79886

Усилители постоянного тока. Операционные усилители

Лекция

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Коэффициент усиления Ку отношение приращения значения выходного напряжения к вызвавшему его изменению дифференциального входного напряжения. Входное сопротивление для синфазного сигнала rсф величина равная отношению приращения синфазного входного напряжения к приращению среднего входного тока ОУ rсф обычно на 1 2 порядка больше rвх.сф определяется как отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению синфазного входного сигнала. Коэффициент влияния нестабильности источника питания Кп отношение изменения...

Русский

2015-02-15

415.5 KB

1 чел.

Лекция 4

Усилители постоянного тока. Операционные усилители

 

Усилитель постоянного тока (УПТ) – это усилитель, обеспечивающий усиление сигналов постоянного тока, медленно изменяющихся сигналов и переменных сигналов. Наибольшее применение в качестве УПТ нашли операционные усилители.

Операционным усилителем (ОУ) называется усилитель электрических сигналов, предназначенный для выполнения различных операций над аналоговыми величинами при работе в схеме с отрицательной обратной связью (ООС). С появлением интегральных ОУ они начали широко использоваться в устройствах усиления, генерирования, фильтрации, модулирования и демодулирования сигналов и многих других устройствах.

Параметры ОУ и УПТ, характеризующие его качество, весьма многочисленны. Основные из них следующие.

Коэффициент усиления (Ку)отношение приращения значения выходного напряжения к вызвавшему его изменению дифференциального входного напряжения.

Напряжение смещения (Uсм) — напряжение, которое необходимо приложить между входами ОУ для получения нуля на выходе ОУ.

Средний входной ток (iвх) — среднее арифметическое значение входных токов, измеренных при таком входном напряжении, при котором выходное напряжение ОУ равно нулю.

Разность входных такав (Diвх) — абсолютное значение разнести токов двух входов усилителя, измеренных тогда, когда напряжение на выходе ОУ равно нулю.

Температурный дрейф входного тока — коэффициент, равный отношению максимального изменения входного тока ОУ к вызвавшему его изменению окружающей температуры.

Температурный дрейф входных токов приводит к дополнительной погрешности

Значения температурных коэффициентов входного тока и разности входных токов ОУ приводятся в справочных данных усредненными в определенном температурном диапазоне.

Входное сопротивление (rвх) — сопротивление одного из входов ОУ, в то время как другой вход закорочен. Это сопротивление также называют входным сопротивлением для дифференциального сигнала.

Входное сопротивление для синфазного сигнала (rсф) — величина, равная отношению приращения синфазного входного напряжения к приращению среднего входного тока ОУ (rсф обычно на 1—2 порядка больше rвх).

Коэффициент ослабления синфазного сигнала (Ксф) — отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала Ку к коэффициенту усиления синфазного сигнала Ку.сф (Ку.сф определяется как отношение изменения выходного напряжения к вызвавшему его изменению синфазного входного сигнала).

Коэффициент влияния нестабильности источника питания (Кп) — отношение изменения напряжения смещения к вызвавшему его изменению одного из питающих напряжений DЕп.

Выходное сопротивление (rвых) — отношение приращения выходного напряжения ОУ к вызвавшей его активной составляющей выходного постоянного или переменного тока.

Частота единичного усиления ( fед) — частота, на которой модуль коэффициента усиления ОУ равен единице. Частота единичного усиления при 100 %-ной ООС с цепями коррекции частотной характеристики ОУ называется частотой среза (fср).

Граничная частота (fгр) — максимальная частота синусоидального сигнала, при которой сохраняется гарантированный эффективный диапазон синусоидального выходного напряжения ОУ.

Максимальная скорость нарастания выходного напряжения (v) — наибольшая скорость изменения выходного напряжения ОУ при подаче на его вход импульса прямоугольной формы максимально допустимой амплитуды.

Время восстановления выходного напряжения — время с момента снятия входного напряжения до момента, при котором , где Uнас — напряжение насыщения ОУ.

Время установления выходного напряжения — время, в течение которого выходное напряжение ОУ изменяется от уровня 0.1 до уровня 0.9 от установившегося значения при апериодическом процессе и при воздействии на вход импульса напряжения прямоугольной формы.

