89388

Применение интегральных усилителей: электронный фильтр, инвертирующий и неинвертирующий усилители, компараторы, интегрирующие и дифференцирующие усилители

Доклад

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

К выпрямительным устройствам очень часто предъявляются требования не только малой пульсации выпрямленного напряжения, но и малого выходного (внутреннего) сопротивления выпрямителя. Последнее требование предъявляется в тех случаях, когда периодические колебания тока

Русский

2015-05-12

219.89 KB

0 чел.

Применение интегральных усилителей: электронный фильтр, инвертирующий и неинвертирующий  усилители, компараторы, интегрирующие и дифференцирующие усилители.

Электронные фильтры. К выпрямительным устройствам очень часто предъявляются требования не только малой пульсации выпрямленного напряжения, но и малого выходного (внутреннего) сопротивления выпрямителя. Последнее требование предъявляется в тех случаях, когда периодические колебания тока нагрузки выпрямителя не должны вызывать заметного изменения выпрямленного напряжения.

Малая пульсация может быть получена путем увеличения индуктивности и емкости сглаживающего фильтра, а низкое выходное сопротивление для периодических изменений тока нагрузки — увеличением выходной емкости фильтра. Однако, если частота колебаний тока нагрузки мала (порядка единиц — десятков герц), то размеры фильтра возрастают настолько, что исключают возможность его использования.

Оба указанных выше требования сравнительно легко выполняются с помощьюкомпенсационных стабилизаторов напряжения. Однако в тех случаях, когда стабилизация выпрямленного напряжения не нужна, для уменьшения пульсации и выходного сопротивления целесообразно использовать электронные фильтры, которые имеют более высокий К.П.Д. по сравнению со стабилизаторами напряжения.

В таких случаях электронные фильтры позволяют значительно уменьшить выходную емкость фильтра С1. Наиболее выгодно использовать электронные (ламповые) фильтры в нестабилизированных высоковольтных выпрямителях (при Е0 > 500÷700 В).

Одна из возможных схем фильтра с одним каскадом усиления дана на рисунке:

Схема электронного фильтра

На выходе источника постоянного напряжения (выпрямителя), обладающего внутренним сопротивлением Rв, включен электронный фильтр, состоящий из лампЛ1, Л2, конденсаторов Сс1, Сс2, С1, Сн и резисторов.

Давайте рассмотрим работу электронного фильтра при периодических колебаниях тока нагрузки, вызванных периодическими изменениями сопротивления нагрузки.

Если сопротивление нагрузки увеличивается, то ток в цепи нагрузки уменьшается, а напряжение на входе электронного фильтра возрастает за счет уменьшения падения напряжения на внутреннем сопротивлении источника Rв. Так как в этот момент напряжение на нагрузке также стремится возрасти, то это вызывает уменьшение отрицательного потенциала на сетке усилительной лампы Л2 и соответствующее увеличение отрицательного потенциала на сетке регулирующей лампы Л1. В результате почти весь избыток напряжения источника падает на лампеЛ1, а выходное напряжение остается почти без изменений. Периодически изменяющиеся сигналы передаются на сетки ламп через конденсаторы Сс1, Сс2, емкость которых определяется низшей частотой колебаний тока нагрузки. При уменьшении сопротивления нагрузки схема работает аналогично.

Подобным же образом электронный фильтр ослабляет пульсацию источника постоянного напряжения.

Способность электронного фильтра поддерживать постоянство выходного напряжения при периодических колебаниях тока нагрузки позволяет рассматривать выпрямитель с электронным фильтром, как источник напряжения с низким выходным сопротивлением.

Для уменьшения мощности, рассеиваемой на аноде регулирующей лампы, ее можно шунтировать сопротивлением Rш при условии, что колебания тока нагрузки невелики.

Выходное сопротивление электронного фильтра

где Riр — внутреннее сопротивление регулирующей лампы Л1; μр — коэффициент усиления регулирующей лампы; Ку — коэффициент усиления усилителя; kш = Rш/(Rip+ Rш); Rш — сопротивление, шунтирующее регулирующую лампу; Х = √1 + Ω2R2вС21; Ω — угловая частота
колебаний тока нагрузки; 
С1 — емкость на входе электронного фильтра.

Коэффициент сглаживания электронного фильтра

где Сн — емкость на выходе электронного фильтра.

Регулирующая и усилительная лампы должны работать на линейных участках характеристик без захода в область сеточных токов. Минимальное анодное напряжение регулирующей лампы должно быть таким, чтобы максимальный ток нагрузки протекал через лампу при отрицательном напряжении на сетке. Для защиты от перенапряжений в схемах высоковольтных выпрямителей служат разрядники Р1 и Р2.

