72 мА  => Rн = 200 Ом.

Q = 0,707 ; Q2 = 0,5 , отсюда ёмкость связи Ср2 = 1/(wpRнQ) = 35,75 пФ ;  (3.12)

стандартная ёмкость      Ср2 = 33 пФ

ёмкость, пересчитанная параллельно ёмкости С2 :

Ср2 = Ср2/(1 + 1/Q2) = 11,92 пФ ;  (3.13)

2 + СVD2 ) = С2 – Ср2 = 626,85 пФ ;  (3.14)

Т.к. СVD2 = 100пФ => С2 = 526,85 пФ       стандартная ёмкость С2 = 510 пФ

3.) Выбор варикапа .

Для уменьшения нелинейных искажений следует применять варикап с возможно большей средней емкостью Св0 . Максимальное значение Св0 ограничено двумя факторами. Во-первых, с ростом Св0 падает граничная частота варикапа wгр = 1/(Свогs) и, следовательно, его добротность Q = wгр/wн. Для уменьшения влияния варикапа на стабильность несущей частоты автогенератора желательно, чтобы на частоте генерации добротность Q была достаточно высокой: Q = 50 ... 100. Во-вторых, с ростом Св0 становится неравномерной динамическая модуляционная характеристика модулятора. На практике выбирают Св0 по возможности большой (при Q > 50), а модуляционную характеристику  проверяют экспериментально.

Выбираем варикап KBI04E, емкость которого Св0 = 100 пФ при Uв = 4В и добротность Q = 150 на частоте 10 МГц (т.е. Q = 47,62 на f = 31,5 МГц). Предельные параметры варикапа: Uдоп = 45 В; Pдоп = 100 мВт. Степень нелинейности вольт-фарадной характеристики  ν = 1/2.

Чтобы смещение на варикап можно было подавать от источника коллекторного питания транзистора Еп = 4,5 В, выбираем постоянное смещение на варикапе, близкое этой величине.

Пусть Uв0 = 4В

4.) Расчет режима варикапа.

Рабочий диапазон напряжений смещения на варикапе — это диапазон напряжений, при которых р-n-переход закрыт: 0 ... Uдоп. где Uдоп — максимально допустимое напряжение. В указанном диапазоне постоянное смещение на варикапе можно выбрать любым в зависимости от потребностей разработчика и наличия источников напряжения. В этом случае необходимо выполнять следующие соотношения:

 Uв min = Uв0 - UΩUв1 > 0                               (3.15)                                         
Uв min = Uв0 + UΩ + Uв1 < Uдоп                               (3.16)

Амплитуду модулирующих колебаний (нормированную) рассчитывают по формуле:

 UΩ = 4kг/(1 + ν) (3.17)

при заданном kr и выбранному Uв0. Если амплитуда UΩ задана, то по этой формуле находят UB0. Полезное изменение емкости варикапа ∆СВВ0 можно рассчитать по формуле:

Св1в0 = 4νkг/(ν + 1) (3.18)

полагая |∆СВ| = Св1. Коэффициенты kB и рв рассчитывают по формулам:

w/wн = -(∆СВkB)/2Св0 (3.19)

Здесь Св0 – средняя во времени ёмкость варикапа ; ∆СВ – её отклонение от среднего значения под действием низкочастотного напряжения.

kв = рв2 Св0 - коэффициент вклада варикапа в суммарную ёмкостьконрура С ;                                                                                       (3.20)                                                      

рв = Uв1/Uконт – коэффициент включения варикапа в контур.              (3.21)

 UΩ = 0,13

∆СВВ0 = 0,067 (3.22)

Kв = 0,015

pв = 0,0195

UΩ = UΩ(Uв0 +                                                                                       (3.23)

UΩ = 0,6 В при = 0,6 В – контактная разность потенциалов ;

Uв1 = pвUк1/p = 4,875 В (3.24)

5.) Расчёт ёмкостей Ссв и С1

Расчёт по формулам:

Uв1/ Uб1 = 1/(jw Св0) * 1/(1/(jw Св0) + 1/(jw Ссв))    (3.25)

откуда Ссв = Uв1Св0/( Uв1Uб1)                   (3.26)

С1 = С1 - СсвСв0/(Ссв + Св0)    (3.27)

