80187

Узкополосные и широкополосные сигналы

Лекция

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Для классических АМ и ЧМ колебаний средняя частота совпадает с несущей частотой сигнала.2 Для сигнала вида сопряженная по Гильберту функция. Исходя из этих соотношений для гармонического сигналаогибающая и частота равны соответственно: как и следовало ожидать. Если же выбрать произвольным образом среднюю частоту то даже для гармонического сигнала можно получить некую достаточно сложную огибающую не соответствующую действительности.

Русский

2015-02-16

187.5 KB

10 чел.

Узкополосные и широкополосные сигналы

1.Узкополосный сигнал

 Сигнал называется узкополосным (УПС), если ширина его спектра значительно меньше средней частоты (рис.1.1):

Рис. 1.1

Типичными представителями УПС являются модулированные радиосигналы. К УПС можно также отнести несколько радиосигналов со своими несущими, занимающие вместе достаточно узкую полосу частот.

В первом приближении для анализа прохождения УПС через радиоэлектронные цепи такой сигнал можно представить гармоническим на средней частоте. Более лучшее приближение дает представление УПС в виде квазигармонического колебания, у которого медленно (по сравнению с ) меняются мгновенные амплитуда и частота. В этом случае полагается, что за достаточно короткое время (меньшее, чем изменения амплитуды и частоты), сигнал можно считать гармоническим.

В общем случае УПС можно представить в виде

где и -медленно меняющиеся функции времени.

Для классических АМ и ЧМ колебаний средняя частота совпадает с несущей частотой сигнала. Для однозначного и наиболее оптимального выбора применяется аппарат преобразования Гильберта, согласно которому для заданного УПС находится сопряженная функция ,определяемая как

при этом

Огибающая, определённая таким образом, совпадает с сигналом в моменты времени, где ,т.е. имеют общие касательные, причем в точках касания функция близка к максимумам (Рис.1.2):

Рис. 1.2

Для сигнала вида сопряженная по Гильберту функция равна а для .

Исходя из этих соотношений для гармонического сигналаогибающая и частота равны соответственно:

как и следовало ожидать. Если же выбрать произвольным образом среднюю частоту, то даже для гармонического сигнала можно получить некую достаточно сложную огибающую, не соответствующую действительности.

Рассмотрим в качестве примера УПС, состоящий из суммы гармонических составляющих:

Для такого сигнала                     

откуда

После преобразований можно получить следующее выражение для мгновенной частоты

Для двухчастотного сигнала (N=2) имеем

Таким образом, сумму двух близко расположенных по частоте () сигналов можно записать в виде квазигармонического колебания:

Рис.1.3 иллюстрирует примерный вид сигнала, состоящего из двух гармонических сигналов с равными амплитудами (==).

Рис. 1.3

Ниже на рис. 1.4 и рис.1.5  приведены нормированные графики одного периода огибающей и мгновенной частоты: бигармонического сигнала для , 0,5 и 0,1.

Рис.1.4

При уменьшении амплитуды одного из сигналов мгновенная частота ( рис.5 ) непрерывно меняется и при малом k средняя частота близка к частоте большего сигнала. Из графиков рис. 3, рис. 4, рис. 5 видно, что при взаимодействии двух сигналов с равными амплитудами огибающая амплитуд меняется от удвоенной амплитуды каждого до нуля. Причем в нуле огибающей фаза скачком меняется на ,что формально означает переход через бесконечность (разрыв) мгновенной частоты, а в остальное время

При уменьшении амплитуды одного из сигналов мгновенная частота (рис.1.5 ) непрерывно меняется и при малом k средняя частота близка к частоте большего сигнала.

Рис. 1.5

При малом k огибающую можно представить в приближенном виде

откуда видно, что огибающая в этом случае линейно зависит от амплитуды малого сигнала при постоянной амплитуде большого. Если малый сигнал в свою очередь будет квазигармоническим

т.е.

то

Таким образом результирующая огибающая содержит линейную информацию об изменении амплитуды и фазы малого сигнала, что дает возможность в приемнике выделить эту информацию без нелинейных искажений.