Инвертирующий усилитель на основе ОУ

Рассмотрим схему инвертирующего усилителя (рис. 2.25), из которой видно, что в ней действует параллельная

обратная связь по напряжению. Так как i- = 0, то в соответствии с первым законом Кирхгофа i1 =i2.

Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда идиф = 0. В соответствии с этим на основании второго закона Кирхгофа получим

Учитывая, что i1 =i2, получаем ивых = -ивх R2/R1.

Таким образом, инвертирующий усилитель характеризуется коэффициентом усиления по напряжению, равным

Например, если R1 =1kOm,R2 =10kOm, тогда

Для уменьшения влияния входных токов операционного усилителя на выходное напряжение в цепь неинвертирующего входа включают резистор с сопротивлением R3 (рис. 2.26), которое определяется из выражения

Входное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах значительно ниже собственного входного сопротивления операционного усилителя. Это полностью соответствует сделанному раннее выводу о том, что параллельная отрицательная обратная связь, имеющая место в схеме, уменьшает входное сопротивление. Учитывая, что идиф ~ 0, легко заметить, что входное сопротивление усилителя на низких частотах приблизительно равно R1.

Выходное сопротивление инвертирующего усилителя на низких частотах Reых.ос существенно меньше выходного сопротивления на низких частотах Reых собственно операционного усилителя. Это является следствием действия отрицательной обратной связи по напряжению.

Можно показать, что

где К— коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя.

 Неинвертирующий усилитель на основе ОУ

Рассмотрим схему неинвертирующего усилителя (рис. 2.25), где имеет место последовательная отрицательная связь по напряжению. Вначале выполним анализ схемы,

используя принятые допущения, а затем выполним анализ на основе выражений, полученных для усилителя с указанной обратной связью.

В соответствии с ранее принятыми допущениями входные токи ОУ равны нулю, т. е. i_ = i+ = 0 и, следовательно, i1=i2.

Предположим, что операционный усилитель работает в режиме усиления, тогда Uдиф = 0, На основании второго закона Кирхгофа получаем

 Далее имеем следующие выражения:

Таким образом, неинвертирующий усилитель характеризуется коэффициентом усиления по напряжению

Воспользуемся общим выражением для коэффициента усиления усилителя, охваченного последовательной отрицательной обратной связью по напряжению. Предположим, что используется входной сигнал низкой частоты, и поэтому будем использовать вещественные коэффициенты К, β и Ки.ос. В соответствии с общим выражением

При К-»∞

Коэффициент β, как можно заметить из рис. 2.27, определяется  выражением

Таким образом, при К

что совпадает с результатом, полученным на основании используемых допущений.

Пусть, например, R1 = 2к0м, R2 = 4кОм и ивх=2В. Тогда

Обратимся к общим выражениям для входного и выходного сопротивлений. Предполагая, что усилитель работает на низкой частоте, используем вещественные сопротивления Rвх ,Rвх.ос ,

Rвых ,Rвых.ос .Получаем, что входное сопротивление рассматриваемого усилителя

причем при К -» ∞ Rвх.ос  ∞ •

Аналогично

Очевидно, при К -» ∞ Rвых> 0. Заметим, что полученное выражение совпадает с приведенным выше выражением для усилителя с параллельной отрицательной обратной связью.

На входах операционного усилителя, использующегося в неинвертирующем усилителе, имеется синфазный сигнал, равный напряжению ивх. Это недостаток такого усилителя. В инвертирующем усилителе синфазный сигнал отсутствует.

Цифровые компараторы

Цифровые компараторы выполняют сравнение двух чисел, заданных в двоичном коде. Они могут определять равенство двух двоичных чисел А и В с одинаковым количеством разрядов либо вид неравенства А>В или А<В. Цифровые компараторы имеют три выхода.

Схема одноразрядного компаратора представляет собой структуру логического элемента «исключающее ИЛИ-НЕ» (рис. 3.51).

Из анализа схемы следует, что если А = В, то F = 1, в противном случае, т. е. при А /= В, F = 0. Если А > В, т. е. А = 1, В = 0, то С = 1, а если А < В, т. е. А = 0, В = 1, то D = l.

Если попарно равны между собой все разряды двух п-разрядных двоичных чисел, то равны и эти два числа А и В. Применяя цифровой компаратор для каждого разряда, например, четырехзначных чисел, и определяя значения F1, F2, F3, F4 логических переменных на выходах компараторов, факт равенства А = В установим в случае, когда F = F1 • F2 • F3 • F4 = 1. Если же F = 0, то А/=В.

Неравенство А > В обеспечивается (для четырехразрядного числа) в четырех случаях: или А4 > В4, или А4 = В4 и А3 > В3, или А4 = В4, А3 = В3 и А2>В2, или А4 = В4, А3 = В3, А2 = В2 и A1 > В1 (где А4 и В4 — старшие разряды чисел А и В). Очевидно, что если поменять местами А1 и B1 ,то будет выполняться неравенство А < В.