     Ссв = 125,8 пФ            стандартная ёмкость   Ссв = 126 пФ            

    С1 = 583 пФ                стандартная ёмкость   С1 = 583 пФ

 

    

6.) Расчёт Rбл и делитель R3-R4

    Еп = Uk0 + Iк0Rбл = 7,3 В ;  (3.28)

    Uk0 = 4В ; Ik0 = 8,72 мА

    =>  Rбл = 378,44 Ом               стандартный резистор  Rбл = 378 Ом

  Uбсм+3Ik0(1+cos(θ)/γ0(θ))/Sk=1,927В (из расчёта кварцевого АГ) (3.29)

   Rист = 3В(1 + cos(θ)/γ0(θ))/4Sk = 3143 Ом (3.30)

    R3 = RистЕп/Uб = 11,9 кОм        стандартный резистор   R3 = 11,9 кОм         (3.31)

    R4 = R3Uб/(Еп - Uб) = 4,27 кОм     стандартный резистор   R4 = 4,27 кОм    (3.32)

     7.) Расчёт делителя R1-R2

Рассчитаем резистивный делитель R1R2 в цепи смещения варикапа, учитывая следующие условия:

ЕпR2/(R1 + R2) = 4 В     (3.33)

                

R1R2/(R1 + R2) << 1/(ΩmaxCво) = 833,33 кОм (3.34)

Второе условие вводится для того, чтобы нагрузка источника модулирующего сигнала была постоянной в полосе частот Fmin Fmax .Пусть R1R2/(R1 + R2) = 10 кОм, тогда R1 = 1,21 R2    =>

R1 = 18,25 кОм ;         стандартный резистор     R1 =  18 кОм ;

R2 = 22,121 кОм.        стандартный резистор     R2 =  22 кОм ;

3.4 Расчёт удвоителя частоты

      

        Целью расчёта является описание режима работы и определение параметров всех элементов удвоителя частоты с заданными техническими характеристиками.

         Умножителем частоты может служить усилитель мощности на биполярном или полевом транзисторе, выходная цепь которого настроена в резонанс с частотой nf. Если усилитель работает в режимах классов АВ, В или С, то выходной ток транзистора ik (t) имеет форму косинусоидальных импульсов, в спектре которых наряду с основной частотой присутствуют высшие гармоники. В выходной согласующей цепи ток ik (t) создает определенное напряжение Uk (t). При достаточно высокой добротности выходной цепи напряжение Uk (t) почти гармоническое с частотой nf. В результате в нагрузку передается мощность n-й гармоники Рn = IknUkn /2, где Ikn , Ukn — амплитуды n-й гармоники выходного тока и напряжения транзистора.

Режимы работы транзистора в умножителе частоты. Обычно умножение частоты с помощью транзисторов осуществляется на малом уровне мощности. Объясняется это тем, что КПД умножителей существенно ниже КПД усилителей. Выходные каскады транзисторных передатчиков работают, как правило, в режиме усиления мощности, а не умножения частоты. При анализе режимов работы транзистора полагаем, что форма напряжения на управляющем электроде гармоническая:

Uу = Есм + Uyl cos wt, где Есм — постоянное напряжение смещения;

Uyl — амплитуда первой гармоники управляющего напряжения

(w = 2пf ) .

Если в качестве нелинейного элемента применен биполярный транзистор, то для ослабления зависимости энергетических параметров умножителя от частоты используют корректирующие цепочки. Применяют в основном эмиттерную коррекцию. Амплитуда n-й гармоники выходного тока

Ikn = αn(θ) ik max   (4.1)                         

или

Ikn = γn(θ) SUу1 ,   (4.2)

где αn(θ) и γn(θ) — нормированные коэффициенты ряда Фурье для периодической последовательности косинусоидальных импульсов.

Для увеличения выходной мощности Pn желательно угол отсечки в выбрать таким образом, чтобы амплитуда Ikn была по возможности наибольшей. Наибольшая амплитуда тока соответствует экстремумам функций αn(θ) или γn(θ) ,число которых равно n-1. Если для расчета Ikn ис-пользуют α-коэффициенты, то целесообразно выбирать первый экстремум зависимости αn(θ), соответствующий оптимальным углам отсечки θоптα = 1200/n. Именно при таких углах отсечки получается наибольшее абсолютное значение αn. При использовании γ-коэффициентов для расчета Ikn оптимальные углы отсечки определяются формулой, получаемой при исследовании на экстремум функции γn(θ) :

Qopt = πk/n,

где k = 1, 2,… , n —1 — номер экстремума, причем модули уn, cоответствующие оптимальным углам отсечки и различным значениям k,

cоизмеримы.