Шумовые характеристики ОУ. Эквивалентная схема ОУ с шумовыми источниками напряжения и тока показана на рис. 1.1.1. Напряжение шума включает в себя три некоррелированные составляющие: Uш1составляющую, обусловленную тепловым шумом (белый шум), Uш2составляющую, обусловленную диффузией неосновных носителей, Uш3составляющую, вызванную поверхностными явлениями в полупроводнике (фликкер-шум или розовый шум):

Значение шумового тока зависит от входного тока и полосы пропускания ОУ:

, где q — заряд электрона.

В практических расчетах шумовые составляющие Uш и iш с достаточной степенью точности можно считать некоррелированными. Кроме того, шумовые составляющие по отдельным входам ОУ также можно считать некоррелированными и приблизительно одинаковыми. Таким образом, если iш1 = iш2, R1 = R2 = R, то суммарное шумовое напряжение, приведенное ко входу ОУ,

, k=1.38 ×10-2.8 Дж/К.

Спектральная плотность белого шума Sб(f) = S0 примерно одинакова во всей полосе пропускания ОУ. Суммарную спектральную плотность шума можно записать в следующем виде:

.

УПТ на транзисторах

Для построения хороших, стабильных усилителей – надо сделать усилитель с большим коэффициентом усиления (хорошо бы около 1 000 000), а затем применить отрицательную обратную связь (ООС). И не важно, что большой коэффициент усиления получается плохим, невоспроизводимым, с неравномерной частотной и фазовой характеристиками и т.д. Величина ООС задаётся пассивными элементами, например ре

зисторами, а они обладают хорошей стабильностью.


Давайте посмотрим, как можно сделать усилитель с хорошим коэффициентом усиления. Пусть это схема с общим эмиттером (ОЭ), использующая
n-р-n транзистор.

Здесь мы не ввели никаких лишних деталей, считая, что на входе есть постоянная и переменная составляющие сигнала, и на выходе мы сумеем выделить нужные составляющие сигналов. Поэтому у нас есть только резистор R и напряжение питания Еп. Напишем выражение для Uвых:

Мы написали это выражение в таком виде, чтобы точно увидеть, как оно зависит от температуры. Но при этом мы будем считать, что при изменении температуры одновременно изменяется и входной сигнал, так, чтобы на выходе всё оставалось постоянным. Итак, мы считаем, что Uвых, Еп, R и I0 остаются постоянными (последнее, правда, немного меняется, но гораздо меньше, чем члены в экспоненте). Поэтому можно полагать, что меняются только Uбэ и Т – напряжение база-эмиттер и абсолютная температура. (q и k – мировые константы – заряд одного электрона и постоянная Больцмана.) Продифференцируем по Т и приравняем к нулю.

Сокращая лишние члены, получим:

На первый взгляд это может быть всё что угодно – какое-то напряжение, делённое на какую-то температуру.

Но температура эта абсолютная, т.е в градусах Кельвина, и близка к комнатной. Значит, это примерно 3000К. А напряжение – это примерно контактная разность потенциалов, так как р-п переход эмиттер-база смещён в прямом направлении. Следовательно, всё зависит от материала: для кремния это 0,6 В, а для германия 0,3 В. Поделив контактную разность потенциалов на температуру, получим:

Материал

dUбэ/dT, мВ/0К

Si

2

Ge

1

Видно, что германий в 2 раза лучше (термостабильнее), чем кремний. Но в современных условиях кремний гораздо технологичнее (дешевле).

Итак, у кремниевых транзисторов приведённый ко входу температурный дрейф составляет всего 2 мВ/0К. Чтобы узнать, что будет на выходе, надо это умножить на перепад температуры и коэффициент усиления. У работающего транзистора перепад температуры вполне может быть 10 0К, а коэффициент усиления у двух- трёхкаскадного усилителя может быть 1000...100000. Получается 20...2000 В. Это очень много.

