90197

Создание модели канала передачи данных ТВ изображений на основе OFDM модулятора цифрового наземного телевидения

Дипломная

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

В настоящее время переход отечественной телевизионной техники на цифровой формат является весьма актуальным, планируется перевести всё вещание к цифровой форме до 2015 год. В мировой практике ТВ вещания уже функционируют три основных системы DVB-T (Великобритания), ATSC (США) и ISDB-T (Япония)...

Русский

2015-06-01

19.39 MB

15 чел.

1.   Введение

          В настоящее время переход отечественной телевизионной техники на цифровой формат является весьма актуальным, планируется перевести всё вещание к цифровой форме до 2015 год. В мировой практике ТВ вещания уже функционируют три основных системы DVB-T (Великобритания), ATSC (США) и ISDB-T (Япония), которые разрабатывались для одновременной передачи данных различных служб. Так для телевидения высокой четкости требуется большая скорость потока передаваемых данных; для служб звукового вещания и передачи, данных основное требование - мобильный прием на портативные переносные приемники в условиях одночастотных сетей. Для передачи информации от датчиков и компьютерных данных необходима высокая надежность и защита от возможных помех и шумов канала связи.

          Необходимость перехода к цифровым системам видео и звука связано не только с требованиями повышения качества воспроизводимой информации. Такой переход с экономической точки зрения позволяет более эффективно использовать разрешенную ширину спектра сигнала, что удовлетворяет требованиям увеличения числа одновременно транслируемых телевизионных и радиовещательных программ при том же частотном распределении спектра.

Проведенные испытания выявили, что наиболее эффективной по таким параметрам как помехоустойчивость, электромагнитная совместимость, развитость и преемственность цифровых технологий является DVB (Digital Video Broadcasting).

Особенность системы DVB - возможность иерархической передачи и приема данных. Допускает два режима работы: 2k(2048 несущих) для одиночных передатчиков и малых сетей и 8k(8192 несущих) для больших сетей. Так же допускает гибкий обмен между скоростью передачи данных и помехозащищенностью.

      В России разработана и распоряжением Правительства России от 21 декабря 2000 г. введена в действие концепция «О внедрении в Российской Федерации европейской системы цифрового телевизионного вещания DVB». Концепция предусматривает развертывание в России к 2015 году развитой сети наземного и кабельного цифрового вещания, базирующихся на общеевропейском стандарте DVB. В соответствии с этой Концепцией создание сети цифрового наземного ТВ вещания в России должна завершиться в 2015 году.

2 Теоретический раздел

2.1   Основные  положения   цифрового   представления   и  обработки телевизионного и звукового сигналов

2.1.1   Принципы   цифрового   кодирования   телевизионного   и звукового сигналов

             

          Процесс цифрового кодирования аналогового ТВ сигнала начинается с его дискретизации, которая представляет собой замену непрерывного аналогового сигнала U(t) последовательностью отдельных во времени отсчетов этого сигнала. Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная дискретизация с постоянным периодом, в основе которой лежит теорема Найквиста-Котельникова. Частота дискретизации fд, выбранная в соответствии с теоремой Найквиста-Котельникова, равна:

                                                   fд = 2fгр,                          

 где fгр - верхняя граничная частота спектра ТВ сигнала. (Для отечественного вещательного ТВ стандарта fгр = 6.25 МГц).

В системах цифрового телевидения с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ) частоту дискретизации fд выбирают несколько выше минимально допустимой, определяемой теоремой Найквиста-Котельникова. Связано это с условием отсутствия перекрытия побочных спектров в спектре дискретизированного сигнала, обеспечивающего гарантированное исходное качество сигнала при его обратном преобразовании в аналоговую форму с помощью низкочастотной фильтрации. Поэтому при верхней граничной частоте fгр = 6.25 МГц/д должна выбираться не менее 12.5 МГц.

          Выбор fд во многом зависит от вида структуры отсчетов, т. е. от относительного их положения на ТВ экране, которая может быть фиксированной (отсчеты располагаются на одних и тех же позициях в соседних кадрах) или подвижной (отсчеты меняют свое положение).

          Искажения, возникающие в процессе дискретизации, менее заметны в фиксированных структурах дискретизации. Различают следующие виды фиксированных структур дискретизации: строчно-шахматную, кадрово-шахматную и ортогональную. В строчно-шахматной структуре используется строчное чередование точек, образованное в результате сдвига на половину интервала дискретизации отсчетов соседних строк данного поля. Кадрово-шахматная структура образуется путем сдвига отсчетов соседних полей на половину интервала дискретизации. Практическое применение получила фиксированная ортогональная структура, отсчеты которой расположены на ТВ экране вдоль вертикальных линий периодично по строкам, полям, кадрам. Позволяя суммировать соседние поля чересстрочного разложения без потери разрешающей способности по горизонтали и вертикали, ортогональная структура дискретизации идеальна для выполнения различных  интерполяций   в   преобразователях   стандартов,   аппаратуре видеоэффектов, устройствах сокращения избыточности информации. Это обстоятельство явилось основным при выборе ортогональной структуры для базового стандарта цифрового кодирования.

          За процессом дискретизации при преобразовании аналогового сигнала в цифровую форму следует процесс квантования. Квантование заключается в округлении полученных после дискретизации мгновенных значений отсчетов до ближайших из набора отдельных фиксированных уровней. Квантование представляет собой дискретизацию ТВ сигнала не во времени, а по уровню сигнала U(t).

          Фиксированные уровни, к которым «привязываются» отсчеты, называют уровнями квантования. Разбивая динамический диапазон изменения сигнала U(t) уровнями квантования на отдельные области значений, называемые шагами квантования, образуют шкалу квантования. Следствием этого становится появление в сигнале специфических шумов, называемых шумами квантования. Ошибки квантования или шумы квантования на изображении могут проявляться по-разному, в зависимости от свойств кодируемого сигнала. Если собственные шумы аналогового сигнала невелики по сравнению с шагом квантования, то шумы квантования проявляются на изображении в виде ложных контуров. В этом случае плавные яркостные переходы превращаются в ступенчатые, и качество изображения ухудшается. Наиболее заметны ложные контуры на изображениях с крупными планами. Этот эффект усугубляется на подвижных изображениях. Когда собственные шумы аналогового сигнала превышают шаг квантования, искажения квантования проявляются уже не как ложные контуры, а как шумы, равномерно распределенные по спектру.    Флуктуационные помехи исходного сигнала как бы подчеркиваются, изображение в целом начинает казаться более зашумленным.

Обычно используется линейная шкала квантования, при которой размеры зон одинаковы.

         Число уровней квантования, необходимое для высококачественного раздельного кодирования составляющих цветового ТВ сигнала, определяется экспериментально. Очевидно, что с ростом этого числа точность передачи уровневой информации возрастает, шумы квантования снижаются, но при этом растет информационный поток и расширяется необходимая для передачи полоса частот. С другой стороны, при заниженном числе уровней квантования ухудшается качество изображения из-за появления на нем ложных контуров. Кроме того, слишком велики, а потому и заметны шумы квантования. Недостаточное число уровней квантования особенно неприятно сказывается на цветных изображениях. В этом случае шумы квантования проявляются в виде цветных узоров, особенно заметных на таких сюжетах, как лицо крупным планом, на плавных перепадах яркости.

         Пороговая чувствительность глаза к перепадам яркости в условиях наблюдения, оптимальных для просмотра ТВ передач, по экспериментальным данным около 1%, а это значит, что два соседних фрагмента изображения, отличающихся по яркости на 1%, воспринимаются как раздельные части изображения. Таким образом, кодирование сигнала яркости с числом уровней квантования меньшим или равным 100 ведет к появлению на изображении ложных контуров, что заметно ухудшает его качество. Следовательно, ближайшее число S двоичных символов (битов) в каждой кодовой комбинации, при которой ложные контура не видны, будет равным 7 (S = 7). Чтобы сделать оптимальный выбор значения S, следует оценить уровень шумов квантования. Для количественной оценки влияния шумов квантования на качество ТВ изображения целесообразно использовать специальный параметр - отношение сигнал-шум квантования ѱкв, дБ.

В случае линейной шкалы квантования отношение сигнал-шум квантования ѱкв, дБ определяется следующей известной формулой [1]

                Ψкв, Дб = 20 lg = 6,02S + 10lg12≈ 6S + 10,8       (1)

где ΔU - шаг квантования; т - число уровней квантования;

S - длина кодового слова, т. е. число бит, с помощью которых можно записать в двоичной форме любой номер уровня квантования до т включительно (т = 2);

mU - размах сигнала, подвергаемого квантованию;

ΔU/ - результирующее напряжение шума квантования.

       Если S = 7, то ѱкв,= 52,8 дБ. Очевидный недостаток семиразрядного квантования заключается в близости к порогу по шумам квантования и ложным контурам. Дальнейшие исследования показали, что для высококачественного раздельного кодирования ТВ сигнала необходимо, как минимум, 8-битовое квантование. Фактически используются не все 256 уровней 8-разрядного квантования (от 0 до 255), а несколько меньше. Обычно не используют полный динамический диапазон аналого-цифрового преобразователя (АЦП), если существует опасность его превышения в процессе эксплуатации. На практике превышение динамического диапазона АЦП может возникать из-за эксплуатационной нестабильности уровня видеосигнала, появления выбросов при использовании фильтров с резким ограничением амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), переходных процессов схемы фиксации уровня и др. Учитывая это, для аналого-цифрового преобразования видеосигнала предложено выделить только 220 уровней, а уровню черного и номинальному уровню белого поставить в соответствие уровни 16 и 235. Таким образом, предусматривается запас в 16 уровней «снизу» и 20 уровней «сверху» при положительной полярности видеосигнала. Это различие учитывает неодинаковость восприятия возникающих помех дискретизации на черном и белом.

        Результаты вышеназванных исследований вошли в Рекомендацию Международного консультативного комитета по радио (МККР) 11/601, разработанную в 1982 г. для цифрового телевидения, в которой приводятся значения основных параметров цифрового кодирования ТВ сигнала для АСК телецентров, работающих со стандартом разложения как на 625 строк, так и на 525. После вхождения МККР в состав Международного союза электросвязи (МСЭ) данная Рекомендация получила обозначение МСЭ-Р601. В соответствии с этой Рекомендацией предложено осуществлять раздельное кодирование яркостного Eу и цветоразностных сигналов ER.y и Eb-y. Причем для сигнала Еу частота дискретизации выбрана 13.5 МГц. С учетом необходимости образования общего цифрового потока и фиксированной структуры отсчетов, выбранная частота дискретизации цветоразностных сигналов равна половине частоты дискретизации сигнала яркости, т. е. 6.75 МГц. Поэтому стандарт цифрового кодирования условно обозначается соотношением 4:2:2, что отражает соотношение частот дискретизации сигнала яркости и двух цветоразностных сигналов, а также одновременность их передачи. При этом яркостный и цветоразностные сигналы подвергаются 8-разрядному квантованию, т. е. S = 8 [2]. Рекомендация МСЭ-Р601 учитывает, что исходные аналоговые сигналы EY, Ery, Ев.у являются гамма-корректированными, т. е. их получают путем матрицирования гамма-корректированных цветоделенных сигналов ER, EG, Ев видеодатчика. Обработка негамма-корректированных видеосигналов требует увеличения разрядности квантования по крайней мере до 11 бит, чтобы избежать заметности помех квантования в области черного. При использовании стандарта цифрового кодирования 4:2:2 путем объединения цифровых потоков яркостного и цветоразностных сигналов в случае 5=8 суммарная скорость передачи цифровой информации равна 216 Мбит/с.

        На практике внедрение стандарта цифрового кодирования 4:2:2 уменьшает отличие между основными стандартами разложения 625/50 и 525/60 и обеспечивает более высокий уровень их совместимости. Это достигнуто унифицированием длительности активной части строки в двух системах развертки и выбором одинакового числа отсчетов на активной части ТВ строки: для сигнала яркости 720 отсчетов, а для каждого из цветоразностных сигналов — по 360 отсчетов.