2. Широкополосный сигнал

Определение ШПС. Применение ШПС в системах связи

Широкополосными (сложными, шумоподобными) сигналами (ШПС) называют такие сигналы, у которых произведения активной ширины спектра F на длительность T много больше единицы. Это произведение называется базой сигнала B. Для ШПС  

B = FT>>1                                                                                                            (1)

Широкополосными сигналы иногда называют сложными в отличие от простых сигналов (например, прямоугольные, треугольные и т.д.) с В=1. Поскольку у сигналов с ограниченной длительностью спектр имеет неограниченную протяженность, то для определения ширины спектра используют различные методы и приемы.

Повышение базы в ШПС достигается путем дополнительной модуляции (или манипуляции) по частоте или фазе на времени длительности сигнала. В результате, спектр сигнала F (при сохранении его длительности T) существенно расширяется.

В системах связи с ШПС ширина спектра излучаемого сигнала F всегда много больше ширины спектра информационного сообщения.  

ШПС получили применение в широкополосных системах связи (ШПСС), так как:

  •  обеспечивают высокую помехоустойчивость связи;
  •  позволяют успешно бороться с многолучевым распространением радиоволн путем разделения лучей;
  •  допускают одновременную работу многих абонентов в общей полосе частот;
  •  позволяют создавать системы связи с повышенной скрытностью;
  •  обеспечивают лучшее использование спектра частот на ограниченной территории по сравнению с узкополосными системами связи.
    1.  Помехоустойчивость ШПСС

Она определяется широко известным соотношением, связывающим отношение сигнал-помеха на выходе приемника q2 с отношением сигнал-помеха на входе приемника ρ2:

q2= 2Вρ2                                                                                                                (2)                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                       

где ρ2 = Рсп ( Рс , Рп - мощности ШПС и помехи);

В - база ШПС.

Величина q2 может быть получена согласно требованиям к системе (10...30 дБ) даже если ρ2<<1. Для этого достаточно выбрать ШПС с необходимой базой В, удовлетворяющей (2). Как видно из соотношения (2), прием ШПС согласованным фильтром или коррелятором сопровождается усилением сигнала (или подавлением помехи) в 2В раз. Именно поэтому величину

КШПС = q22                          (3)                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                   

называют коэффициентом усиления ШПС при обработке или просто усилением обработки. Из (2), (3) следует, что усиление обработки КШПС = 2В. В ШПСС прием информации характеризуется отношением сигнал помеха h2= q2/2, т.е.

h2= Вρ2                        (4)

Соотношения (2), (4) являются фундаментальными в теории систем связи с ШПС. Они получены для помехи в виде белого шума с равномерной спектральной плотностью мощности в пределах полосы частот, ширина  которой равна ширине спектра ШПС. Вместе с тем эти соотношения справедливы для широкого круга помех (узкополосных, импульсных, структурных), что и определяет их фундаментальное значение.  

Таким образом, одним из основных назначений систем, связи с ШПС является обеспечение надежного приема информации при воздействии мощных помех, когда отношение сигнал-помеха на входе приемника ρ2 может быть много меньше единицы. Необходимо еще раз отметить, что приведенные соотношения строго справедливы для помехи в виде гауссовского случайного процесса с равномерной спектральной плотностью мощности («белый» шум).

  1.  Основные виды ШПС

Известно большое число различных ШПС, которые подразделяются  на следующие виды:

  •  частотно-модулированные (ЧМ) сигналы;
  •  многочастотные (МЧ) сигналы;
  •  фазоманипулированные (ФМ) сигналы (сигналы с кодовой фазовой модуляцией - КФМ сигналы);
  •  дискретные частотные (ДЧ) сигналы (сигналы с кодовой частотной модуляцией - КЧМ сигналы, частотно-манипулированные (ЧМ) сигналы);
  •  дискретные составные частотные (ДСЧ) (составные сигналы с кодовой частотной модуляцией - СKЧM сигналы).