Конечно, можно использовать полевые транзисторы, у них температурный дрейф гораздо меньше. Но есть несколько способов борьбы с температурным дрейфом и в биполярных транзисторах. Например, известный способ разделения сигнала на постоянную и переменную составляющие при помощи разделительных конденсаторов. Кроме того, можно преобразовать сигнал в высокочастотный, а после усиления выпрямить (модуляция-усиление-демодуляция).

Но наибольшее распространение получил метод дифференциального каскада. Рассмотрим его

подробнее.


На рис. представлена схема, состоящая из двух по возможности одинаковых транзисторов, двух коллекторных резисторов, тоже одинаковых, и одного эмиттерного резистора, общего для двух транзисторов. Схема имеет два входа и один разностный выход. Здесь также обычно используется
два источника питания.

Обычно +/– Еп одинаковые. И если Uвх близки к нулю, то на эмиттерном сопротивлении падает большое и почти постоянное напряжение, поэтому ток, протекающий через это сопротивление, тоже почти постоянный. Это значит, что мы задали ток эмиттеров. Далее этот ток разделяется на две части, и протекает через два транзистора.

А теперь давайте рассмотрим случай одинаковых входных напряжений – синфазный входной сигнал. Теоретически если на входах синфазный сигнал, то ток, протекающий через транзисторы, будет одинаковый, т.е. разделится пополам. Но этот ток задан резистором и почти не зависит от входного сигнала. Поэтому отклик на синфазный сигнал очень мал, а так как мы на выходе берём разностный сигнал, то он вообще близок к нулю. Это обусловлено тем, что в эмиттере напряжение будет меняться почти также, как и в базах: разность потенциалов между базой и эмиттером меняется гораздо меньше, чем на входах.

Дифференциальный сигнал также одинаков на обоих входах, но противоположен по фазе. Поэтому на эмиттерах напряжение почти не меняется, полный эмиттерный ток тоже, а на базах транзисторов напряжение меняется гораздо сильнее, и это приводит к тому, что токи через транзисторы меняются в разные стороны: на одном транзисторе увеличивается, а на другом – уменьшается, хотя в сумме он остался неизменным. Поэтому сигнал на выходе (на коллекторах) будет сильным, да ещё в два раза больше, так как он получается как разность между двумя коллекторами.

Дело заключается в том, что для синфазного сигнала схема аналогична схеме с ОК: есть сильная ООС благодаря наличию эмиттерного сопротивления; а для дифференциального сигнала – аналогична схеме с ОЭ: напряжение на эмиттерах практически не меняется, поэтому можно считать, что эмиттеры как бы заземлены. Итак, дифференциальный сигнал хорошо усиливается, как в схеме с ОЭ, а синфазный сигнал сильно ослабляется, как в схеме с ОК во-первых, и за счёт вычитания коллекторных сигналов во-вторых.

Если сигналы Uвх1 и Uвх2 произвольные, то можно вычислить синфазную и дифференциальную составляющие по формулам:

и наоборот:

Обычно для хороших дифференциальных каскадов трудно подобрать достаточно близкие по параметрам транзисторы и даже резисторы коллекторов, поэтому на практике уже давно, ещё до возникновения микроэлектроники, стали делать спаренные транзисторы, которые находятся очень близко друг к другу, изготовлены в одном технологическом режиме и имеют почти одинаковую температуру. Такие транзисторы не надо подбирать – они созданы специально похожими, чтобы получать очень низкий коэффициент усиления синфазного сигнала Ксин. А при переходе на микроэлектронику вообще все дифференциальные каскады стали делать интегральным способом. Обычно в этом случае Кдиф = 100...400, а Ксин =0,1...1. Для оценки качества дифференциального каскада вводят коэффициент ослабления синфазного сигнала (КООС):

Это лежит в пределах 400...1000, или в децибеллах 50...60 дБ.

Почему нам так важен синфазный сигнал? Дело в том, что различные дрейфы транзисторов: старение, тепловой дрейф и так далее – это эквивалентно подаче на входы одинаковых сигналов, то-есть синфазному сигналу. Поэтому если синфазнвй сигнал сильно ослаблен, то и тепловой дрейф тоже ослаблен. И мы видим, что коэффициент усиления дифференциального сигнала в 1000 раз сильнее, чем, скажем, тепловой дрейф. Но это значит, что дифференциальный каскад годится для первого каскада усилителя, который будет предназначем для усиления с большим коэффициентом усиления, чтобы потом использовать его для усилителя с ООС. Такие усилители называются операционными (ОУ).