Выбор α- или γ-коэффициентов для расчета Ikn обусловлен следующим. Если требуется получить максимальную выходную мощность, то целесообразно рассчитывать Ikn по формуле (4.1). Если же необходим максимальный коэффициент передачи, нужно пользоваться формулой (4.2).

Умножение частоты в транзисторных умножителях осуществляется благодаря нелинейности переходной вольт-амперной характеристики транзистора. Достоинство транзисторных  умножителей состоит в том, что в них наряду с умножением частоты усиливается входная мощность. Усиление мощности происходит в результате преобразования мощности источника питания в мощность колебаний частоты nf. Недостатком является существенное падение выходной мощности, КПД и коэффициента усиления Кp с ростом частоты колебаний и кратности умножения. На практике транзисторные умножители частоты применяются до частот диапазона СВЧ и имеют кратность умножения n ≤ 3.

Рисунок 10  Принципиальная схема удвоителя частоты

1.) Расчёт электрического режима (компонент выходного тока) транзисторного УЧ

Произведём расчёт с помощью α- коэффициентов.

θоптα = 1200/n , где n – кратность умножения , т.к. n = 2   =>   θоптα =  600

α2(θ) = 2sin3(θ)/(3π(1 – cos(θ)) = 0,2758 (4.3)

у КТ 326 ik max = 40 мА

Ik2 = α2ik max = 11 мА

Ik0 = α0ik max = 8,72 мА

2.) Расчёт корректирующей цепочки, цепей питания и цепей смещения.

Т.к. в качестве нелинейного элемента применяется БТ ,то для ослабления зависимости энергетических параметров умножителя от частоты используют корректирующую цепочку ,вычисление параметров которой было произведено при расчёте кварцевого АГ. Также  ранее уже были вычислены параметры цепей смещения и цепей питания. Здесь приведём только номиналы уже рассчитанных элементов этих цепей.

Расчёт фильтров Ф1 и Ф2

Фильтры Ф1 и Ф2 создают напряжения гармонической формы на базе и коллекторе . Для этого требуется, чтобы сопротивления фильтров со стороны транзистора были малыми на всех частотах , кроме wвх  для Ф1 Nwвх для Ф2. На входе и выходе каскада кроме П – фильтров (С1 , L1 ,C2 ,C3 и С7 , L4 ,C8 ,C9) включены дополнительные элементы: L2 , C4 и C6 , L3 , L5 .Параметры их выбираются так, чтобы резонансная частота контуров L2C4 и L3C6 совпадала с Nwвх ,а сопротивление L5 на частоте wвх было равно ёмкостному сопротивлению контура L3C6 .В итоге оказываются закороченными база с эмиттером на частоте Nwвх и коллектор

с эмиттером на частоте wвх .С помощью П – фильтра в точке A на частоте wвх обеспечивается оптимальное сопротивление для предыдущего каскада .Выходной

П – фильтр создаёт на частоте Nwвх оптимальную нагрузку для транзистора .Расчёт

фильтров выполняется по тем же формулам , что и обычных цепей согласования .

Рассчитаем сначала фильтр Ф1. Рассмотрим П – образный фильтр С1 L1 C2 C3. Этот фильтр должен быть настроен на частоту w0 = 119,32*106 рад/с ;

Т.к. будем использовать симметричный П – образный фильтр, то необходимо, чтобы выполнялись условия симметрии :

1.) В1 = B2 

2.) B3 = - B1 ,

где В1, В3 – проводимости поперечных плеч СЦ (согласующей цепи) , B2 – проводимость продольного плеча фильтра .

проводимость реактивного элемента B = - X-1 ,где X – реактивное сопротивление .

XL = w0L           (4.4)

XC = -1/(w0c)  (4.5)

исходя из условий симметрии можно записать расчётную формулу :

1/(1/w0c2 – w0L1) = - w0c1     =>                                                                               (4.6)

1 = w02L1c1 – c1/c2 (4.7)

Допустим, что с1 = 150пФ (стандартное значение);

с2 = 50пФ (стандартная ёмкость с2 = 49,9 пФ) => L1 = 1,873мкГн (стандартная индуктивность L1 = 1,87мкГн); с1 = с3 = 150пФ (стандартное значение).