          Для получения более высокого качества изображения необходим стандарт с использованием широкополосных сигналов основных цветов R, G, В (или сигнала яркости и двух цветоразностных сигналов) и частоты дискретизации не ниже 13,5 МГц для каждого из них (условное обозначение 4:4:4). Скорость цифрового потока при этом стандарте составит 324 Мбит/с. Предусмотрена возможность применения стандарта более низкого уровня (например, для комплексов видеожурналистики) с условным обозначением 2:1:1 (частоты дискретизации соответственно равны 6,75 МГц и 3,375 МГц). Таким образом, создается иерархия (семейство) совместимых стандартов цифрового кодирования.

        Требование совместимости семейства стандартов цифрового кодирования заключается в сравнительно простом переходе от одного стандарта к другому. Если учесть, что все стандарты базируются на ортогональной структуре дискретизации, то, например переход от стандарта 4:4:4 и 4:2:2 получается отбрасыванием каждого второго отсчета цветоразностных сигналов, а переход от стандарта 4:2:2 к 4:1:1 осуществляется отбрасыванием каждых трех отсчетов (рисунок 1). Аналогично переход от стандарта 4:1:1 к стандартам 4:2:2 и 4:4:4 будет заключаться в восстановлении недостающих отсчетов цветоразностных сигналов.

        Современный прогресс технологии интегральных микросхем позволил начать промышленный выпуск 10-разрядных АЦП и ЦАП для кодирования и декодирования ТВ сигналов, что дает возможность разработчикам студийной ТВ аппаратуры особо высокого класса качества перейти от 8-разрядного к 10-разрядому кодированию. В данном случае одним из ключевых моментов является уровень шума квантования. Видеосигнал с 8-битовым квантованием может иметь отношение сигнал-шум, равное 58.8 дБ, с 10-битовым квантованием - до 70.8 дБ. При этом следует учесть, что в некоторых аналоговых устройствах отношение сигнал-шум уже достигает 65 дБ. Это и определяет соответствующие требования к цифровому оборудованию. Кроме того, по ряду ответственных операций, например, микширования, монтажа 8-битовое квантование не обеспечивает требуемого качества, а в некоторых случаях, например, в цифровых ТВ камерах, необходимо даже 14-битовое квантование.

         Разрабатываемые системы ТВЧ имеют примерно удвоенную разрешающую способность по вертикали и, как минимум, удвоенную разрешающую способность по горизонтали. К настоящему времени для целей студийного производства (в АСК) и ТВ вещании предложено два стандарта: 1125/60/2:1 и 1250/50/2:1. Непосредственно для производства и международного обмена программами ТВЧ предлагаются стандарты: 1080/25/1:1, 1080/30/1:1, 1080/50/1:1, 1080/60/1:1, 1080/50/2:1, 1080/60/2:1. Кроме того, в последнее время предложен стандарт 1080/24/1:1, который использует частоту кадров 24 Гц при прогрессивной развертке. Следует заметить, что подобная частота смены кадров применяется в кинематографе. Поэтому благодаря этому стандарту электронная и киноверсия кинофильма совпадают, что облегчает международный обмен кинопрограммами, которые редактируются в электронном виде и могут передаваться по цифровым каналам связи. Таким образом, на основе цифровых технологий впервые удалось эффективно объединить интересы ТВЧ вещания и массового электронного кинематографа.

         Использование цифровых методов в ТВЧ позволило во многом унифицировать множество предложенных стандартов за счет применения единого формата (16:9) изображения ТВЧ, предусматривающего 1080 активных строк в кадре с чересстрочным или прогрессивным разложением при 1920 отсчетах в активной части строки для яркостного сигнала (для цветоразностных сигналов число отсчетов в активной части строки установлено равным 960). Предполагается переключаемая частота кадров 24, 25, 30 кадров в с при частоте полей 50/60 полей в с. (Рекомендация МСЭ-Р ВТ.709Д принятая в июне 1999 г. [3]). Формат 16:9 означает формирование квадратной структуры отсчетов, что соответствует квадратным элементам изображения на экране, обычно используемым в компьютерной технике.

        Разработка Рекомендации МСЭ-Р ВТ.709-3 впервые в мировой практике позволяет создать единую линейку студийного цифрового оборудования, удовлетворяющего требованиям видео и кинопроизводства, а также   обмена передачами ТВЧ.

       Основные параметры цифрового кодирования вещательных стандартов ТВЧ, согласованные в соответствии с Рекомендацией МСЭ-Р ВТ.709-3, приведены в таблице 1.

Таблица 1 – Параметры цифрового кодирования вещательных стандартов ТВЧ

Наименование параметра

Значение основных параметров

1125/60/2:1

1250/50/2:1

Частота дискретизации сигнала яркости EY, МГц

         74,25

      (33х2,25)

           72

     (33х2,25)

Частота дискретизации цветоразностных сигналов ER-Y, EB-Y, МГц

37,125

     (33/2х2,25)

  26

     (33/2х2,25)

Вид кодирования

 

Линейное,8 или 10 бит для каждого сигнала

Линейное,8или 10 бит для каждого сигнала

Скороть результирующего цифрового потока при 8-битовом кодировании, Мбит/с

1188

1152

Скороть результирующего цифрового потока при 10-битовом кодировании, Мбит/с

1485

1440

        Таким образом, при реализации цифровых способов кодирования ТВ изображений, основанных на классической ИКМ, необходимо оперировать с высокой скоростью цифрового потока, достигающей нескольких сотен или даже полутора тысяч (в случае ТВЧ) Мбит/с и это рождает много проблем как при передаче видеоданных по каналам связи, так и при их обработке, например, консервации, т. е. записи. Снизить указанные скорости цифрового потока позволяют методы эффективного сокращения объемов психофизиологической и статистической избыточности составляющих видеоинформации, например, разработанные на их основе способы видеокомпрессии, являющиеся ключевыми процессами цифровых технологий.

        Форматы цифрового преобразования в звуковых устройствах различного назначения существенно отличаются. У них не совпадают законы кодирования отсчетов, способы защиты от ошибок, число звуковых каналов в одном потоке, характер и объем служебной информации.

Отношение сигнал-шум квантования для звуковых сигналов ѱкв дБ можно оценить по следующему выражению:

        

                     Ψкв,Дб = 6S – 20lgP + 4,8                                                           (2)

где Р - значение пик-фактора звукового сигнала. Для сигнала звукового сопровождения ТВ передач значение пик-фактора зависит от характера ТВ программ и меняется в пределах от 7 до 25 дБ (в логарифмических единицах измерения). В среднем считается, что он равен 12... 15 дБ, поэтому для вещательного телевидения Ψзв дБ = 6S - 8.2.

        Учитывая более высокую чувствительность слухового аппарата к шумам квантования по сравнению со зрительным аппаратом, в оборудовании студийных аппаратных применяют равномерное квантование отсчетов с числом разрядов не менее 16 и дискретизацию с частотой 48 кГц. В пультах звукорежиссера и устройствах шумоподавления применяется даже 24-битовое квантование звуковых сигналов.

        В системах записи на оптические диски аналоговый звуковой сигнал дискретизируется с частотой 44.1 кГц, а число бит, приходящихся на один отсчет дискретизации, равно 32, т. е. по 16 бит (2 байта) соответственно для правого и левого каналов стереозвука.

     

2.2 Способы модуляции, используемые в цифровом телевидении

2.2.1 Общие требования к способам модуляции

          

        Как известно, для передачи прямоугольных импульсов без искажений требуется теоретически бесконечно большая полоса частот. Однако реальные каналы связи могут обеспечить лишь ограниченную полосу частот, поэтому необходимо согласовывать передаваемые сигналы с параметрами каналов. Такое согласование выполняется благодаря кодированию исходных данных за счет обеспечения специальной формы импульсов, переносящих данные, например, путем сглаживания прямоугольной формы спектральной плотности импульса по косинусоидальному закону, а также с помощью различных видов модуляции.

         Если сообщения передаются двоичными символами, то скорость передачи данных не может превышать значения 2AFK бит/с или 2 бит/с на 1 Гц полосы пропускания канала связи AFK. Предел удельной скорости передачи данных с помощью двоичных символов, равный 2 (6ит/с)/Гц, называется также «барьером Найквиста» [8]. Теоретически «барьер Найквиста» может быть преодолен за счет повышения отношения сигнал-шум в канале связи до очень большого значения, что практически невозможно. Поэтому для повышения удельной скорости передачи данных (преодоления «барьера Найквиста») необходимо перейти к многопозиционной (комбинированной) модуляции, при которой каждая электрическая посылка несет более 1 бита информации.

        К способам многопозиционной модуляции, используемым в системах цифрового телевидения, относятся: квадратурная амплитудная модуляция (QAM), квадратурная фазовая манипуляция или четырехпозиционная фазовая манипуляция (QPSK), частотное уплотнение с ортогональными несущими (OFDM - Orthogonal Frequency Division Multiplexing) и восьмиуровневая амплитудная модуляция с частично подавленной несущей и боковой полосой частот (8-VSB - Vestigial Side Band).

        При выборе метода модуляции очень важно учитывать характеристики канала передачи. Для каналов спутниковой и кабельной цифровых систем телевидения в качестве оптимальных (обеспечивающих заданное качество при минимальной сложности ТВ приемников) были выбраны способы модуляции одной несущей. Причем в системах цифрового спутникового ТВ вещания, использующих каналы связи с полосой 27 МГц для непосредственного ТВ вещания и 30, 33, 36, 40, 46, 54 и 72 МГц для фиксированных служб спутниковой связи, целесообразно применять модуляцию типа QPSK. При этом обеспечиваются достаточно выгодное соотношение мощности и полосы пропускания бортового оборудования искусственного спутника Земли (ИСЗ), возможность работы в условиях характерной для транспондеров нелинейности, обусловленной амплитудной и фазовой характеристиками бортового усилителя, и простота реализации декодеров, встроенных в спутниковые приемники. В противоположность наземным вещательным и кабельным каналам на спутниковый канал линейные помехи оказывают меньшее влияние. Модуляция типа QPSK применяется совместно со схемой опережающей коррекции ошибок FEC, основанной на взаимодействии алгоритмов кода коррекции ошибок Рида-Соломона и сверточного кода.

        При этом сверточный код должен иметь гибкую структуру для работы при разных кодовых скоростях, равных 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8. (Знаменатель численного значения кодовой скорости соответствует общему количеству битов кодовой комбинации, а числитель — числу информационных битов, следовательно, по значению кодовой скорости можно оценить число проверочных символов, добавляемых в каждую кодовую комбинацию). В приемных устройствах в этом случае используются последовательная демодуляция и мягкое декодирование Витерби. Применение QPSK-модуляции позволяет обеспечить устойчивый прием при соотношении сигнал-шум на входе спутникового ТВ приемника до 6 дБ.

        Для цифровых кабельных ТВ систем, не имеющих ограничений по мощности, позволяющих регулировать отношение сигнал-шум и использующих каналы связи с полосой пропускания 8 МГц, предложено применить модуляцию типа QAM. За счет применения в кабельных цифровых ТВ системах модуляции типа QAM отсутствует необходимость во внутреннем коде системы опережающего исправления ошибок.

         Каналы связи наземного телевидения со стандартными полосами частот 6-8 МГц значительно отличаются от каналов спутникового и кабельного телевидения. Практически в любом канале связи наземного телевидения возникают помехи из-за многолучевого приема, обусловленного рельефом местности, и отражений, вызванных как статическими объектами, например зданиями, так и динамическими объектами, самолетами.

         Каналы связи наземного телевидения отличает высокий уровень промышленных помех. Из-за переполнения частотного диапазона, в котором возможно наземное вещание, велика вероятность интерференционных помех за счет взаимодействия с сигналами совмещенных и соседних каналов. При выборе способа модуляции в наземном цифровом телевидении следует учитывать способность работы в условиях приема на комнатные антенны и антенны, портативных ТВ приемников, а также возможность функционирования в одночастотных сетях.         

         При этом прием сигналов цифрового телевидения в мобильных условиях рассматривается не как обязательное требование, а как желательная возможность. Способность работы в условиях быстроменяющихся характеристик канала связи также не является абсолютным условием. В данном случае примером одночастотной сети может служить сеть радиопередатчиков малой мощности, располагающихся в зонах плохого приема сигнала основного передатчика и работающих на той же самой частоте, что и основной. Из всех известных способов модуляции сформулированным выше требованиям отвечают два вида многопозиционной модуляции: 8-VSB и OFDM [9].