Частотно-модулированные (ЧМ) сигналы являются непрерывными сигналами, частота которых меняется по заданному закону. На рис. 2.1а,  изображен ЧМ сигнал, частота которого меняется по V -образному закону от f0-F/2 до f0+F/2, где f0 - центральная несущая частота сигнала, F - ширина спектра, в свою очередь, равная девиации частоты F=fд. Длительность сигнала равна Т. 

На рис. 2.1б представлена частотно-временная (f, t) - плоскость, на которой штриховкой приближенно изображено распределение энергии ЧМ сигнала по частоте и по времени.  

База ЧМ сигнала по определению (1) равна:

B = FT=fдT                                                                    (5)

Частотно-модулированные сигналы нашли широкое применение в радиолокационных системах, поскольку для конкретного ЧМ сигнала можно создать согласованный фильтр на приборах с поверхностными акустическими волнами (ПАВ). В системах связи необходимо иметь множество сигналов. При этом необходимость быстрой смены сигналов и переключения аппаратуры формирования и обработки приводят к тому, что закон изменения частоты становится дискретным. При этом от ЧМ сигналов переходят к ДЧ сигналам.

Многочастотные (МЧ) сигналы (рис. 2.2а) являются суммой N гармоник u(t) ... uN(t), амплитуды и фазы которых определяются в соответствии с законами формирования сигналов. На частотно-временной плоскости (рис.2.2б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (гармоники) МЧ сигнала на частоте fk. Все элементы (все гармоники) полностью перекрывают выделенный квадрат со сторонами F и T. База сигнала B равна площади квадрата. Ширина спектра элемента  F0≈1/Т. Поэтому база МЧ сигнала

B = F/F0=N                (6)

Рис. 2.1 - Частотно-модулированный сигнал и частотно-временная плоскость

т. е. совпадает с числом гармоник. МЧ сигналы являются непрерывными и для их формирования и обработки трудно приспособить методы цифровой техники. Кроме этого недостатка, они обладают также и следующими:

а) у них плохой пик-фактор (см. рис. 2.2а);

б) для получения большой базы В необходимо иметь большое число частотных каналов N. Поэтому МЧ сигналы в дальнейшем не рассматриваются.

Фазоманипулированные (ФМ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов, фазы которых изменяются по заданному закону. Обычно фаза принимает два значения (0 или π). При этом радиочастотному ФМ сигналу соответствует видео- ФМ сигнал (рис. 2.3а), состоящий из положительных и отрицательных импульсов. Если число импульсов N, то длительность одного импульса равна τ0 = T/N, а ширина его спектра равна приближенно ширине спектра сигнала F0 =1/τ0=N/Т.  На частотно-временной плоскости (рисунок 3б) штриховкой выделено распределение энергии одного элемента (импульса) ФМ сигнала. Все элементы перекрывают выделенный квадрат со сторонами F и Т. База ФМ сигнала

B = FT =F0=N,                                                      (7)

т.е. B равна числу импульсов в сигнале.

Возможность применения ФМ сигналов в качестве ШПС с базами В = 104 ...106 ограничена в основном аппаратурой обработки. При использовании согласованных фильтров в виде приборов на ПАВ возможен оптимальный прием ФМ сигналов с максимальными базами Вмах=1000 ... 2000. ФМ сигналы, обрабатываемые такими фильтрами, имеют широкие спектры (порядка 10 ... 20 МГц) и относительно короткие длительности (60 ... 100 мкс). Обработка ФМ сигналов с помощью видеочастотных линий задержки при переносе спектра сигналов в область видеочастот позволяет получать базы В = 100 при F≈1 МГц, Т100 мкс.

Весьма перспективными являются согласованные фильтры на приборах с зарядовой связью (ПЗС). Согласно опубликованным данным с помощью согласованных фильтров ПЗС можно обрабатывать ФМ сигналы с базами 102 ... 103 при длительностях сигналов 10-4 ... 10-1 с.  Цифровой коррелятор на ПЗС способен обрабатывать сигналы до базы 4∙104.