Рассчитаем фильтр L2C4. Этот фильтр должен быть настроен на частоту 2w0 =      =238,64*106 рад/с ;

Для расчёта воспользуемся формулой Томпсона :

1/(2π ) = 2w0      (4.8)

=>      = 4,4524*10-19 Ф*Гн

Допустим, что с4 = 0,44524пФ (стандартная ёмкость с4 = 0,448 пФ)  =>   L2 = 1мкГн

Произведём аналогичный расчёт фильтра Ф2. Рассмотрим П – образный фильтр С7 L4 C8 C9. Этот фильтр должен быть настроен на частоту 2w0 = 238,64*106 рад/с ;

исходя из условий симметрии можно записать расчётную формулу :

1/(1/2w0c8 – 2w0L4) = - 2w0c7     =>      (4.9)

1 = 4w02L4c7 – c7/c8 (4.10)

Допустим, что с7 = 30пФ (стандартная ёмкость с7 = 31 пФ) ; с8 = 10пФ (стандартное значение) => L4 = 1,873мкГн (стандартная индуктивность L4 = 1,87мкГн); с7 = с9 = =30пФ (стандартная ёмкость с7 = 31 пФ).

Рассчитаем фильтр L3C6. Этот фильтр должен быть настроен на частоту 2w0 =      =238,64*106 рад/с ;

Для расчёта воспользуемся формулой Томпсона :

1/(2π ) = 2w0      (4.11)

=>      = 4,4524*10-19 Ф*Гн

Возьмём с6 = 10пФ (стандартное значение)   =>   L3 = 4,452*10-8Гн = 0,04452мкГн

(стандартная индуктивность L3 = 0,0448 мкГн) ;

на частоте w0 ёмкостное сопротивление контура L3C6 будет равно :

Rc = w0L3 – 1/(w0с6) = - 832,77 Ом (4.12)

т.к. сопротивление L5 на частоте w0 должно быть равно ёмкостному сопротивлению контура L3C6 ,то можно записать соотношение :

w0L5 = -Rc = 832,77Ом    =>      L5 = 7мкГн (стандартная индуктивность L5 = 6,98 мкГн).

3.5 Расчёт усилителя мощности

       Целью расчёта является описание режима работы и определение параметров всех элементов усилителя мощности с заданными техническими характеристиками.

1.)Выбираем транзистор большой мощности  КТ 921А с граничной частотой

ft = 60 МГц ;Его паспортные данные (справочник «Транзисторы для аппаратуры широкого применения») : ck = 45 пФ ; cэ = 375 пФ ; Uотс = 0,5В; Uк max =     =65 В ; iк max = 3,5 А ; Uб max = 4 В ; Pк max = 12,5 Вт ;

ck – ёмкость коллекторного перехода ;

cэ -  ёмкость эмиттерного перехода ;

Uотс – напряжение отсечки на переходной ВАХ транзистора;

Uк max – максимальное напряжение на коллекторе транзистора ;

iк max – максимальный ток через коллекторный переход ;

Uб max - максимальное напряжение на базе транзистора ;

Pк max – максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе транзистора ;

Считаем ,что средний коэффициент усиления тока В = 8 ;

Рисунок 11  Принципиальная схема усилителя мощности

Граничные частоты : fβ = ft / B = 7,5 МГц ;  fα = ft + fβ = 67,5 МГц; (5.1)

Активная часть коллекторной ёмкости ска = ск / 2 = 22,5 пФ; (5.2)

2.) Расчёт электрического режима

При работе транзисторов в классах АВ, В, С и использовании корректирующих цепей коллекторный ток имеет форму косинусоидальных импульсов с углом отсечки θ. Поэтому расчет режима транзистора можно проводить по стандартной методике с использованием коэффициентов α или γ.

Выберем угол отсечки θ и коэффициент обратной связи Кос.

Выбор угла отсечки импульсов коллекторного тока. При выборе угла θ следует учесть необходимый запас по самовозбуждению , а также условие баланса активных мощностей . В стационарном режиме колебаний γ1(θ) = 0,2 ...0,3. По таблицам функции γ1(θ) выбираем θ = 60 ... 75°.