2.2.2 Требования к цифровому наземному телевидению

        Основные требования для канала цифровой наземной ТВ системы следующие:

высокое качество телевизионного изображения;

высокое качество звукового сопровождения: объемное звучание и дополнительные возможности (например, для слабослышащих людей);

пропускная способность должна рассматриваться и для неких контейнеров данных, которые могут содержать различные виды услуг, передаваемых одновременно с ТВ сигналом;

система предназначается для мобильного, стационарного и статичного комнатного приема;

■ система должна быть пригодна для борьбы с интерференцией.

        Система разрабатывается     в соответствии  с указанными выше требованиями. Основная задача заключалась в передаче с высокой скоростью данных, на как можно дальнее расстояние, по каналам связи с замиранием, интерференцией сигнала и различными видами помех. OFDM подразумевает наличие цифрового блока ОБПФ и аналогового квадратурного модулятора. Организация ОБПФ требует больше количество вычислений, зависящих от количества точек преобразования Фурье.

       

 2.2.3  Обзор существующих систем цифрового телевидения высокой
четкости

         

         Существует три  основные  системы цифрового наземного телевидения высокой четкости: ATSC, DVB-T, ISDN.

На американском континенте главенствующая роль в разработке стандартов на цифровое ТВ вещание принадлежит Комитету по усовершенствованным системам телевидения - ATSC (Advanced Television Systems Committee). Разработанный этим Комитетом стандарт на наземное цифровое ТВ вещание ATSC в части кодирования и структурирования информации также основывается на алгоритме MPEG-2, но принципиально отличается от Project DVB по методам модуляции и обработки радиосигнала, кодирования звука и программной навигации, что было сделано исходя из особенностей построения сети наземного ТВ вещания США.

         Стандарты, разрабатываемые в рамках Project DVB, применяются в системах цифрового аудио и видеовещания и передачи данных по спутниковым, кабельным и наземным сетям и определяют соответствующие системные рекомендации для кабельного (DVB-C), наземного (DVB-T) и спутникового   (DVB-S)   ТВ   вещания,   а   также   для   микроволнового многоточечного    распределения    DVB-MC-системы    мм    диапазона, работающие на частотах менее 10 ГГц; DVB-MS-системы мм диапазона, работающие  на частотах,  превышающих  10 ГГц.  

           Системы DVB-MS относятся к классу сотовых систем телевидения).

В Японии компанией NHK разработана концепция цифрового ТВ вещания с интеграцией служб ISDB (Integrated Services Digital Broadcasting), которая является общей для наземных, спутниковых и кабельных сетей. Спецификация системы цифрового наземного ТВ вещания ISDB-T была одобрена Советом по телекоммуникационным технологиям министерства почт и телекоммуникаций Японии. Причем стандарты ISDB-T и DVB-T во многом схожи, отличия заключаются в возможности в системе ISDB-T использовать для передачи информации нескольких разнесенных полос частотного спектра.

           Сравнивая преимущества и недостатки систем, надо иметь в виду, что все стандарты предполагают использование компрессии MPEG-2, поэтому во всех системах данные об изображении и звуке передаются в виде пакетов транспортного потока MPEG-2. Принципиальные различия между системами проявляются лишь в том, как передаются от передатчика к приемнику кодированные данные, т. е. на уровне модуляции. Поэтому именно в соперничестве способов модуляции (VSB и OFDM) будут определяться судьбы систем цифрового телевидения.

           

2.2.4 Квадратурная амплитудная модуляция (QAM)

        

        Данный способ модуляции относится к комбинированным. В случае QAM промодулированный сигнал представляет собой сумму двух ортогональных несущих: косинусоидальной и синусоидальной, амплитуды, которых принимают независимые дискретные значения.

          UQAM(t)= Uc[c1(t)cos(ωct)+ c2(t)cos(ωct)]                             (3)

где Uc - амплитуда сигнала; ωc - частота несущей,

c1(t), c2(t) - модулирующие сигналы в квадратурных каналах.

      При приеме сигнала с QAM производится когерентное детектирование.

             

          UQAM-16 (t) = )                                     (4)

       Если модулирующие сигналы c1(t), c2(t) принимают значения ±1, то получим QAM-4 (четырехпозиционную QAM). Если же для модуляции как в синфазном, так и в квадратурном каналах используются четырехуровневые сигналы c(t) = ±1; ±3, то при этом получается 16-позиционная QAM (QAM-16), которую можно описать выражением (4) и представить в фазово-амплитудном пространстве в виде специального рисунка 2, где точками показаны положения концов вектора сигнала At при различных значениях i. Оси координат на рисунке 2 соответствуют синфазной J и квадратурной Q составляющим сигнала. Кроме модуляции типа QAM-16 в системах цифрового телевидения широко используется QAM-64. В данном случае числа в обозначениях типа модуляции означают количество вариантов суммарного сигнала.

                                                  

                            

Рисунок 2 - Векторная диаграмма возможных состояний сигнала при QAM-16 (х = 1).

        Расположение сигнальных точек в фазово-амплитудном пространстве при различных типах QAM определяют сигнальные созвездия модулированных сигналов.

         Практически используются как обычные равномерные, так и неравномерные сигнальные созвездия с различными расстояниями между двумя ближайшими точками созвездия в смежных квадрантах, что количественно оценивается коэффициентом неравномерности сигнального созвездия х- Данный параметр равен отношению расстояния между соседними точками в двух разных квадрантах к расстоянию между точками в одном квадранте. Применительно к модуляции типа QAM-16 и 64 рекомендуются три значения коэффициента х.

          X = 1 соответствует обычной QAM с равномерным сигнальным созвездием (рис. 2); % = 2 характеризует QAM с неравномерным сигнальным созвездием, когда расстояние между двумя ближайшими точками созвездия в смежных квадрантах в два раза больше расстояния в пределах одного квадранта (рис. 3,а); %= 4 оценивает QAM с неравномерным сигнальным созвездием, когда различие расстояний между точками внутри и между квадрантами является четырехкратным (рис. 3,6).

          Применение неравномерной структуры сигнальных созвездий с коэффициентами %=2, Х=4 обеспечивает улучшение декодирования потока данных, модулированных методами QAM-16 и QAM-64. Однако при этом требуется увеличение отношения сигнал-шум для потока данных, так как шумы и помехи трансформируют сигнальные точки созвездия в «облака». Центром «облака» остается сигнальная точка, а его «размытость» характеризует остаточный уровень несущей, нарушение баланса уровней сигналов J и Q, коэффициент модуляционных состояний сигнала при QAM-16 (х = 2) состояний сигнала при QAM-16 (х = 4) ошибок и другие параметры.

           При очень сильном шуме различить сигнальные точки внутри квадрантов становится практически невозможным. Однако благодаря введенной неравномерности в сигнальные созвездия сигнальные точки между квадрантами различаются достаточно хорошо, т. е. декодирование может осуществляться с приемлемой вероятностью ошибок.

Для получения QAM сигнала можно использовать квадратурную схему модулятора, показанную на рис. 4.

                      Рисунок 4 - Структурная схема модулятора QAM

         Последовательность двоичных символов х0, xh х2,  подается на последовательно-параллельный преобразователь ППП. Здесь двоичные символы группируются в модуляционные символы по N бит. Старшие разряды x 0, x 1 выделяются отдельно и служат для управления фазовращателями УФ 1 , УФQв каналах I и Q. Фазовращатели изменяют фазу несущего колебания на 180°,, если х0 = 1 и x 1= 1. Таким образом, определяется квадрант сигнального
созвездия, в котором будут находиться позиции суммарного вектора несущей
U . Сочетание 00 соответствует первому квадранту, 10 — второму, 11 — третьему, 01 — четвертому. Младшие разряды модуляционного символа разделяются на четные х2, х4, .. и нечетные х3, х5, которые затем поступают в кодер Грея. В этом кодере производится перекодировка полученных символов в код Грея для того одном бите. В Таблице 2 представлены натуральные двоичные числа и соответствующие им коды Грея.

Таблица 2- натуральные двоичные числа и соответствующие им коды Грея

Десятичное число

0

1

2

3

4

5

6

7

Натуральный двоичный код

000

001

010

011

100

101

110

111

Код Грея

000

001

011

010

110

111

101

100

      Кодированные по коду Грея модуляционные символы в каналах I и Q поступают в цифро-аналоговые преобразователи ЦАП. Уровни, которые получаются на их выходах ЦАП, определяют напряжения на выходах балансных модуляторов. В таблице 3 показаны возможное соответствие между уровнями ЦАП и входными кодами.

Таблица 3 - возможное соответствие между уровнями ЦАП и входными  кодами

Код 16-QAM

1

0

Код 64-QAM

11

10

01

00

Уровень на выходе ЦАП

1

3

5

7

      На практике модуляция типа QAM 16 обеспечивает удельную скорость передачи данных, равную 3.9 (бит/с)/Гц, a QAM-64 - 4.5 (бит/с)/Гц.

В кабельных сетях модуляция QAM-64 позволяет, при соотношении сигнал-шум на входе цифрового ТВ приемника 24 дБ, обеспечивать устойчивый прием и пропускная способность кабельной сети с полосой канала 8 МГц составляет 38.5 Мбит/с.

2.2.5 Способ частотного уплотнения с ортогональными несущими (OFDM)

        При использовании модуляции типа OFDM поток данных передается с помощью большого числа несущих. Подобно квадратурной модуляции, способ OFDM использует ортогональные несущие, но в отличие от квадратурной модуляции частоты этих несущих не являются одинаковыми, они расположены в некотором диапазоне частот, отведенном для передачи данных путем модуляции и кратны некоторой основной частоте, в данном случае ʄ0. На практике частоты несущих соответствуют уравнению

       (t) = +)t]                                                  (5)

где fo - начало интервала, в котором производится частотное уплотнение;

п - номер несущей, находящийся в диапазоне от 0 до (N - 1), т. е. всего несущих N;

Ts- длительность интервала передачи одного символа.

          

          Анализ данного выражения подтверждает, что несущие действительно являются ортогональными, т. е. их среднее (по времени) произведение равно нулю. Это означает возможность их разделения на приеме даже при частичном перекрытии их боковых полос.

          Сначала последовательный поток передаваемых данных демультиплексируется (рис. 5), т. е. разделяется на большое число (N) параллельных потоков, трансформируясь в параллельную форму. Каждый из параллельных сигналов поступает на свой модулятор, в котором одна из ортогональных несущих подвергается модуляции какого-либо типа. Например, в качестве первичного метода модуляции отдельных несущих могут использоваться дифференциальная относительная фазовая модуляция (ДОФМ) и квадратурная амплитудная модуляция типа 16-QAM или 64-QAM.

          

         Таким образом, каждая несущая переносит поток данных, уменьшенный в число раз, равное количеству несущих N. После сложения модулированных ортогональных колебаний формируется результирующих сигнал OFDM.

       Рисунок 5 - Функциональная схема устройства модуляции OFDM

          Даже в условиях сравнительно небольшой скорости потока данных, переносимого каждой несущей, возможны межсимвольные искажения, бороться с которыми позволяет защитный интервал перед каждым передаваемым символом. Причем структура и заполнение защитного интервала должны сократить ортогональность принимаемых несущих. Поэтому защитный интервал - это не просто пауза между полезными символами, достаточная для угасания сигнала символа до начала следующего. В защитном интервале передается фрагмент полезного сигнала, что и гарантирует сохранение ортогональности несущих принятого сигнала. Это обеспечивается только в том случае, если эхо-сигнал при многолучевом распространении задержан не более чем на длительность защитного интервала. Поэтому величина защитного интервала зависит от расстояния между радиопередатчиками в одночастотных сетях ТВ вещания или от задержки естественного эхо-сигнала в сетях вещания с традиционным распределением частотных каналов. Чем больше время задержки, тем больше должна быть длительность защитного интервала.

       С другой стороны, для обеспечения максимальной скорости передаваемого потока данных защитный интервал должен быть как можно короче. Практически одна четвертая часть от величины полезного интервала является достаточной оценкой  максимального  значения  длительности  защитного  интервала.

       Предварительные исследования показали, что если одночастотные сети будут строиться в основном с использованием существующих радиопередатчиков, то абсолютная величина защитного интервала должна быть около 250 мкс. Это позволяет создавать большие одночастотные сети регионального уровня.