Итак, почти всегда для изготовления ОУ делают первым каскадом дифференциальный. Но у

разных ОУ он бывает разным. Часто вместо обычных транзисторов берут сдвоенные, см. рис.


Здесь мы уже применили принятое в микроэлектронике условное обозначение транзисторов:
без кружочка, обозначающего, что у транзистора есть свой корпус. В микроэлектронике этого обычно не бывает.

У такого каскада коэффициент усиления сдвоенных транзисторов гораздо больше (1002=10000). Именно из-за большого коэффициента усиления они и используются.

Но можно использовать супер-вета транзисторы – это специально изготовленные транзисторы с очень маленькой базой и большим перепадом концентраций в эмиттерной и базовой области. Коэффициент усиления у них может достигать 5000 и более. К сожалению, эти транзисторы требуют очень точной технологии, и, кроме того, они не выдерживают больших напряжений. Поэтому для защиты от пробоя к ним надо добавлять ещё по одному транзистору. Из-за большой технологической сложности супер-бета транзисторы используются редко.

Иногда входные каскады полезно сделать на основе полевых транзисторов, так как они имеют очень большое входное сопротивление. Чаще используют полевые транзисторы с р-п переходом. Но всё же это тоже слишком большое усложнение технологии.

Поэтому в большинстве ОУ используют одинарные биполярные транзисторы, но принимают меры к тому, чтобы улучшить генератор тока эмиттера, и вместо резистора используют транзистор. Но чаще всего для этой цели используется схема, которая называется "токовое зеркало".

Она изображена на рис.:


Здесь использованы два одинаковых транзистора (лучше изготовленных в одном цикле), и через правый, включённый по схеме диода (коллекторный р-п переход закорочен, и остаётся только эмиттерный р-п переход) пропускается прямой ток. Этот ток определяется формулой:

Этот ток ни от чего не зависит. Он постоянен. Но значит и напряжение в его базе и базе соседнего транзистора одинаково и таково, что обеспечивает протекание точно такого же тока и через соседний транзистор:

У нас получилось как бы зеркало: ток, который протекает через правый транзистор, протекает и через левый, отражается. Но этот ток не зависит от напряжения на коллекторе левого транзистора. Значит, у нас получился генератор тока. И очень хороший генератор тока, так как у него очень большое выходное сопротивление, равное дифференциальному сопротивлению коллектора, которое, как мы помним, составляет 100 кОм...10 МОм. Если использовать такой хороший генератор тока, получится увеличение КООС до 1 000 000 (120 дБ).

В дифференциальном каскаде мы обсудили почти все проблемы. Осталось обсудить только выход. А он, как мы знаем, должен быть разностным. Это значит, что его нельзя заземлить.

Но если сделать вычитающее устройство? Оказывается, это можно с помощью токового зеркала, см. рис. внизу. Два верхних транзистора имеют тип р-n-р. Поэтому у них эмиттеры с другой стрелкой и подсоединены к положительному питанию, а коллекторы внизу и идут к минусу. Правый транзистор, как у токового зеркала, служит диодом (база-коллектор закорочены). Поэтому он точно пропускает ток, который проходит через правый транзистор дифференциального каскада. И этот же ток проходит через левый транзистор токового зеркала. Но по схеме он соединён с коллектором левого транзистора дифференциального каскада. Получается противоречие: нижний транзистор даёт ток I1, а верхний – ток I2. Это противоречие разрешается тем, что к соединению

коллекторов подключён ещё один провод, и разница токов уходит по нему в следующий каскад.

Схема типового УПТ на ОУ приведена на рис.1.

Рисунок 1.

Типовая АЧХ УПТ приведена на рис.2 и определяется диапазоном рабочих частот от 0 до fгр., крутизной спада характеристики в дБ/Окт или дБ/дек, неравномерностью АЧХ в диапазоне рабочих частот.