Выбор коэффициента обратной связи. Величина Кос = Uб1к : UK1 отражает относительное шунтирующее влияние на резонатор входной и выходной проводимостей транзистора. При малых Кос (т.е. относительно больших UK1) в значительной степени проявляется нелинейность барьерной емкости С„ коллекторного перехода, при больших Кос (больших амплитудах Uб1к) возрастает влияние входной проводимости транзистора.

Наибольшая стабильность частоты в транзисторном автогенераторе получается при Кос = 1…З. Обычно в задающих автогенераторах на биполярных транзисторах выбирают Кос = 1.Если требования к стабильности частоты не жесткие, то с целью увеличения выходной мощности можно уменьшить Кос до 0,3 ...0,5.

Возьмём iк max = 3,5 А ; Uк0 = 0,375*Uк max = 24,375 В ; Кос = 1 ; θ = 600 => α0 = 0,218 ;

α1 = 0,391 ; γ0 = 0,109 ; cosθ = 0,5;

Рассчитываем основные параметры генератора :

Чтобы мгновенные напряжения и ток коллектора не превышали допустимых значений Uк доп и iк доп , выбираем iк max и Еп из условий : Еп < 0,5 Uк доп и

iк max ≤ 0,8 iк доп .

Выберем стандартный источник питания Еп = 27 В ; условие Еп < 0,5 Uк доп  выполняется, т.к. 27В < 40,625В ;

Rз = 1/(2πftcэ) = 7 Ом - сопротивление, корректирующее частотные свойства транзистора в закрытом состоянии (крайне мало).                                                             (5.3)

Крутизна переходной хар-ки транзистора Sп = 1,25 А/В.

Iк1 = α1 * iк max = 1,3685 А ;    (5.4)

 Ik0 = α0 * iк max = 0,763 А ;    (5.5)

Uб1 = iк max / Sп*(1 – cosθ) = 5,6 В ;      (5.6)

 Uк1 = Uб1ос = 5,6 В ; (5.7) 

P0 = Iк0 * Uк0 = 18,6 Вт ;    (5.8)

Pрас = P0P1 = 10,9364 Вт < Pдоп = 19,53125 Вт ;  (5.9)

η1 = P1/P0 = 41,2 % ;                                                                                                              (5.10)

Eсм = Uотс - Uб1 cosθ = -2,3 В ;  (5.11) 

проверка : |Eсм + Uб1| < |Uб доп|  →  3,3 В < 5 В

напряжённость режима : ξ = Uк1/ Uк0 = 0,23         (5.12)

ξгр = 1 - iк max/(Sгр * Uк0) = 0,5 , где (5.13)

Sгр = 0,2872 А/В - крутизна линии граничных режимов на выходных статических ВАХ транзистора.

ξ < 0,5ξгр            0,23 < 0,25 - условие получения недонапряжённого режима при относительно слабой зависимости барьерной ёмкости коллекторного перехода Ск от напряжения Uк для ↑ стабильности частоты.

Здесь приняты обозначения: Ik1 , Ik0 — амплитуда первой гармоники и постоянная составляющая коллекторного тока; ikmax — максимальное значение импульса коллекторного тока; Ukб1 , Uк1 — амплитуды первой гармоники напряжения на базе и коллекторе транзистора с коррекцией; RK -сопротивление нагрузки транзистора, т. е. резонансное сопротивление колебательной системы в точках К-Эк; P1, Р0, Ррас — колебательная, потребляемая и рассеиваемая в транзисторе мощности; η1 — электронный КПД; uотс — напряжение отсечки на переходной ВАХ транзистора; ξ — напряженность режима; ξгр — напряженность граничного режима; Srp— крутизна линии граничных режимов на выходных статических ВАХ транзистора.

3.) Расчёт согласующих цепей

Т.к. передатчик работает на 3 канала (используется 3 различных fк ), то будем использовать в качестве входной и выходной согласующей цепи 3 параллельно соединённых Г-образных фильтра. При этом резонансная частота настройки каждого контура будет определяться рабочей частотой fр передатчика на конкретном канале.