        Если защитный интервал в 250 мкс составляет четвертую часть полезного интервала, то длительность самого полезного интервала должна быть установлена на уровне около 1 мс. Величина шага частот несущих связана с шириной основного лепестка спектра одного модулированного несущего колебания и определяется величиной, обратной длительности полезного интервала, поэтому расстояние между соседними несущими будет равно примерно 1 кГц. При ширине полосы частот канала 8 МГц и шаге 1 кГц число несущих должно быть равно 8000.

       Можно задаться вопросом об объеме данных, которые необходимо передавать с помощью одной несущей. Если он окажется слишком велик, то потребуется использовать многопозиционные модулирующие сигналы и помехозащищенность системы будет невелика. Для передачи данных даже в системе ТВЧ достаточно скорости потока данных 20 Мбит/с (с учетом применения компрессии), в этом случае за 1 мс (время одного символа) должно быть передано 20 Кбит, что дает меньше 3 битов на одну несущую за время одного символа. Такая величина может быть реализована с использованием 8-позиционных символов, что дает довольно высокую степень помехозащищенности.

     

           При числе несущих в несколько тысяч возникает естественный вопрос о практической реализации функциональной схемы, представленной на рисунке 5. Применение восьми тысяч синтезаторов несущих колебаний и восьми тысяч модуляторов сделало бы такую систему передачи очень громоздкой и практически невозможной для реализации. Но разработки алгоритмов и промышленный выпуск интегральных схем процессоров быстрого преобразования Фурье позволили решить эту проблему (рис. 6). Ведь перемножение некоторых коэффициентов на гармонические колебания разных частот, удовлетворяющих вышеприведенным условиям, и суммирование полученных произведений представляет собой не что иное, как вычисление обратного преобразования Фурье (на схеме рис. 6 соответствующий блок обозначен как ОБПФ — обратное быстрое преобразование Фурье), коэффициентами, для вычисления которого являются распараллеленные потоки данных.

        Поскольку все вычисления производятся в цифровой форме, то на выходе появляется ЦАП. Демодуляция может быть построена на базе прямого преобразования Фурье (рис. 5,6), где БПФ - устройство быстрого преобразования Фурье. Естественно, что в этом случае на входе должен стоять АЦП.

        В большинстве быстрых алгоритмов Фурье размер массива, подвергающегося преобразованию, кратен целой степени числа 2. Поэтому можно использовать, например, размер массива N - 8192 = 8А: или N = 2048 = 2к (здесь к = 210 = 1024). На практике число несущих меньше, часть несущих не используется, поскольку между полосами соседних каналов должен быть оставлен некоторый зазор. В двух предложенных в настоящее время режимах используются 6817 и 1705 несущих, но по размерности массива быстрого преобразования Фурье системы модуляции называются соответственно OFDM и OFDM.

        Режим пригоден для вещания одиночным передатчиком и для построения малых одночастотных сетей с ограниченными расстояниями между передатчиками. Режим применяется в тех случаях, когда необходимо построение больших одночастотных сетей. В канале связи с шириной полосы 8 МГц система модуляции OFDM занимает полосу 7.61 МГц, а разнос несущих равен 4464 Гц (режим 2к) или 1116 Гц (режим ).

          Передаваемый сигнал, модулированный способом OFDM, организован в кадры.    Четыре кадра образуют суперкадр. Каждый кадр, состоит из 68 символов, каждый символ - из 6817 несущих (режим 8к = 8192), из которых часть используется для синхронизации и управлении. Число полезных несущих равно 6048. Для режима = 2048 из 1705 несущих,  полезными являются 1512 [8, 11, 12].

         Однако многолучевое распространение радиосигнала в точку приема (довольно типичное для наземного телевидения) приводит к ослаблению и даже полному подавлению некоторых несущих вследствие интерференции прямого и задержанного сигналов. Решению этой проблемы помогает кодирование с целью обнаружения и исправления ошибок в канале передачи данных.

Кодирование превращает OFDM в CFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing). COFDM более эффективна в условиях многолучевого приема, чем система передачи с одной несущей. Если по каналу связи, с резко выраженной неравномерностью частотной характеристики, передается одна модулированная несущая, то ослабление отдельных частотных составляющих можно компенсировать с помощью частотного корректора (хотя и за счет уменьшения отношения сигнал-шум), но если какая-нибудь составляющая подавлена полностью, то корректирующий фильтр помочь не может и сигнал претерпевает необратимые искажения. Если данные передаются с помощью частотного уплотнения, то даже полное исчезновение сигналов отдельных несущих не является столь важным, поскольку данные, переносимые этими несущими, могут быть восстановлены за счет канального кодирования.

Контейнер данных COFDM отлично приспособлен к условиям передачи данных в наземном телевидении благодаря возможности раздельной обработки сигналов большого числа несущих. Благодаря применению COFDM возможна организация сетей ТВ вещания с перекрытием частот передающих станций, работающих на одной частоте.

       Скорость передачи данных в канале связи с модуляцией типа COFDM зависит от вида модуляции несущих, установленных значений кодовой скорости и защитного интервала между символами. Если кодовая скорость находится в пределах от 1/2 до 7/8 (разность между знаменателем и числителем равна числу добавленных проверочных битов), то скорость цифровой передачи составляет: при ДОФМ - 4.98...10.56 Мбит/с; при 16-QAM-9.95...21.11 Мбит/с; при 64-QAM - 14.93...31.67 Мбит/с.

       Для достижения требуемой помехоустойчивости модулирующие потоки данных могут кодироваться кодами с разными скоростями.

2.3 Стандарт цифрового наземного телевидения DVB-T                 

2.3.1   Концепция стандарта DVB-T

       

      Документ EN 300 744 [11] описывает систему передачи данных для цифрового наземного телевидения. Передаваемые данные представляют собой информацию об изображении и звуковом сопровождении, а также любые дополнительные сведения. Условие передачи этой информации в системе DVB-T только одно - данные должны быть закодированы в виде пакетов транспортного потока MPEG-2. В этом смысле стандарт описывает контейнер, приспособленный для доставки пакетированных данных в условиях наземного телевидения. Для системы DVB-T ни содержание контейнера, ни происхождение данных не имеют значения, она лишь приспосабливает выходные данные транспортного мультиплексора MPEG-2 к свойствам и характеристикам канала передачи наземного ТВ вещания, стремясь наиболее эффективно донести их к приемнику.

        То есть, стандарт определяет структуру передаваемого потока данных, систему канального кодирования и модуляции для мультипрограммных служб наземного телевидения, работающих в форматах ограниченной, стандартной, повышенной и высокой четкости [8].

        Для обеспечения совместимости устройств различных производителей, стандарт определяет параметры цифрового модулированного радиосигнала и описывает преобразования данных и сигналов в передающей части системы цифрового наземного ТВ вещания (рис. 7).

         

Рис.7 – Структурная схема преобразователя данных и сигналов в передатчике стандарта DVB-T

        Отличительной особенностью DVB-T как контейнера для передачи транспортных пакетов MPEG-2 является гармоничное сочетание системы канального кодирования и способа модуляции OFDM. Обработка сигналов в приемнике не регламентируется стандартом и остается открытой.

         Это не означает, что создатели стандарта не предвидели принципов построения приемника DVB-T, но отсутствие жесткого стандарта на приемник обостряет конкуренцию между производителями телевизоров и стимулирует усилия по созданию высококачественных и дешевых аппаратов. Примерный вариант схемы приемника приведен на рис. 8.

Рис. 8 - Структурная схема устройства преобразования сигналов и данных в приемнике DVB-T

         Система DVB-T разрабатывалась для цифрового вещания, но она должна встраиваться в существующее аналоговое окружение, поэтому в системе следует обеспечить защиту от интерференционных помех соседнего и совмещенного каналов, обусловленных действующими передатчиками PAL / SECAM. Поскольку речь идет о наземном вещании, то должна быть обеспечена максимальная эффективность использования частотного диапазона, реализуемая в результате оптимального сочетания одиночных передатчиков, многочастотных и одночастотных сетей. Система DVB-T должна успешно бороться с типичными для наземного телевидения эхо-сигналами и обеспечивать устойчивые прием в условиях многолучевого распространения радиоволн. Является желательным создание условий для приема в движении и на комнатные антенны. Все эти требования были выполнены в DVB-T благодаря применению новой системы модуляции OFDM.

         OFDM отличается передачей сигнала с использованием большого количества несущих колебаний. Несущие являются ортогональными, что делает возможной демодуляцию модулированных колебаний даже в условиях частичного перекрытия полос  отдельных несущих.

         Применение какой-либо одной системы кодирования не дает желаемого эффекта в условиях наземного телевидения, для которого типично проявление разнообразных шумов, помех и искажений, приводящих к возникновению ошибок с разными статистическими свойствами. В таких условиях необходим более сложный алгоритм исправления ошибок. В системе DVB-T используется сочетание двух видов кодирования - внешнего и внутреннего, рассчитанных на борьбу с ошибками различной структуры, частоты и статистических свойств и обеспечивающих при совместном применении практически безошибочную работу (такой подход типичен и для других сфер, например, для цифровой видеозаписи). Если благодаря работе внутреннего кодирования частота ошибок на выходе внутреннего декодера не превышает величины 2><10"4, то система внешнего кодирования доводит частоту ошибок на входе демультиплексора MPEG-2 до значения 10"11, что соответствует практически безошибочной работе (ошибка появляется примерно один раз в течение часа).

          Кодирование обязательно связано с введением в поток данных некоторой избыточности и соответственно с уменьшением скорости передачи полезных данных, поэтому наращивание мощности кодирования за счет увеличения объема проверочных данных не всегда соответствует требованиям практики. Для увеличения эффективности кодирования, без снижения скорости кода, применяется перемежение данных. Кодирование позволяет обнаруживать и исправлять ошибки, а перемежение увеличивает эффективность кодирования, поскольку пакеты ошибок дробятся на мелкие фрагменты, с которыми справляется система кодирования.

2.3.2 Защитный интервал OFDM

           

        В системе OFDM данные передаются с использованием некоторого количества несущих колебаний. Если таких несущих много, то поток данных, переносимых одной несущей, характеризуется сравнительно небольшой скоростью, то есть частота модуляции каждой несущей невелика. Однако межсимвольные искажения проявляются и при малой скорости следования модуляционных символов.

         Для того, чтобы избежать межсимвольных искажений, перед каждым символом вводится защитный интервал. Но надо отметить, что защитный интервал - это не просто пауза между полезными символами, достаточная для угасания сигнала символа до начала следующего.       В защитном интервале передается фрагмент полезного сигнала, что гарантирует сохранение ортогональности несущих принятого сигнала (но только в том случае, если эхо-сигнал при многолучевом распространении задержан не больше, чем на длительность защитного интервала).

          Концепция защитного интервала не является принципиально новой, но использование защитного интервала требуемой величины в цифровом телевидении возможно лишь при использовании частотного уплотнения с большим числом несущих.

 

 2.3.3 Оценка параметров OFDM

          

          Выбор параметров системы OFDM связан с обеспечением работы в одночастотных сетях ТВ вещания, а также с возможностью использования заполнителей пробелов и мертвых зон в области охвата вещанием. Однако на начальном этапе развития цифрового телевидения одночастотные сети найдут небольшое применение из-за необходимости сосуществования с аналоговыми

передатчиками и ограничений в распределении частотных диапазонов. Кроме того, в некоторых странах вообще не планируется использование одночастотной сети. Следовательно, система вещания должна допускать наиболее эффективное использование частотного диапазона в рамках уже существующих сетки частот и сети передатчиков.

          Величина защитного интервала зависит от расстояния между передатчиками в одночастотных сетях вещания или от задержки естественного эхо-сигнала в сетях вещания с традиционным распределением частотных каналов. Чем больше время задержки, тем больше должна быть длительность защитного интервала. С другой стороны, для обеспечения максимальной скорости передаваемого потока данных защитный интервал должен быть как можно короче. Одна четвертая часть от величины полезного интервала является, видимо, разумной оценкой максимального значения длительности защитного интервала. Предварительные исследования показали, что если одночастотные сети будут строиться в основном с использованием существующих передатчиков, то абсолютная величина защитного интервала должна быть около 250 мкс. Это позволяет создавать большие одночастотные сети регионального уровня.

           При числе несущих в несколько тысяч возникает естественный вопрос о практической реализации системы OFDM. Применение восьми тысяч синтезаторов несущих колебаний и восьми тысяч модуляторов сделало бы такую систему передачи очень громоздкой.