Рисунок 2

Компенсация напряжения смещения ОУ

Практически напряжение смещения Uсм компенсируется либо балансировкой входного каскада ОУ (для этих целей в ОУ имеются специальные выводы), либо включением компенсирующего напряжения на один из входов ОУ. При изменении температуры появляется дополнительная составляющая напряжения смещения , где  — коэффициент влияния температуры на Uсм. Вследствие прогрева кристалла микросхемы или при быстром изменении температуры напряжение смещения может претерпевать значительные изменения. В зависимости от размеров кристалла переходной процесс в воздухе устанавливается в течение 1—500 мкс (при включении питания). Быстрое изменение нагрузки также приводит к неравномерному нагреву кристалла.

Характер изменения Uсм во времени при включении питания (медленный прогрев) и скачкообразном изменении температуры или нагрузки показан на рис. 1.2.1.

Компенсация Uсм с помощью балансировки входного каскада ОУ приводит к дополнительной погрешности от температурного дрейфа. Так, если с помощью переменного резистора, подключенного к специальным выводам ОУ, сбалансирован первый (входной) каскад, то температурный дрейф напряжения смещения увеличится по сравнению с исходным температурным дрейфом примерно на величину  где Uсмвеличина скомпенсированного напряжения смещения, мВ. Эта формула справедлива для дифференциальных входных каскадов ОУ, в эмиттерных цепях которых отсутствуют резисторы. Если имеются такие резисторы, то этот температурный дрейф уменьшается пропорционально отношению полного сопротивления эмиттерной цепи к динамическому сопротивлению эмиттера. Для дифференциальных каскадов ОУ, построенных на полевых транзисторах, увеличение температурного дрейфа примерно такое же, как и для каскадов с биполярными транзисторами (примерно 3 мкВ/°С), однако напряжение смещения у ОУ с полевыми транзисторами обычно значительно больше.

Компенсация Uсм путем подключения на входе ОУ специальной цепи, формулирующей компенсирующее напряжение, не приводит к дополнительному росту температурного дрейфа. На рис. 1.2.2, а, б и в показаны типовые схемы цепей регулировки напряжения смещения нуля для инвертирующего, неинвертирующего и дифференциального усилителей соответственно. Регулировка напряжения смещения в этих схемах осуществляется введением на соответствующий вход ОУ компенсирующего напряжения.

Расчет компенсирующей цепи осуществляется, исходя из условия обеспечения на резисторе R4 напряжения несколько большего, чем ±Uсм, при этом R4  RЗ. Потенциометр #5 (5—10 кОм) подключается обычно к источникам питания ОУ. Сопротивления резисторов R3 в схемах рис. 1.2.2, б, в необходимо выбирать такой величины, чтобы при изменении R5 коэффициент передачи усилителей изменялся в пределах заданной погрешности.

Рис. 1.2.1. График изменения напряжения смещения нуля ОУ во времени при медленном и скачкообразном прогреве кристалла

а

б

в

г

Рис. 1.2.2. Схемы регулировки напряжения смещения нуля инвертирующего (а), неинвертирующего (б), дифференциального (в) усилителей и ОУ, имеющего специальные выводы (г)

Для компенсации температурного дрейфа напряжения смещения используется метод термокомпенсации, основанный на идентичности зависимостей температурного дрейфа биполярного ОУ и прямосмещенного p-n-перехода. На рис. 1.2.2, г показана термокомпенсирующая цепь, в которой напряжение на регулирующем потенциометре R1 формируется с помощью перехода база — эмиттер транзистора V1. Ток, протекающий через резистор R2, делится на ток через резистор RЗ и ток через V1. Ток, протекающий через RЗ, создает напряжение управления транзистором. Если ток базы V1 много меньше тока через резистор RЗ, то ток коррекции смещения будет равен . Данная схема используется для ОУ, во входном дифференциальном каскаде которого отсутствуют резисторы в эмиттерных цепях. Если такие резисторы имеются, то в эмиттерную цепь транзистора V1 необходимо включить резистор примерно такой же величины, как и в эмиттерных цепях входного каскада ОУ.