Цифровые компараторы выпускают, как правило, в виде самостоятельных микросхем. Так, микросхема К564ИП2 (рис. 3.52) является четырехразрядным компаратором, в котором каждый из одноразрядных компараторов аналогичен рассмотренной ранее схеме. Данная микросхема имеет расширяющие входы А<В, А=В, А>В, что позволяет наращивать разрядность обоих чисел. Для этого компараторы соединяют каскадно или параллельно (пирамидально).

Рассмотрим каскадное соединение компараторов К564ИП2 для сравнения двух восьмиразрядных чисел (рис. 3.53). При этом соединении выходы А = В и А < В предыдущей микросхемы (младшие разряды) подключают к соответствующим входам последующей. На входы А<В, А=В, А>В микросхемы младших разрядов подают соответственно потенциалы U0, U1 и U1( U0 соответствует логическому 0, a U1 — «1»). В последующих микросхемах на входах А > В поддерживают потенциал логической единицы U1.

 Интегрирующий усилитель (ИУ)

Интегрирование - это одна из основных математических операций и ее электрическая реализация означает построение схем, в которой скорость изменения выходного напряжения пропорционально входному сигналу. Интегратор можно рассматривать как ФНЧ первого порядка:

 

Рис.2. Простейший интегратор (ФНЧ 1-го порядка)

 Здесь Τ = R*C постоянная времени, она характеризует процесс интегрирования и еще ее называют постоянной интегрирования. В данной схеме (рис.2) RC-цепь значительно ослабляет входной сигнал и имеет высокое выходное сопротивление. 

В простейшей схеме ИУ с использованием ОУ (рис.3) содержится входной резистор R1. За счёт большого коэффициента усиления и большого входного сопротивления, его инвертирующий вход оказывается виртуальной землёй. В результате входной ток определяется только входным напряжением и резистором R1. Следовательно весь входной ток (с учётом Jо = 0, здесь Jo – входной ток операционного усилителя) протекает через конденсатор Cос, включённый в цепь обратной связи, заряжая его – при этом реализуется операция интегрирования.

 Исходя из уравнения:

Jвх = Jос + Jо

где Jос = Jвых,

Jвх = Jвых, таким образом:

Uвх / R1 = -CdUвых / dt;

DUвых = - (1 / R*C)*Uвыхdt;

Следовательно: Uвых = -1 / R*CUвхdt.

Полученные выражения справедливы для идеального ОУ. Аналогично первой схеме,  это ФНЧ  первого порядка, т.к. с ростом частоты напряжение ООС растёт и Кuос уменьшается.  Усилитель носит название интегрирующего потому, что при подаче на вход схемы (рис.3) скачка напряжения, на выходе напряжение будет определяться выражением:

Uвых = (1 / Coc )∫ Jвыхdt.


Рис.3. Интегрирующий усилитель на базе ОУ.

В случае интегратора на ОУ, Т = R*Cвхоу, где Свхоу в свою очередь определяется из схемы (рис.3.1),


Рис.3.1

где на С приложено 2 напряжения:

(Uвх + Uвых), т.е. Uвх*(1 + Коу)

Это аналогично тому, что

Свхоу  Сос*(1 + Коу) и очень большое по величине, 

тогда постоянная времени будет равна 

T = R*Cвх = R*Coc*(1+KA).

Коэффициент усиления KA может составлять сотни и тысячи единиц, и тем эффективней будет выполнять усилитель интегрирующую функцию.

Следовательно Т также большое, на много больше чем в интеграторе на RC.

Комплексный коэффициент передачи для синусоидального сигнала такого устройства определяется аналогично коэффициенту передачи инвертирующего усилителя.

KAF = - Zoc / Z1

где

Zoc = 1 / jwCoc;  Z1= R1;

тогда

KAF = - 1 / jwCoc*R1.

Частотная характеристика ИУ в логарифмическом масштабе представляет собой прямую с наклоном 20дБ на декаду, т.е. при увеличении частоты усиливаемого сигнала в десять раз, коэффициент усиления ИУ уменьшается в десять раз (20дБ). Частота усиливаемого сигнала, при которой коэффициент усиления ОУ равен единице, называется частотой единичного усиления, т.е. когда   KAF  = 1. Частота единичного усиления ИУ определяется как  

F(1) = 1 / 2пCocR1

При известных значениях Coc и F(1) можно определить значение R1

R1 = 1 /  2пF(1)Coc

Очевидно, в случае, если, известно значение R1 можно определить также и номинал Сос.

Рабочий диапазон частот для интегратора определяется нижней и верхнй частотами (н < текущая < в):

нижняя частота рабочего диапазона частот равна:

н = 1 / (R1*Coc(Kvоу + 1));

верхняя частота рабочего диапазона частот равна:

в = (Kvоу + 1) / Tоу

где Kvоу  - коэффициент усиления ОУ.