           Решение приходит благодаря тому, что модуляция OFDM представляет собой обратное преобразование Фурье, демодуляция - прямое. Существование хорошо отработанных быстрых алгоритмов преобразования Фурье и промышленный выпуск интегральных схем процессоров снимает проблему практической реализации.

2.3.4 Принцип иерархической передачи

           Особенность системы DVB-T - возможность иерархической передачи и приема. Данные на выходе мультиплексора транспортного потока расщепляются на два независимых транспортных потока MPEG-2 (см. рис. 9), которым присваиваются разные степени приоритета. Поток с высшим приоритетом кодируется с целью обеспечения высокой помехозащищенности, поток с низшим приоритетом (обозначен на рис. 7 пунктиром) - с целью обеспечения высокой скорости передаваемых данных. Затем оба кодированных потока объединяются и передаются вместе. Таким образом, появляется возможность передачи по одному каналу двух различных программ или одной ТВ программы в двух версиях. Первая версия характеризуется высокой помехозащищенностью, но ограниченной четкостью, вторая - высокой четкостью, но ограниченной помехозащищенностью. Это дает новые возможности. На стационарную антенну с помощью высококлассного приемника может быть принята версия с высокой четкостью. Но эта же программа будет принята простым и дешевым приемником в варианте с ограниченной четкостью. Помехозащищенная версия будет также приниматься в тяжелых условиях приема, например, в движении, на комнатную антенну.

        При меняющихся условиях приема возможно переключение приемника с одной версии на другую.

Система DVB-T была создана не просто для цифрового наземного телевидения, а для удовлетворения самых разнообразных требований, которые выдвигаются в странах, переходящих к цифровому наземному вещанию. Это вынуждает предусмотреть работу системы в различных режимах, но для сохранения сложности приемников на приемлемом уровне - обеспечить максимальную общность различных режимов.

        Для работы одиночных передатчиков и сетей могут использоваться режимы работы с различным количеством несущих. Это обусловлено тем, что одни страны изначально планируют введение больших одночастотных сетей, а другие не предполагают этого делать. Стандарт DVB-T допускает два режима работы: и . Режим подходит для одиночных передатчиков и малых сетей, режим соответствует большим сетям, хотя он может использоваться и для отдельных передатчиков.

         Система DVB-T для достижения гибкости должна допускать обмен между скоростью передачи данных и помехозащищенностью. Введение защитного интервала позволяет эффективно бороться с неблагоприятными последствиями многолучевого приема. Однако платой за большой защитный интервал является уменьшение скорости передачи полезных данных. Для того, чтобы сохранить большую скорость передачи данных в ситуациях, где не требуются большие одночастотные сети или не проявляется многолучевое распространение, предусмотрен целый набор возможных значений защитного интервала (1/4, 1/8, 1/16 и 1/32 от длины полезного интервала).

может быть установлена равной одной из величин следующего ряда: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8. В системе DVB-T предусмотрена также возможность изменения числа позиций модулирующего сигнала от 4 до 64.

          Поскольку распределение частотных каналов осуществляется в разных странах с различным шагом сетки частот (например, 8, 7 или 6 МГц), то переход от одного шага к другому должен осуществляться сравнительно просто. В системе DVB-T он выполняется путем замены системной тактовой частоты при сохранении всей структуры обработки сигналов.

         Выбором комбинации параметров, относящихся к способу модуляции и числу несущих колебаний, скорости внутреннего кода и величине защитного интервала, можно создать систему наземного вещания, работающую в самых

разных условиях передачи и приема и обеспечивающую заданную область охвата. Важным фактором является высокая степень общности системы наземного ТВ вещания DVB-T с другими системами цифрового телевидения: кабельного (DVB-C) и спутникового (DVB-S).

2.3.5   Обработка   данных   и   сигналов   в   системе   DVB-T.       

          Рандомизация

        Рандомизация данных является первой операцией, выполняемой в системе DVB-T (рис.7). Ее цель - превратить цифровой сигнал в квазислучайный и тем самым решить две важные задачи. Во-первых, это позволяет создать в цифровом сигнале достаточно большое число перепадов уровня и обеспечить возможность выделения из него тактовых импульсов (такое свойство сигнала называется самосинхронизацией).

Во-вторых, рандомизация приводит к более равномерному энергетическому спектру излучаемого радиосигнала (как известно, спектральная плотность мощности случайного шума постоянна на всех частотах, поэтому превращение сигнала в квазислучайный способствует выравниванию его спектра). Благодаря равномерному спектру повышается эффективность работы передатчика и

Рис. 9 – Адаптация транспортных пакетов

минимизируется мешающее действие радиосигнала цифрового телевидения по отношению к аналоговому ТВ сигналу, излучаемому другим передатчиком в том же канале.

       Рандомизации предшествует операция адаптации цифрового потока, представляющего собой последовательность транспортных пакетов MPEG-2 (см. рис. 9). Пакеты, имеющие общую длину 188 байтов (синхробайт, записываемый как число 47 в шестнадцатеричной форме или 01000111 - в двоичной, и 187 байтов передаваемых данных), объединяются в группы по восемь пакетов. Синхробайт первого пакета группы инвертируется, образуя число 101110002 = В8)6. Собственно рандомизация осуществляется путем сложения по модулю 2, то есть посредством логической операции «исключающее ИЛИ» (XOR) цифрового потока данных и двоичной псевдослучайной последовательности PRBS (Pseudo Random Binary Sequence).

        Восстановление исходных данных на приемной стороне осуществляется с помощью такого же генератора PRBS, который инициализируется в начале каждой группы из восьми пакетов адаптированного транспортного потока.

2.3.6 Цифровой символ данных и символ OFDM

       Для образования цифрового символа данных выходы устройств перемежения субпотоков объединяются таким образом, что каждый символ из ν битов (слово y'w, где w = 0, 1, 2, 125) включает в себя один бит с выхода каждого устройства, причем выход 10 дает старший бит: y'w = (a0, w, a1 w…., av-1.W). В режиме 2k процесс битового перемежения повторяется 12 раз, в результате чего образуется пакет из 1512 цифровых символов данных (126x12 =1512), называемый символом OFDM. Именно эти 1512 цифровых символов данных используются для модуляции 1512 несущих колебаний в интервале одного символа OFDM (длительность символа OFDM обозначается как Ts). 12 групп по 126 слов, считываемых последовательно с выхода устройства битового перемежения, образуют вектор Y = (у'0, у'и y'6047)- В режиме процесс битового перемежения повторяется 48 раз, что дает 6048 цифровых символов данных (126x48 = 6048), используемых для модуляции 6048 несущих. Это дает вектор Y' = (у'0, y'i,…. у'6047).

        Перед формированием модуляционных символов выполняется перемежение цифровых символов данных. Вектор на выходе устройства перемежения символов Y = 0, у1…. и уNтах-1) формируется в соответствии с правилом: yH(q) = y'q для четных символов и yq = y'H(q) для нечетных символов (здесь q = 0, Nmax-1, a Nmax = 1512 или 6048). Функция H(q) называется функцией перестановки символов. Перестановка символов производится в пределах блока из 1512 (режим 2к) или 6048 (режим ) символов.

2.3.7 Формирование модуляционных символов

 

          Цифровой символ данных у состоит из v битов (как и у'): yq= (y0,q, y'i,g', yv-i,q'), q' - номер символа на выходе устройства символьного перемежения. Величины у используются для формирования модуляционных символов в соответствии с используемым способом модуляции несущих. Модуляционные символы z являются комплексными, их вещественная и мнимая части отображаются битами yu.qОтображение производится с использованием кода Грея, поэтому соседние по горизонтали и вертикали символы отличаются только в одном бите. Следовательно, если при демодуляции происходит ошибка из-за помех и за демодулированный символ принимается соседний (а такие ошибки наиболее вероятны), то это приводит к ошибке только в одном бите. При обычном двоичном коде, такие же ошибки могли бы вызвать при демодуляции ошибки сразу в нескольких битах.

          Модуляционные символы в системе DVB-T являются комплексными. Например, при использовании способа QPSK значениям yo,q' = 0 и yi,q =0 соответствует комплексное число z = 1 +j. Значения вещественной и мнимой частей этого комплексного модуляционного символа имеют вполне конкретный реальный смысл. Они означают, что амплитуды синфазной I и квадратурной Q компонент модулированного колебания равны 1.  Иными словами, в процессе модуляции косинусоидальная (или синфазная) и синусоидальная (или квадратурная) составляющие складываются с одинаковыми единичными символами. Известно, что сумма косинусоидальной и синусоидальной функций с единичными амплитудами дает гармоническое косинусоидалъное колебание с амплитудой, равной  и начальной фазой 45°.

          При квадратурной амплитудной модуляции меняется и модуль, и аргумент комплексного модуляционного символа и соответственно, амплитуда и начальная фаза полученного при модуляции колебания.

           Например, при использовании однородной квадратурной модуляции 16-QAM комбинации битов у0,д' = 0, у1,д'  = 0, y2,q = 1, у3,д' = 0 соответствует точка диаграммы 0010 и комплексный модуляционный символ z = 1 + 3 j, (синфазная косинусоидальная составляющая имеет амплитуду 1, а квадратурная синусоидальная - 3), что означает получение в процессе модуляции колебания с амплитудой  и начальной фазой 60°. Точка диаграммы 0111, в которую отображается комбинация битов у0,д' = 0, у1,д'  = 0, y2,q = 1, у2,д' = 0 обозначает комплексный модуляционный символ  z = 1 j, что означает получение в процессе модуляции колебания с амплитудой  и начальной фазой -45°.

Однако в процессе модуляции используются не сами модуляционные символы z, а их нормированные версии с. Нормировка вводится для того, чтобы средние мощности колебаний с разными способами модуляции были бы одинаковы.           Например, при использовании способа QPSK нормированный комплексный модуляционный символ определяется как  , при однородной модуляции 16-QAM - C = Z / , а при неоднородной модуляции 16-QAM (с параметром χ = 4) - C = Z / .

2.3.8 Перемежение и формирование модуляционных символов при иерархической передаче

       Описанные принципы перемежения и формирования модуляционных символов соответствуют неиерархической передаче данных, при которой используется однородная квадратурная модуляция.

При иерархической передаче на вход устройства внутреннего перемежения поступает два потока данных - высшего приоритета (х'0, х1, х'2, х'3, ...) и низшего (х"0, x"1, х"2, х"3,...).

       Поток высшего приоритета демультиплексируется всегда на два субпотока (х'0 - b0,0 х'оb1,o), а поток низшего приоритета - на (V - 2) субпотоков (х"0 - b2,0, х"0 - b3,0 в случае 16-QAM, х"0 - b2,о, x"1 - b4to, х"2 - b3,0, х"3 - b5,0 в случае 64-QAM).

       При иерархической передаче применяется неоднородная квадратурная модуляция. В случае иерархического декодирования демодуляция производится так, как будто модуляция была выполнена по способу квадратурной фазовой манипуляции. При этом достаточно определить лишь параметры группы из четырех битов и извлечь биты высшего приоритета Уо,д' и yl>q: Такая процедура может бχыть выполнена без опшбок при сравнительно большом уровне помех, так как группы отстоят друг от друга на большее расстояние, чем отдельные точки внутри группы. Если уровень помех сравнительно невелик, то можно различить положения отдельных точек внутри каждой группы и в процессе демодуляции по способу 16-QAM извлечь и биты низшего приоритета y2,q и y3,q.

        Расположение точек векторной диаграммы зависит от параметра модуляции, обозначаемого в системе DVB-T буквой χ (коэффициент неравномерности сигнального созвездия). Стандарт DVB-T предусматривает три значения параметра χ При использовании однородной модуляции параметр устанавливается равным 1, в случае неоднородной: χ = 2 или χ = 4.

 2.3.9 Модуляция OFDM и преобразование Фурье

         Рассмотрим модуляцию несущих. Независимо от способа (QPSK или QAM) модулированное колебание представляет собой сумму синфазной компоненты (косинусоиды) с амплитудой, равной вещественной части нормированного комплексного модуляционного символа Re{c}=CI и квадратурной   компоненты   с    амплитудой,   равной   мнимой   части модуляционного символа Im{c}=Cq.