 

Рис 2.2 - Многочастотный сигнал и частотно-временная плоскость

Рис 2.3 - Фазоманипулированный сигнал и частотно-временная плоскость

Следует отметить, что ФМ сигналы с большими базами целесообразно обрабатывать с помощью корреляторов (на БИС или на ПЗС). При этом, В = 4∙104 представляется предельной. Но при использовании корреляторов необходимо в первую очередь решить вопрос об ускоренном вхождении в синхронизм. Так как ФМ сигналы позволяют широко использовать цифровые методы и технику формирования и обработки, и можно реализовать такие сигналы с относительно большими базами, то поэтомy ФМ сигналы являются одним из перспективных видов ШПС.

Дискретные частотные (ДЧ) сигналы представляют последовательность радиоимпульсов (рисунок 4а), несущие частоты которых изменяются по заданному закону. Пусть число импульсов в ДЧ сигнале равно М, длительность импульса равна Т0=Т/М, его ширина спектра F0=1/Т0=М/Т. Над каждым импульсом (рисунок 4а) указана его несущая частота. На частотно-временной плоскости (рисунок 4б) штриховкой выделены квадраты, в которых распределена энергия импульсов ДЧ сигнала.

Как видно из рисунка 4б, энергия ДЧ сигнала распределена неравномерно на частотно-временной плоскости. База ДЧ сигналов

B = FTF0МТ02F0Т0 = М2           (8)

поскольку база импульса F0T0 = l. Из (8) следует основное достоинство ДЧ сигналов: для получения необходимой базы В число каналов M =, т. е. значительно меньше, чем для МЧ сигналов. Именно это обстоятельство и обусловило внимание к таким сигналам и их применение в системах связи. Вместе с тем для больших баз В = 104 ... 106 использовать только ДЧ сигналы нецелесообразно, так как число частотных каналов М = 102 ... 103, что представляется чрезмерно большим.

Дискретные составные частотные (ДСЧ) сигналы являются ДЧ сигналами, у которых каждый импульс заменен шумоподобным сигналом. На рис. 2.5а изображен видеочастотный ФМ сигнал, отдельные части которого передаются на различных несущих частотах. Номера частот указаны над ФМ сигналом. На рис.2.5б изображена частотно-временная плоскость, на которой штриховкой выделено распределение энергии ДСЧ сигнала. Рис.2.5б по структуре не отличается от рис. 2.4б, но для рис.2.5б площадь F0T0 = N0 -равна числу импульсов ФМ сигнала в одном частотном элементе ДСЧ сигнала. База ДСЧ сигнала

B = FT =М2F0Т0 = N0М2           (9)

Число импульсов полного ФМ сигнала  N=N0М  

Рис. 2.4 - Дискретный частотный сигнал и частотно-временная плоскость

Изображенный на рис. 2.5 ДСЧ сигнал содержит в качестве элементов ФМ сигналы. Поэтому такой сигнал сокращенно будем называть ДСЧ-ФМ сигнал. В качестве элементов ДСЧ сигнала можно взять ДЧ сигналы. Если база элемента ДЧ сигнала   B = F0T0 = М02  то база всего сигнала B =  М02М2

Рис 2.5 - Дискретный составной частотный сигнал с фазовой манипуляцией ДСЧ-ФМ и частотно-временная плоскость.

Такой сигнал можно сокращенно обозначать ДСЧ-ЧМ. Число частотных каналов в ДСЧ-ЧМ сигнале равно М0М. Если ДЧ сигнал (см. рисунок 2.4), и ДСЧ-ЧМ сигнал имеют равные базы, то они имеют и одинаковое число частотных каналов. Поэтому особых преимуществ ДСЧ-ЧМ сигнал перед ДЧ сигналом не имеет. Но принципы построения ДСЧ-ЧМ сигнала могут оказаться полезными при построении больших систем ДЧ сигналов. Таким образом, наиболее перспективными ШПС для систем связи являются ФМ, ДЧ, ДСЧ-ФМ сигналы.