В высокоточных повторителях напряжения компенсацию напряжения смещения можно осуществлять с помощью формирования напряжения в цепи ООС. Схема регулировки напряжения смещения нуля в повторителе напряжения показана на рис. 1.2.3. Напряжение компенсации в данной схеме регулируется с помощью потенциометра R1, питание которого осуществляется от стабилитронов V1, V2. Для повышения стабильности V1 и V2 запитаны от источников тока.

Рис. 1.2.3. Схема регулировки напряжения смещения нуля ОУ в повторителе напряжения

PAGE   \* MERGEFORMAT 8


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

44568. Основные компоненты и типы ЛВС 44.5 KB
  ЛВС имеют модульную организацию. Компоненты ЛВС Выделяется два основных типа ЛВС: одноранговые peertopeer ЛВС и ЛВС на основе сервера server bsed. Выбор типа ЛВС зависит от: размеров предприятия; необходимого уровня безопасности; объема сетевого трафика; финансовых затрат; уровня доступности сетевой административной поддержки.
44569. Одноранговые сети. Рабочая группа 45.5 KB
  Все пользователи решают сами какие данные и ресурсы каталоги принтеры факсмодемы на своем компьютере сделать общедоступными по сети Одноранговая сеть Рабочая группа – это небольшой коллектив объединенный общей целью и интересами. Эти сети относительно просты.
44570. Сети на основе сервера 70.5 KB
  Поэтому большинство сетей используют выделенные серверы Выделенными называются такие серверы которые функционируют только как сервер исключая функции РС или клиента. Круг задач которые выполняют серверы многообразен и сложен. Чтобы приспособиться к возрастающим потребностям пользователей серверы в ЛВС стали специализированными. Так например в операционной системе Windows NT Server существуют различные типы серверов: Файлсерверы и принтсерверы.
44571. Комбинированные сети 46 KB
  На рабочих станциях ЛВС устанавливают Windows NT WorkSttion или Windows 95 98 которые будут управлять доступом к ресурсам выделенного сервера и в то же время предоставлять в совместное использование свои жесткие диски а по мере необходимости разрешать доступ и к своим данным Структура комбинированной ЛВС Комбинированные сети – наиболее распространенный тип ЛВС но для их правильной и надежной защиты необходимы определенные знания и навыки планирования. А вот различия между одноранговыми сетями и ЛВС с выделенными серверами существенно...
44572. Понятие топологии сети и базовые топологии 31 KB
  Термин топология сети или просто топология характеризует физическое расположение компьютеров сетевых сред передачи данных и других компонентов сети. Топология – это стандартный термин который: используется при описании основной компоновки сети; дает способ сравнивать и классифицировать различные сети. Топология сети обуславливает ее технические характеристики.
44573. Топология типа «шина» 82.5 KB
  В ней используется один сетевой кабель именуемый магистралью или сегментом вдоль которого подключены все РС сети. Пакет в виде электрических сигналов передается по шине в обоих направлениях всем компьютерам сети. Так как в каждый момент времени в сети может вести передачу только одна РС то производительности ЛВС зависит от количества РС подключенных к шине. Чем их больше тем больше ожидающих передачи данных тем ниже производительности сети.
44574. Топология типа «звезда» 65.5 KB
  Основное достоинство этой топологии в том что если повреждена какая-либо РС или отдельное соединение между РС и концентратором вся сеть остается работоспособной. Как недостатки организации такой топологии следует отметить следующее: Так как все РС подключены к центральной точке то для больших ЛВС значительно увеличивается расход кабеля. Концентраторы являются центральным узлом в топологии звезда.
44575. Топология типа «кольцо» 41 KB
  Кроме того изменение конфигурации сети или подключение новой РС требует остановки всей сети.
44576. Комбинированные топологии 66 KB
  Звезда –шина strbus - это комбинация топологий шина и звезда Чаще всего это выглядит так: несколько сетей с топологией звезда объединяются при помощи магистральной шины. Топология €œзвезда-кольцо Звезда-кольцо strring – кажется похожей на звезду-шину И в том и в другом случае компьютеры подключены к концентратору который фактически формирует кольцо или шину.