         Значения модуляционных символов в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части комплексных символов с/, квадратурное колебание - на мнимые части cq, а результаты перемножения - складывать. Эту операцию можно выполнять различными способами.         Например, можно все эти действия выполнять в цифровой форме, а обработанные данные подвергать затем цифроаналоговому преобразованию. Но можно сначала осуществить цифроаналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, а умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а это есть не что иное, как амплитудная модуляция) и сложение выполнять в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, то есть к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение может представлять собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.

           Если попытаться максимальное количество действий выполнить в комплексной форме (а для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов), то сигнал несущей с номером к и частотой fk, модулированной символом ск, может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа ск и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой/к:

Sk(t) = Re{ck ∙ exp(j∙2π∙fk ∙ t)} = Re{ck ∙ exp(j∙2πt/Tu)}                      (6)

       Частота fk представляет собой к-тую гармонику основной частоты 1/Тц, то есть величины, обратной длительности полезной части символа и равной расстоянию между частотами соседних несущих. Сигнал OFDM, записанный на интервале одного символа, представляет собой сумму всех несущих колебаний, модулированных своими модуляционными символами:

 S(t) = (t) =                               (7)

где суммирование выполняется по всем значения к от ктт до ктах.

         Но можно сначала выполнить суммирование, а затем взять его вещественную часть. Поскольку цифровая система передачи данных -система с дискретным временем, то при вычислениях в цифровой форме

Имеет смысл сравнить выражение (6) с формулой обратного дискретного преобразования Фурье:

В место не прерывной переменной t  надо подставить ее дискретный аналог nT (здесь Т – интервал дискретизации, n – номер отсчета.)

    

      s(nT) = sn = Re{}                        (8)

       χn =  ∙ exp(j ∙2πkn/N)                                             (9)

       Последняя формула также предполагает действия с комплексными числами, она позволяет вычислить значения сигнала х„ в моменты пТ путем суммирования его гармонических составляющих с известными комплексными амплитудами Хп. (здесь N - количество отсчетов сигнала и соответственно количество его составляющих (включая постоянную), которое может

быть рассчитано к дискретной форме, причем суммирование выполняется по всем А: от 0 до (N-1). При описании сигнала формула позволяет перейти из частотной области во временную, используя для этого суммирование всех гармонических составляющих сигнала, которые являются ортогональными.

        Надо отметить, что формулы (8) и (9) аналогичны, ведь радиосигнал OFDM на интервале символа также представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами. Более того, формулы для обратного преобразования Фурье и радиосигнала OFDM становятся тождественными, если положить N = Ту/Т и ввести в формулу для сигнала OFDM суммирование от 0 до (N-1), причем считать нулевыми значения модуляционных символов для вновь введенных дополнительных номеров. Тогда становится ясным, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).

          Но надо ли осуществлять модуляцию OFDM в виде обратного преобразования Фурье? Ведь это всего лишь способ математического описания, а частотное уплотнение можно получить традиционным способом, то есть с использованием обычных модуляторов. Однако, если бы переход к преобразованию Фурье не был бы сделан, то модуляция OFDM имела бы малые шансы на практическую реализацию. Преимущества системы OFDM проявляются при очень большом числе несущих (например, при нескольких тысячах), но в этом случае прямое аппаратурное формирование сигнала OFDM потребовало бы огромных схемотехнических затрат в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике.    Маловероятно, что такая схема была бы реализована. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы, их так и называют - алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ и ОБПФ), и созданы процессоры БПФ в виде больших интегральных схем.

         Формула для сигнала OFDM, представляющая вещественную часть обратного преобразования Фурье и регламентирующая формирование радиосигнала, представляет собой важную часть стандарта DVB-T, поскольку именно она определяет алгоритм практической реализации предлагаемого в стандарте способа модуляции OFDM.

          Отношение Ти / N = Т (здесь N - размер массива БПФ), определяющее интервал дискретизации в формуле (8), играет важную роль в спецификации стандарта DVB-T. Величина 1/Г называется системной тактовой частотой. И время символа, и защитный интервал являются целыми кратными Т. В системе DVB-T, рассчитанной на каналы шириной 8 МГц, системная тактовая частота равна 1/Г = 64/7 МГц. Эта величина является оптимальной с точки зрения уменьшения интерференционных помех из-за взаимодействия с излучаемыми радиосигналами аналогового телевидения.

         Система DVB-T была изначально спроектирована для шага средних частот каналов 8 МГц, принятого в Европе для дециметрового частотного диапазона. Однако система легко может быть приспособлена к другим диапазонам с другим шагом. Для перехода к 7 МГц каналам необходимо заменить системную тактовую частоту на 8 МГц. При этом сохраняется вся структура обработки сигналов (можно использовать одни и те же интегральные схемы для обработки), но объем передаваемых данных составляет лишь 7 / 8 от исходного. Для перехода к каналу шириной 6 МГц следует использовать системную тактовую частоту (13.5 х 8192)/(858 х 19) МГц.

        Интересно, что можно использовать не только вещественную, но и мнимую части вычисленного обратного преобразования Фурье. Выполним в соответствии с формулой обратного преобразования Фурье вычисление и вещественной и мнимой частей (мнимая часть обозначается как sg(t), вещественная - обозначается здесь как sj(t) и дает уже описанный сигнал s(t):

  

            exp(j ∙2πfk t) = S1 + jSQ(t)                                     (10)

        Умножим вещественную часть на колебание с частотой F0 (будем называть его «синфазным»), а мнимую часть - на квадратурное колебание той же частоты (сдвинутое по фазе по отношению к синфазному на 90°). Тогда суммирование полученных произведений дает сигнал OFDM, спектр которого смещен на частоту Fq. Такая операция соответствует преобразованию частоты, которое неизбежно используется для переноса радиосигнала в полосу частот выбранного канала вещания:

 

Рисунок 10 – Структурная схема устройства формирования сигнала промежуточной частоты OFDM

Именно такое преобразование иллюстрирует схема формирования радиосигнала OFDM (рис. 10).

S0(t) = S1(t)  ∙  t) – SQ(t) ∙ t) =

=   ∙  + )t] -  ∙ )t}                    (11)

 

 2.3.10 Спектр радиосигнала OFDM

         

        Общая спектральная плотность мощности сигнала OFDM может быть найдена как сумма спектральных плотностей мощности отдельных несущих(рис. 11).

                  

                        Рис.11 – Спектор мощности радиосигнала OFDM

       Она могла бы быть весьма близкой к постоянной в полосе частот, которую занимают несущие, но длительность передаваемого OFDM символа больше, чем величина, обратная расстоянию между несущими, на величину защитного интервала. В связи с этим основной лепесток спектральной плотности мощности одной несущей несколько меньше удвоенного расстояния между несущими, поэтому спектральная плотность мощности сигнала OFDM в номинальной полосе частот (7.608258 МГц в режиме и 7.611607 МГц в режиме $к) не является постоянной. Уровень мощности на частотах вне номинальной полосы может быть уменьшен с помощью соответствующих фильтров.

2.3.11 Многолучевой прием

      Многолучевой прием – это явление, типичное для наземного ТВ вещания. Если, наряду с основным радиосигналом, принимается, например, сигнал, отраженный от какого-либо препятствия и пришедший к приемной антенне с задержкой, на экране появляется повтор, то есть копия изображения, сдвинутая по горизонтали. Если интенсивность повтора велика (отраженный сигнал сравним с основным), то изображение становится неприемлемым. Бороться с повторами можно, например, путем использования узконаправленных приемных антенн.

Возможен и частотный подход к оценке многолучевого приема. В результате интерференции радиосигналов, пришедших в точку приема с разными задержками, некоторые частотные компоненты радиосигнала ослабляются, а некоторые - усиливаются, что приводит к неравномерности частотной характеристики канала (рис. 12). Частотную характеристику с помощью перестраиваемых фильтров можно попытаться сделать постоянной в частотном диапазоне, занимаемом спектром радиосигнала, если предварительно оценить неравномерность. Но такой путь не всегда возможен. Представим, что повторный радиосигнал приходит в точку приема с такой же интенсивностью, что и основной (такой повтор называют эхо-сигналом 0 дБ).      Интерференционное взаимодействие основного сигнала и повтора приведет к тому, что отдельные компоненты суммарного сигнала окажутся полностью уничтоженными. Эхо-сигнал, задержанный на четверть длительности символа, приводит к подавлению каждой четвертой несущей сигнала OFDM (рис. 13).

Риc. 12-влияние многолучевого приема на частотную характеристику канала и спектр принимаемого радиосигнала OFDM

          Такие подавленные компоненты не могут быть скорректированы за счет полосовой фильтрации, принятый сигнал претерпевает необратимые искажения. Однако в системе с OFDM подавленные компоненты могут быть полностью восстановлены благодаря использованию частотного уплотнения в сочетании с кодированием, обнаруживающим и исправляющим ошибки. Это является следствием того, что данные, переносимые каждой несущей, доступны для обработки в системе канального кодирования.    Каждая которых могут быть обнаружены и исправлены с помощью системы канального кодирования.

           Система с OFDM предоставляет дополнительные возможности при условии, если оценивается частотная характеристика канала. Как показывает характеристика (рис. 13), на каждую подавленную несущую приходится одна усиленная, принимаемая с большим отношением сигнал-шум. Данные, переносимые подавленной несущей, могут помечаться как ошибочные, но зато данные усиленной - как обладающие повышенной надежностью. Использование этих пометок в процессе так называемого «мягкого» внутреннего декодирования позволяет заметно улучшить прием при многолучевом распространении радиосигнала.

Рисунок  13  - Влияние эхосигнала с уровнем 0 дБ на спектр принимаемого радиосигнала OFDM

       Если эхо-сигнал 0 дБ имеет задержку меньшую, чем 1/4 от величины полезного интервала, то провалы в частотной характеристике будут следовать реже, но зато захватывать сразу большое число несущих. В этом случае помогает внутреннее перемежение, являющееся, по сути дела, частотным перемежением, в процессе которого переставляются данные, переносимые несущими с разными частотами. Таким образом, внутреннее кодирование и перемежение предотвращают появление пакетов ошибочных битов, одновременно снижая частоту следования ошибок до приемлемой величины. Завершает процесс борьбы с ошибками внешнее кодирование и перемежение, которые исправляют как битовые ошибки, так и ошибочные байты, то есть они эффективны в борьбе с большими пакетными ошибками.

      Формирование данных и структура сигналов. Сигнал, получаемый в способе модуляции с частотным уплотнением, состоит из многих модулированных несущих, поэтому каждый символ OFDM может рассматриваться как разделенный на элементарные пакеты, каждый из которых переносится одной несущей во время одного символа. Количество битов, переносимое одной несущей за время символа OFDM, зависит от способа модуляции несущих - это 2 бита для квадратурной фазовой манипуляции, 4 бита для квадратурной амплитудной модуляции 16-QAM и 6 битов для модуляции 64-QAM.                       

                                       Рисунок 14  -  Структура кадра DVB-T

        Передаваемый сигнал организуется в виде кадров (рис. 14). Каждый кадр состоит из 68 символов OFDM, нумеруемых от 0 до 67. Четыре последовательных кадра образуют суперкадр. При выбранной структуре кадра в одном суперкадре всегда содержится целое число пакетов длиной 204 байта (рандомизированных транспортных пакетов MPEG-2, снабженных для защиты от ошибок проверочными байтами кода Рида-Соломона).

       Каждый символ длительностью Ts образуется путем модуляции 1705 несущих в режиме и 6817 несущих в режиме 8к. Интервал Ts состоит из двух компонентов: интервала  Ту, во время которого передаются входные данные передатчика, то есть полезная информация (интервал Ти и называется «полезным»), и защитного интервала TG. Защитный интервал представляет собой копию, или циклическое повторение последней части полезного интервала, которая вставляется перед полезным интервалом (рис.15)

Рисунок 15 - Структура сигнала OFDM на интервале передачи одного символа OFDM

        В дополнение к данным в кадре OFDM передаются опорные сигналы, структура которых известна приемнику, а также сведения о параметрах передачи.