T

0

t

U(t)

T

f

f0+F/2

f0

f0-F/2

0

а)

б)

T

0

t

U1(t)

T

t

f

f0+F/2

f0

f0-F/2

0

T

0

t

UN(t)

T

0

t

U(t)

F0

fk

а)

б)

T

0

t

U(t)

T

t

f

f0+F/2

f0

f0-F/2

0

а)

б)

1

2

∙ ∙ ∙

∙ ∙ ∙ N

τ0

T

0

t

U(t)

T

t

f

f0+F/2

f0= f3

f0-F/2

0

а)

б)

f1

f2

f4

f5

f5

f4

f3

f2

f1

T0

T

0

t

U(t)

T

t

f

f0+F/2

f0= f3

f0-F/2

0

а)

б)

f1

f2

f4

f5

f5

f4

f3

f2

f1

T0

F0


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

16608. Изучение Программы Libedit пакета Orcad 11.99 KB
  Лабораторная работа 1. Изучение Программы Libedit пакета Orcad. Цель работы: изучить назначение возможности и основные команды программы Libedit. Порядок выполнения работы: 1. Открыть подкаталог exe каталога Orcad и запустить на выполнение программу libedit.exe. 2. Внимател
16609. Создание библиотеки элементов пакета Orcad 13.93 KB
  Лабораторная работа 2. Создание библиотеки элементов. Цель работы: научиться создавать библиотеку собственных схемных элементов с помощью программы LIBEDIT на примере создания резистора конденсатора диода транзистора. Порядок выполнения работы: 1. Запустить на
16610. Редактирование стандартных библиотечных элементов пакета Orcad 12.39 KB
  Лабораторная работа 3. Редактирование стандартных библиотечных элементов. Цель работы: получение навыков редактирования готовых элементов библиотек импортирование элемента из библиотеки изменение элементов библиотеки экспортирование элементов в собственн
16611. Работа с макрокомандами пакета Orcad 12.96 KB
  Лабораторная работа 4. Работа с макрокомандами. Цель работы: получение навыков работы с макросами макрокомандами. Использование встроенных макросов создание вызов сохранение собственных макрокоманд. Порядок выполнения работы: 1. Запустить на выполнение прогр
16612. Изучение команды LIBRARY программы PCB пакета Orcad 14.36 KB
  Лабораторная работа 5. Изучение команды LIBRARY программы PCB. Цель работы: изучить назначение возможности и основные команды пункта меню Library программы PCB пакета ORCAD. Порядок выполнения работы: 1. Запустить на выполнение программу pcb.exe находящуюся в подкаталоге EXE катал...
16613. Разработка корпусов схемных элементов пакета Orcad 12.88 KB
  Лабораторная работа 6. Разработка корпусов схемных элементов. Цель работы: получение навыков создания корпусов элементов принципиальных схем средствами программы PCB разработанных ранее с помощью программы LIBEDIT. Порядок выполнения работы: 1. Запустить на выполнени
16614. Модификация корпусов схемных элементов пакета Orcad 11.79 KB
  Лабораторная работа 7. Модификация корпусов схемных элементов. Цель работы: получение навыков редактирования готовых корпусов элементов схем при помощи программы PCB. Порядок выполнения задания: 1. Запустить на выполнение программу PCB. 2. Выбрать в основном меню пу
16615. АНАЛИЗ И ОПТИМИЗАЦИЯ СТОИМОСТИ ПРОЕКТА В MICROSOFT PROJECT 369.5 KB
  АНАЛИЗ И ОПТИМИЗАЦИЯ СТОИМОСТИ ПРОЕКТА В MICROSOFT PROJECT Методические указания к лабораторной работе по дисциплинам Проектирование информационных систем Территориальные информационные системы Цель работы: получение навыков анализа стоимости про
16616. ПЛАНИРОВАНИЕ ПРОЕКТОВ В MICROSOFT PROJECT 426.5 KB
  ПЛАНИРОВАНИЕ ПРОЕКТОВ Методические указания к лабораторной работе по дисциплинам Проектирование информационных систем Территориальные информационные системы Цель работы: подготовка к составлению проектов в MS Project изучение терминологии управления прое