Резонансные частоты настройки 3-ёх контуров :

w1 = 263,76*106 рад/с

w2 = 314*106 рад/с

w3 = 364,24*106 рад/с

Использую формулу Томпсона, получим следующие соотношения :

L1C1 = 1,437*10-17 Гн*Ф

L2C2 = 1,014*10-17 Гн*Ф

L3C3 = 7,537*10-18 Гн*Ф

Возьмём L1 = L2 = L3 = L4 = L5 = L6 = 0,1 мкГн – значения индуктивностей в фильтрах входной и выходной цепи ;

=> C1 = 143,7 пФ  (стандартная ёмкость С1 = 143 пФ)     C2 = 101,4 пФ   (стандартная ёмкость С2 = 101 пФ)       C3 = 75,37 пФ (стандартная ёмкость С3 = 75,9 пФ) – значения  ёмкостей в фильтрах входной цепи.

Т.к. ёмкость коллекторного перехода сk = 45 пФ => мы должны учитывать её при вычислении ёмкости С4 1-го фильтра выходной цепи, поэтому С4 = С1 - ск =  =98,7 пФ (стандартная ёмкость С4 = 98,8 пФ). Оставшиеся  ёмкости С5 и С6 возьмём равными соответствующим ёмкостям в фильтрах входной цепи, т.е. С5 = С2 =

= 101,4 пФ (стандартная ёмкость С5 = 101 пФ) и  С6 = С3 = 75,37 пФ (стандартная ёмкость С6 = 75,9 пФ).

4.) Расчёт цепи смещения

         Напряжение смещения (напряжение между базой и эмиттером  транзистора с коррекцией):

 Uсм = R2/(R1 + R2)EпIб0R1R2/(R1 + R2) (5.14)

Как видим, Uсм есть сумма фиксированного смещения от источника коллекторного питания, пересчитанного через делитель R1R2, и автосмещения, образованного протеканием постоянной составляющей базового тока Iб0 через параллельно соединенные сопротивления R1 ,R2. Получим условия для расчета Rl ,R2. Учитывая, что Iэ0 = Iк0 и Iб0 = Iк0/B , запишем:

 Uсм = UбIкоRист/B ,   (5.15)

где Uб = R2/(R1 + R2)Eп  (5.16)

 

 Rист = R1R2/(R1 + R2) (5.17)

      В стационарном режиме колебаний напряжение смещения должно

быть равно значению :

 Uсм = UотсUб1кcosθ  (5.18)

полученному из расчета режима транзистора.

В момент возбуждения колебаний напряжение смещения Uсм выбирается отличным от рассчитанного для получения мягкого режима возбуждения:

 Uсм(0) = UбIко(0)Rист/B , (5.19)

где  Iко(0) — начальное значение постоянной составляющей коллекторного тока.

Найдем связь Uсм(0) и Iко(0). Выбрав начальное значение Uсм(0) смещение на линейном участке переходной характеристики транзистора получим:

 Uсм(0) = Uотс + Iко(0)/Sп (5.20)

Примем во внимание, что при изменении внешних условий постоянная составляющая базового тока Iбо изменяется сильнее, чем постоянная составляющая тока коллектора Iк0.

Получено соответствующее соотношение для Rист:

Rист/В = (3…5)(1 + cos(θ)/γ0(θ))/4Sп   (5.21)

Uб = Есм + 3Ik0(1 + cos(θ)/γ0(θ))/4Sп = 0,36 В  (5.22)

Rист = 3В(1 + cos(θ)/γ0(θ))/4Sп = 26,82 Ом  (5.23)

R1 = RистЕп/Uб = 2 кОм        стандартный резистор  R1 = 2кОм    (5.24)

R2=R1Uб/(ЕпUб)=27,18 Ом  стандартный резистор R2=27,2 Ом   (5.25)

7.) Расчёт цепи питания

Цепь питания автогенератора состоит из источника питания Еп = 27 В, блокировочных элементов Rбл , Сбл. Сопротивление емкости блокировочного конденсатора Сбл на рабочей частоте должно быть по возможности малым: много меньшим внутреннего сопротивления источника питания.

При расчете Rбл нужно учесть требуемое постоянное напряжение на коллекторе Uk0 и падение напряжения на сопротивлении Rбл: Еп = Uко + Ik0Rбл .         (5.26)

Rбл=(ЕпUк0)/Iк0=3,44 Ом ; стандартный резистор Rбл=3,44 Ом  (5.27)

выбираем 1/wpCбл = 0,1 Ом  (5.28)

возьмём рабочую частоту wp для 5-го канала, т.е. wp = 364,24*106рад/с    => Cбл = 27,45 нФ     стандартная ёмкость Cбл = 27,4 нФ;

4. Расчёт КПД передатчика

Для оконечного УМ в тракте изображения известны следующие параметры :

Ik0 = 0,763 А ;

Еп = 27 В ;

Потребляемая от источника питания мощность в этом случае P0 = Ik0* Еп = 20,6 Вт;

С учётом усиления АМ – колебаний вводим запас по мощности, т.е. мощность P0 должна быть кратна (1+m)2 ,где m – глубина амплитудной модуляции.