        Опорные сигналы, называемые «пилот-сигналами», получаются в результате модуляции несущих псевдослучайной последовательностью. Пилот-сигналы используются прежде всего для синхронизации. Они распределены во времени и в частотном спектре сигнала OFDM, их амплитуды и фазы известны в точке приема, поэтому их можно использовать также для получения сведений о характеристиках канала передачи. В системе используются два типа пилот-сигналов: непрерывные и распределенные. Непрерывные пилот-сигналы передаются на одних и тех же несущих в каждом символе OFDM, распределенные - рассеяны равномерно во времени и в частотном диапазоне.

          Непрерывные пилот-сигналы могут использоваться для синхронизации и оценки фазовых шумов канала, распределенные - для оценки характеристик канала посредством временной и частотной интерполяции. Использование временной интерполяции в промежутках между распределенными пилот - сигналами при достаточной мощности принимаемого сигнала может помочь для улучшения приема на движущихся объектах, например, на поездах и автомобилях.

         Сигналы параметров передачи используются для сообщения приемнику параметров системы, относящихся к канальному кодированию и модуляции: способ передачи - иерархический или неиерархический, параметры модуляции, величина защитного интервала, скорость внутреннего кода, режим передачи - или 8&, номер кадра в суперкадре. Эти сведения могут использоваться приемником для быстрой настройки. Сигналы параметров передаются на 68 последовательных символах OFDM, обозначаемых как кадр OFDM. Каждый символ OFDM переносит один бит, относящийся к сигналам параметров передачи. Блок данных, соответствующий одному кадру OFDM, содержит 68 битов, назначение которых устанавливается следующим образом:

1 бит - инициализация;

16 битов - синхронизация;

37 битов - сигнальная информация;

14 битов — проверочные биты для обнаружения и исправления ошибок, возникающих в канале связи.

      Из 37 информационных битов сейчас используется 23, остальные 14 представляют собой резерв на будущее. Проверочные биты вычисляются в соответствии с правилами систематического кодирования Боуза-Чоудхури-Хоквингема. Помехозащищенности данных, переносимых сигналами параметров передачи, способствует и способ модуляции. Каждая несущая, переносящая сигналы параметров передачи, модулируется по способу дифференциальной двоичной фазовой манипуляции (DBSKDifferential Binary Phase Shift Keying), в соответствии с которой фаза несущей меняется

на противоположную от символа к символу, если передаваемые данные равны единице, и не меняется, если передаваемые данные равны нулю.

2.3.12 Параметры системы DVB-T

        

      Основные параметры, характеризующие передачу данных в системе DVB-T, приведены в таблице 4. Число несущих, передающих полезную информацию, зависит только от режима и равно 1705 для режима и 6817 для режима 8к. Число «полезных» несущих в обоих режимах отличается ровно в четыре раза. Если учесть, что и длительность полезного интервала при переходе от режима к режиму также меняется в четыре раза, то такой важный параметр, как частота следования символов данных Rs, оказывается в двух режимах одинаковым и равным 6.75 миллионам символов в секунду (Rs= 1512 / 224 мкс = 6048 / 896 мкс = 6.75 МГц = 6.75 Мегасимвол/с).

Таблица 4 - Основные параметры системы DVB-T

Параметры

Режим

Число несущих

6817

1705

Длительность полезного интервала TU ,

896

224

мкс

Длительность защитного интервала TG ,

224, 112, 56, 28

56, 28, 14, 7

мкс

Интервал между несущими, Гц

1116

4464

Интервал между крайними несущими,

7,61

7,61

МГц

Модуляция несущих

QPSK, 16-QAM,

64-QAM

QPSK,

6-QAM,

64 QAM

Скорость внутреннего кода

1/2, 2/3, 3/4, 5/6,

1/2, 2/3, 3/4, 5/6,

7/8

7/8

      Используя величину Rs, нетрудно найти скорость передачи данных в разных режимах и при различных сочетаниях параметров системы DVB-T: Rsu=Rs xb CR1xCRsx (Tu/Ts) (здесь Ъ - количество битов, передаваемых в одном символе с помощью одной несущей, CRj - скорость внутреннего сверточного кода; CRS - скорость внешнего кода Рида-Соломона, равная 188/204; u/ Ts) - отношение длительности полезного интервала к общей длительности символа.

3 Расчетный раздел

3.1 Обоснование и особенности работы передатчика TBS DVB-T

    Работу передатчика TBS DVB-T рассмотрим с работы модулятора. На вход ОБПФ подаются векторные сигналы (совокупность векторов), отражающие точки сигнального «созвездия», сформированные путем преобразования входного цифрового потока в набор векторов. На выходе ОБПФ формируются два цифровых потока: поток I, характеризующий реальные компоненты входных векторов ОБПФ, и поток Q (рис. 16), характеризующий мнимые компоненты входных векторов ОБПФ. Цифровые сигналы I и Q поступают на ЦАП, где преобразуются в аналоговые сигналы I и Q, которые фильтруются фильтром нижних частот с частотой среза Fv = 8 МГц. Отфильтрованные сигналы поступают в перемножители (амплитудные модуляторы), на опорные входы которых подаются сигналы высокой частоты, (первая промежуточной с частотой F0 = 80 МГц) превышающие верхнюю частоту Fv примерно на порядок, сдвинутые по фазе на 90 град. В результате перемножения низкочастотные сигналы I и Q модулируют несущую. Наиболее эффективной амплитудной модуляцией является балансная AM. Однако, вследствие полного подавления несущей, необходимо передавать пилот-сигнал, характеризующий несущую, как по значению частоты, так и по начальной фазе векторов поступающих на опорные входы перемножителей.

На выходах перемножителей формируются два ВЧ сигнала с одной частотой, но с разными огибающими, амплитуда и фаза которых несут информацию о сигналах I и Q Сигналы ВЧ складываются в выходном сумматоре и далее поступают на двухкаскадный смеситель, обеспечивающий перенос спектра сигналов I и Q на несущую передатчика; последний сигнал передается на спутник связи.

        Значения модуляционных символов на выходе модулятора QAM в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части

комплексных символов I квадратурное колебание - на мнимые части Q, а результаты перемножения - складывать.

     Согласно пункту 2.3.9. в данном устройстве необходимо осуществить цифроаналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а это есть не что иное, как амплитудная модуляция) и сложение выполнять в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала (что будет сделано ниже) модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, то есть к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение представляет собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.

Если попытаться максимальное количество действий выполнить в комплексной форме (а для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов), то сигнал несущей с номером к и частотой fк, модулированной символом ск, может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа ск и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой  fк.

        В пункте 2.3.9. было показано, что формулы (8) и (9) аналогичны и радиосигнал OFDM на интервале символа представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами. Таким образом, становится ясно, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).

        При очень большом числе несущих (например, при нескольких тысячах), при прямом аппаратурном формировании сигнала OFDM нам бы потребовались огромные схемотехнические затраты в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике. Маловероятно, что такую схему можно реализовать. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы, их так и называют - алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ и ОБПФ). В настоящее время ведущими производителями ЦСП является фирмы Texas Instruments, Analog Devices, Motorola, Hitachi. Данные компании пользуются заслуженным уважением. Но не будем забывать о монстре Российского рынка НТЦ "Модуль". Особо известен, созданием процессора Л1879ВМ1(КМ6403).

3.1.1 Выбор цифрового сигнального микропроцессора

         

       Цифровой сигнальный процессор, должен обладать мощной вычислительной структурой и позволять реализовать различные алгоритмы обработки информационных потоков. Сравнительно невысокая цена, а также

развитые средства разработки программного обеспечения позволяют легко применять их при построении вычислительных систем с массовым

параллелизмом. Выбор того или иного процессора многокритериальная задача. Для задач, требующих выполнения интенсивного обмена с внешними устройствами, предпочтительнее использовать процессоры Texas Instruments [15], обладающие высокоскоростными интерфейсными подсистемами.

       Компания Motorola является лидером по объему производства сигнальных микропроцессоров, большую часть которых составляют дешевые и достаточно производительные 16- и 24-разрядные микропроцессоры с фиксированной точкой. На практике наиболее широкое распространение получили алгоритмы БПФ по основанию 2.

     Эти алгоритмы ориентированы, прежде всего, на сведение к минимуму числа операций умножения. Но с появлением векторных процессоров этот критерий становится несущественным. Напротив, число одновременно выполняемых умножений главным образом определяет производительность процессора. Поэтому возникает вопрос о распараллеливании вычислений и реализации алгоритмов БПФ с более высокими основаниями и их возможными комбинациями.

    Как известно в стандарте DVB-T для режима предусмотрена длительность полезного интервала Ти = 896 мкс. Считаем длину защитного интервала ТG  и тогда время передачи символа будет составлять:

TG =  Ти = 224 мкс.

Общее время передачи символа с учетом задержки:

Таи = TGи= 224 + 896 = 1120 мкс

Время, за которое микропроцессор должен преобразовать сигнал из временной области в частотную область – ТU = 896 мкс. Определим общее количество операций сложения - умножения, за время ТU.

 

Требуемое число операций комплексных сложений:

КСУМ = (N) log2 (N) = 8192 ∙ log2 (8192) = 106496

 Требуемое число операций комплексных умножений:

КУМН = (N/2) log2 (N) = 4096 ∙ log2 (8192) = 53248

 Общее число операций:

К = КСУМ + КУМН = 106496 + 53248 = 159744

      Пусть ЦСП требуется две r = 2 инструкции для выполнения одной комплексной операции, а, так же введем коэффициент запаса k = 1.3 для учета служебных операций на переадресацию памяти, обработки прерываний и других второстепенных нагрузок на процессор. Тогда минимально необходимая частота MIPS (Million Instructions Per Second - миллион команд в секунду):

MIPSОБПФ =  ∙ k ∙  =  ∙ 1,3 = 464

Каждый из символов OFDM подвергается следующим преобразованиям:

Сопоставление модуляционного символа на основе текущего кода и приоритета потока.

Нормирование элементов.

Вставка пилот сигналов с целью синхронизации и канальной компенсации в приемнике.

   Можно предположить, что на каждый символ потребуемся около 20 операций сложения - умножения. Тогда общее количество выполняемых действий будет:

MIPSФМС  =  ∙ k ∙  =  ∙ 1,3 =99

Общая производительность:

MIPS = (MIPSОБПФ + MIPSФМС) ∙  = (464 + 99) ∙ 1,3 = 731,9

        

      Также необходимы как минимум 4 интерфейса ввода вывода, и возможность подключения внешней ОЗУ или ПЗУ. Также желательно иметь как минимум один таймер, наличие двух MAC - (сложение + умножение) конвейеров для возможности расчета одной бабочки ОБПФ за один такт, иметь быстро перестраиваемый конвейер. Общая разрядность ЦСП должна быть не менее 32, а хранение чисел внутри ОЗУ микропроцессора - с фиксированной точкой для выполнения мультипликативных операций с необходимой точностью. Это не все, но основные требования, которым должен отвечать ЦСП в канальном кодеке системы. Учитывая выше перечисленные требования и расчеты был выбран Цифровой Сигнальный Процессор TMS320C6713B. Его параметры:

  •  Выполнение восьми 32-битных команд за цикл
  •   32/64-битные данные
  •  Тактовая частота 300-, 225-, 200-МГц (GDP и ZDP), а также 225-, 200-, 167-МГц(РУР)
  •  Время выполнения команды 3.3, 4.4, 5, 6 не
  •  Производительность 2400/1800, 1800/1350, 1600/1200 и 1336/1000 MIPS/MFLOPS
  •  Восемь независимых функциональных блоков:
  •  Два АЛУ (фиксированная точка)
  •  Четыре АЛУ (плавающая и фиксированная точка)
  •  Два умножителя (плавающая и фиксированная точка)
  •  32 32-битных регистра общего назначения
  •  Уплотнение команд в памяти снижает размер кода
  •  Поддержка всех команд условного перехода
  •  Особенности системы команд
  •  Наследование команд IEEE 754 одинарная и двойная точность
  •  Байтовая адресация (8-, 16-, 32-битные данные)
  •  8-разрядная защита от переполнения
  •  Насыщение; извлечение битового поля, установка, сброс; подсчет контрольной суммы; нормализация
  •  Архитектура памяти L1/L2
  •  4 КБ кэш-память программ L1Р (прямое отображение)
  •  4 КБ кэш-память данных L1D (двухассоциативный доступ)
  •  256 КБ памяти L2: 64 КБ объединенного ОЗУ/кэш и 192 КБ дополнительного ОЗУ