Тоу – постоянная времени ОУ.

Подобные усилители применяются в активных фильтрах, в схемах обработки импульсных сигналов, для подавления высоких частот (продуктов преобразования) и т.д.

Для получения большего значения постоянной времени T = R*C для случая интегрирующей цепочки, необходимо подключить большую емкость, которая оказывается под воздействием двух напряжений Uвх и Uвых, а эквивалентная входная емкость оказывается в (1+KA) раз больше входной емкости.

По частотному диапазону интегратора можно сделать следующие выводы:

-         частота единичного усиления (где коэффициент передачи интегратора равен единице) не зависит от собственного коэффициента усиления ОУ и полностью определяется параметрами его внешней цепи:

                               ср = 1 / (R*C);

-            диапазон  интегрирования реального интегратора ограничен с низу частотой н, что является следствием ограничения максимального коэффициента усиления ОУ;

-         диапазон интегрирования реального интегратора ограничен с верху частотой в, что является следствием ограничения полосы пропускания ОУ.

Дифференцирующий усилитель

Дифференциатором называется устройство, выходной сигнал которого пропорционален производной от его входного сигнала, т.е. скорости изменения входного сигнала. Это ФВЧ первого порядка. Простейший RC дифференциатор (рис.4) имеет два недостатка: он ослабляет входной сигнал и его выходное сопротивление слишком велико. 


Рис.4

Если включить конденсатор вместо R в схему интегратора с ОУ, то получится схема дифференциатора на ОУ (рис.5). Изменение входного напряжения вызывает протекание тока через конденсатор С и через резистор  Rос. За счет большого внутреннего коэффициента усиления ОУ его инвертирующий вход является виртуальной землей, поэтому выходное напряжение ОУ оказывается пропорциональным скорости изменения входного напряжения.

При подаче на вход напряжения Uвх через конденсатор С протекает ток.

J1 = CdUвх / dt,

Если считать, что ОУ с идеальными параметрами, то

J1 = Jo = Uвых / Roc,

Uвых / Roc = - С dUвх / dt или

Uвых = - Roc*C dUвх / dt.

При этом T = R*C получается маленьким, т.к. в схеме присутствует  ООС параллельная по напряжению, которая  уменьшает входное сопртивление схемы, что в принципе и необходимо для хорошего дифференцирования.

Входная проводимость будет равна

Qвх = 1 / Rвх = (1 / Roc) * (1 + KA).

     

 Рис.5 Дифференцирующий усилитель на базе ОУ

 или

Uвых = - Roc * C *  dUвх / dt.

Коэффициент передачи дифференциатора для синусоидальных сигналов определяется как

KAF = - jwCRoc.

В этой схеме (рис.4) наблюдается параллельная ООС по напряжению, которая приводит к уменьшению входного сопротивления усилителя.

 Отсюда следует, что постоянная времени устройства, равная

T = C *  Rвх = (C * Roc) / (1 + KA),

т.е. при значительной величине коэффициента усиления может быть получена очень малой величины, что обеспечит выполнение усилителем функций дифференциатора.

Верхняя рабочая частота дифференциатора равна:

в = (Kvоу + 1) / (Roc*С)

Частота, с которой начинает сказываться ограниченность собственной полосы пропускания определяется из выражения:

2ср = Kvоу / (1 + (Tоу * Roc*C)2)1/2.

Подобные схемы ослабляют низкочастотные составляющие, однако в таком виде они применяются редко, так как обладают низкой устойчивостью из– за большого усиления в области верхних частот.



 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

50372. Определение моментов инерции твёрдых тел с помощью крутильного маятника. Методические указания 218.5 KB
  Конструкция рамки 7 позволяет закреплять в ней различные тела из набора, прилагаемого к установке. тела крепятся при помощи подвижной планки, перемещающейся по вертикальным сторонам рамки. Планка фиксируется в нужном положении путем затягивания гаек на расположенных на планке зажимах втулках.
50374. Понятие и порядок применения метода по цене сделки с идентичными товарами 18.93 KB
  Для определения таможенной стоимости оцениваемых (ввозимых) товаров должна использоваться стоимость сделки с идентичными товарами, проданными на том же коммерческом уровне и по существу в том же количестве, что и оцениваемые (ввозимые) товары.
50378. Изучение физического маятника. Определение ускорения свободного падения с помощью математического маятника 96.5 KB
  Определение ускорения свободного падения с помощью математического маятника. Установив любое значение длины математического маятника l расстояние от точки подвеса до черты нанесенной на шарик в интервале 3040 см. В результате получится набор значений периодов колебаний Т соответствующих длинам маятника l1 где i – номер опыта.