Возьмём m = 1 => P0 = 4* P0 = 82,4 Вт.

С учётом потребления мощности в предыдущих каскадах P0 = 1,25 * 82,4 = 103 Вт ;

КПД ТВ – передатчика  η = 10/103 = 10% .

Заключение

В данном курсовом проекте разработан и рассчитан телевизионный передатчик 3-5 каналов в соответствии с техническим заданием. Пояснительная записка содержит структурную и принципиальные схемы и расчёт кварцевого автогенератора, частотно-модулированного автогенератора и частотного удвоителя на основе БТ. Передатчик имеет малый уровень нелинейных искажений, обеспечивает необходимую частотную стабильность (нестабильность рабочей частоты равна 90Гц), КПД равный 10%.

Принципиальная схема ТВ передатчика представлена в приложении на чертеже формата А2.         

Структурная схема ТВ передатчика представлена в приложении на чертеже формата А3.      

  

Список используемой литературы

  1.  Радиопередающие устройства. – Под редакцией академика В.В.Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 1996.
  2.  Проектирование радиопередающих устройств. – Под редакцией В.В.Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 1984.
  3.  Петров Б.Е., Романюк В.А. Радиопередающие устройства на

полупроводниковых приборах. – М.: Высшая школа, 1989.

  1.  Шапиро Д.Н., Паин А.А. Основы теории синтеза частот. – М.:   Радио и связь, 1981.
  2.  Радиопередающие устройства. – Под редакцией академика В.В.Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

7981. Определение поверхности теплопередачи выпарный аппаратов 344.5 KB
  Технологический расчёт. Определение поверхности теплопередачи выпарный аппаратов Поверхность теплопередачи каждого корпуса выпарной установки определяют по основному уравнению теплопередачи...
7982. Проблемы опустынивания: распространение, роль естественных и социально - экономических факторов 148.12 KB
  Проблемы опустынивания: распространение, роль естественных и социально - экономических факторов. Стратегии, международная конвенция по борьбе с опустыниванием Введение Опустынивание - деградация земель в аридных, полуаридных и засушливых област...
7983. Газораспределительный механизм в автомобилях 2.35 MB
  Введение Изобретенный более ста лет назад автомобиль прочно занял ведущее место в жизни человека. По мере развития техники он совершенствуется, становясь более сложной энергетической установкой мощностью от нескольких десятков до 1000 и более лошади...
7984. Разработка продольного профиля, плана трассы трубопровода и определение потребности в ресурсах на его строительство 315 KB
  Разработка продольного профиля, плана трассы трубопровода и определение потребности в ресурсах на его строительство Содержание Исходные данные. Область применения технологической карты. Расчет геометрических размеров траншеи. Расчет ...
7985. Элементы электрической цепи 259 KB
  Элементы электрической цепи Активными элементами являются источники электрической энергии. Они подразделяются на источники напряжения - условное обозначение на рисунке. Пассивные элементы - элементы, которые не являются источниками электри...
7986. Архитектура вычислительных сетей 1.49 MB
  В учебном пособии рассмотрены основные вопросы архитектуры построения вычислительных сетей, аппаратное и программное обеспечение компьютерных сетей. СОДЕРЖАНИЕ Введение Основы работы сети...
7987. Курс лекций по системе AutoCAD 2.86 MB
  Оглавление. Оглавление. Рисунки. Команды общего редактирования. Настройка программы Простейший шаблон Использовать шаблон Использование волшебника. Выбор мастера. Настройка размерных параметров. Настройка размерных стилей. Диаметр...
7988. Исследование надежности работы систем связи с подвижными объектами 82.5 KB
  Исследование надежности работы систем связи с подвижными объектами. ЦЕЛЬ ЗАНЯТИЙ Изучить особенности проектирования систем связи с подвижными объектами (ССПО). Определить на трассах распространения сигнала одного направления  медианные мощности...