Конфигурация устройства:

  •  Режим загрузки: HPI, 8-, 16-, 32-битная память Boot ROM
  •  Прямой (Little Endian) и обратный (Big Endian) порядок следования байт
  •  32-разрядный интерфейс внешней памяти (EMIF)
  •  Непосредственное подключение к SRAM, EPROM, Flash, SBSRAM и SDRAM
  •  512 МБ общего адресуемого пространства внешней памяти
  •  Контроллер расширенного прямого доступа к памяти (EDMA) (16 раздельных каналов)
  •  16-разрядный хост-порт интерфейс (HPI)
  •  ДваМсА8Р
  •  Две раздельных зоны синхронизации в каждом блоке (1 зона передачи и 1 зона приема)
  •  Восемь выводов последовательных данных на каждый порт: индивидуальная конфигурация работы с любой зоной синхронизации

Каждая зона синхронизации содержит:

  •  Программируемый тактовый генератор
  •  Программируемый генератор сигнала кадровой синхронизации
  •  TDM-потоки с 2-32 временными интервалами
  •  Размер посылки: 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32 бит
  •  Форматировщик данных для манипуляции над битами
  •  Поддержка формата 12S и подобных ему
  •  Встроенный передатчик цифрового аудиоинтерфейса (DIT) поддерживает:
  •  Форматы S/PDIF, IEC60958-1, AES-3, СР-430
  •  До 16 выводов для передачи
  •  Нахождение и исправление ошибок
  •  Два шинных интерфейса I2C с интерфейсами Multi-Maser и Slave
  •  Два многоканальных буферизованных последовательных порта:
  •  Последовательный интерфейс SPI
  •  Высокоскоростной интерфейс TDM

  •  Интерфейс АС97
  •  Два 32-битных таймера общего назначения
  •  Специальный модуль ввода-вывода с 16 выводами (возможность работы в качестве входов внешних прерываний)
  •  Модуль тактового генератора на основе конфигурируемой схемы
  •  ФАПЧ
  •  Граничное сканирование в соответствии с IEEE-1149.1 (JTAG) 208-выв. корпус PowerPAD PQFP (PYP) 272-выв. корпус BGA (GDP и ZDP)

Технология 0.13 мкм с 6-уровневой медной металлизацией К МОП-технология

В питание периферии, 1.2 В питание ядра (GDP/ZDP/ PYP) 3.3 В питание периферии, 1.4В питание ядра (GDP/ZDP) [300 МГц]

                          Рисунок 17 - Функциональная схема ЦСП

ЦСП имеет следующие периферийные устройства:

EMIF - интерфейс со внешней памятью. Предоставляет 8,16,32 разрядный интерфейс к разнообразным устройствам;

Многоканальный буферизованный последовательный порт McBSP. Предоставляет последовательный  интерфейс для приема/передачи данных. Простое и эффективное решение для связи с последовательными линиями связи.

Шина расширения. Многофункциональная 32 - разрядная шина;

Таймеры- 32 битные  многофункциональные, управляемые устройства, служащие в том числе и для управления периферией.

PLL - множитель частоты внутренней шины.

Логику управления питанием

Внутреннюю 2-х канальную память.

Систему управления загрузкой.

 Выбор компонентов:

EMIF - интерфейс с внешней памятью. Выберем микросхему для хранения данных при загрузке.

Сформулируем основные требования:

16 разрядная шина и поддержка 32 разрядный данных.

По возможности, однополярное питание

Объем данных должен быть не менее 256 Мбайт, соответствующий объему памяти внутренней памяти для программ.

По возможности, низкое время доступа к данным для ускорения загрузки.

CMOS технология .

(Аббревиатура CMOS(KMOn) расшифровывается как Complement Metal Oxide Semiconductor (комплементарная структура метал окисел полупроводника) - это одна из технологий изготовления микросхем. Электронное запоминающее устройство, для которого характерна высокая плотность размещения элементов и малое потребление энергии).

Сформулированным требованиям отвечает микросхема компании AMIC Technology A29L400[10].

Многоканальный буферизованный последовательный порт McBSP. Для ввода данных с приоритетного и неприоритетного каналов по последовательной шине можно использовать два из трех последовательных порта Последовательные порты позволяют производить:

  •  Полнодуплексные коммуникации
  •  Буферизацию данных
  •  Независимая фрагментация и синхронизация при приеме/передаче
  •  Прямой интерфейс для АЦП/ЦАП/многих АС97 кодеков

     Данные передаются через выходы DX, DR синхронизирующая информация о частоте импульсов и кадров для приема и передачи передается по CLKS, CLKX, CLKR, FSX, FSR.

    Данные приема записываются в приемный 32 разрядный регистр сдвига и копируются в буферный регистр. После заполнения буферного регистра, CPU или DMA контроллер копируют данные в память и освобождают буфер. Полный элемент может включать 8, 12, 16, 20, 24 бит

32 элемента составляют кадр.

Nкадр =  =  = 189.

         

     Выберем внешнюю синхронизацию CLKR и FSR. Частота CLKR будет составлять= 36.57МГц и равняется примерно одной восьмой рабочей

частоты шины.

Количество разрядов = 10.

      Период импульса кадра равен десяти (количество разрядов = 10) периодам импульсов.

      По импульсу кадра данные из буфера будут считываться DMA и размещаться в памяти ЦСП.

Всего потребуется два последовательных порта для приоритетного и неприоритетного канала

3.Таймер.Таймер незаменим, когда необходимо добиться синхронной работы внешних устройств. Он используется в следующих случаях:

-Разнообразные действия во времени

  •  Счетчик
  •  Генератор импульсов
  •  Прерыватель процессора
  •  Отсылка синхронизирующих сообщений DMA

    

   Счетчик управляется тремя регистрами CTL, PRD, CNT (соответственно управляющий, задающий период и счетчик) предназначенные для выставления необходимого периода, длительности и задержки синхроимпульсов.

Счетчик работает с частотой процессора. При каждом возрастании синхросигнала он прибавляет определенное значение. Как только он достигнет своего установленного максимального значения, он обнуляется и начинает цикл заново. Требуется генерирование прямоугольных импульсов с частотой:

=  =  = 7,31 МГц

4. Буферизованная память FIFO.

Многие преобразователи данных (ЦАП, АЦП) не могут быть напрямую подключены к ЦСП из - за разных скоростей передачи данных. FIFO (first in - first out, первым пришел - первым обслужен) являются хорошим решением данной проблемы. Они способны накапливать определенное количество данных для последующего считывания их другой стороной, что более эффективно чем одиночные операции чтения / записи. Принцип работы FIFO заключается в независимом чтении и записи из памяти двух устройств с разной опорной частотой, при этом один массив памяти не влияет на другой. Также происходит координация работы микросхемы при помощи информационных

флагов, сообщающие о наличии данных для чтения или записи. Современные FIFO не требуют подключения элементарной логики при работе с ЦСП.

Рабочая частота процессора FCPU = 500 МГц. Частота шины данных Fdata= 36.57 МГц. Общий объем выходных данных, за цикл составляет:

N ∙    = 2 ∙ 8 ∙ 1024 ∙ 16 = 32 Кбайт

3.1.2 ЦАП (Цифро-аналоговый преобразователь)

       Минимальная разрядность должна ЦАП быть не менее 12. Параллельный интерфейс ввода вывода данных.

Совместимость с буферами FIFO, выполненных по CMOS технологии. Независимо от режима (2к или 8к) частота Fцап = 2 • 64/7 = 18,286 МГц

фиксирована.

Обзор рынка компонентов показал, что предъявляемым требованиям удовлетворяет МАХ5889 современный высококачественный 12-разрядный ЦАП с производительностью 600 Msps (производства Maxim Integrated Products). При частоте выходного сигнала 30 МГц прибор обеспечивает SFDR = 80 dBc и IMD = -94 dBc. При частоте выходного сигнала 36 МГц обеспечивает спектральную плотность шума -163 dBFS/Тц. Входной LVDS интерфейс позволяет МАХ5889ринимать данные с частотой до 600 МГц и формировать широкополосный выходной сигнал, обеспечивая низкий уровень шума и малые искажения, потребляя всего 298 мВт.

Рисунок 19 - Блок-схема ЦАП MAX5889.

3.1.3 ФНЧ (Фильтр Нижних частот)

          При использовании ЦАП, на его выходе, для подавления нежелательных гармоник, необходимо обязательно применять ФНЧ.

Для меньшего внесения искажений в полезный сигнал требуется монотонная пологая характеристика затухания.

Фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Для достижения ослабления 40 дБ в диапазоне от 1.14 МГц до 9.14 МГц (8 октав) требуется один фильтр 1-го порядка.

Аналоговые ФНЧ после ЦАП должны иметь частоту среза около 7,61/2 + 4,57 = 8,376 МГц.

3.1.4 Блок квадратурного модулятора

        Буферный каскад

Для согласования токового ЦАП и аналоговой части схемы применим сумматор напряжений.

Вычитание должно быть максимально точным для чего требуется:

  •  Одинаковая по величине генерация напряжения на входах операционного усилителя.
  •  Высокая точность, выставляющих режим резисторов.
  •  Низкий уровень смещения синфазного сигнала. Потому как ОУ работает с глубокой ОС, на выходе может оказаться недопустимо большой уровень паразитного постоянного напряжения.
  •  Высокая устойчивость устройства, предотвращение самовозбуждения. Наличие частотной коррекции.

Изложенным требованиям согласно рекомендациям [13] удовлетворяет усилитель К140УД11. Микросхема представляет собой быстродействующий операционный усилитель, имеющий защиту от превышения напряжения по входу и схему защиты выхода от короткого замыкания, с внутренней частотной коррекцией. Выход ЦАП состоит из двух взаимно противоположных токовых выходов. Для работы ЦАП с низким уровнем шума, необходима одинаковая нагрузка для каждого из выходов тока.

Квадратурный сумматор.

Сумма синфазного и квадратурного колебаний, в результате, дает необходимый OFDM сигнал со смещением на рабочую частоту F0. При этом,

к аналоговому сумматору предъявляются следующие требования:

  •  Линейность суммирующей характеристики.
  •  Развязка по переменному и постоянному токам синфазного и квадратурного каналов.
  •  Низкую ассиметрию по синфазному и квадратурному каналам.
  •  Работа без искажений на частоте радиосигнала.

Квадратурный сумматор следует проектировать на основе интегральных микросхем. Это следствие следующих требований:

  •  Повышение общей надежности устройства

-Требование низкой ассиметрии каналов при квадратурной модуляции, для избежания перекрестных помех.

  •  Высокие коэффициенты ослабления частот входных сигналов и сигналов гетеродинов на частоте выходного сигнала.

- Низкий коэффициент шума.

- По предъявляемым требованиям подходит микросхема К174ПС4. Ее отличительными особенностями является высокая частота опорного и входного сигнала, приемлемая крутизна преобразования, высокий коэффициент ослабления частоты гетеродина на входе. Основные характеристики см. [13].

Питание и фильтрующие конденсаторы.

      Для устранения пульсаций по питанию необходимо использовать фильтрующие конденсаторы. Согласно рекомендации производителя ЦСП, для цепи 3.3 и 1.7 В необходима гирлянда керамических (около 0.1 мкФ) и электрических (не менее 20 мкФ) конденсаторов по цепям. Для аналогового напряжения +\- 5В используем фильтрующие конденсаторы меньшей емкости (10 и 0.1 мкФ)

3.2 Алгоритм ввода данных при использовании OFDM и наличии помех и многолучевости

        

         В аналоговом и цифровом ТВ вещании, используются одни и те же метровый и дециметровый диапазоны волн. Для этих длин волн характерно «неумение» огибать препятствия и способность хорошо отражаться от них. В результате в точку приема приходит многолучевой сигнал, состоящий из прямого и нескольких отраженных с различными задержками и интенсивностями относительно прямого луча эхосигналов, что приводит к эффекту замирания [6]. К появлению помех, аналогичных переотражению сигнала, приводит и использование одной частоты передатчиками с перекрывающимися зонами покрытия (одночастотная сеть) [6], а также нестабильность частоты дискретизации сигнала в приемно-передающем тракте системы.

В канале передачи к этим сигналам добавляется аддитивный шум. В результате это приводит к большим межсимвольным искажениям. При превышении числа ошибок на приемной стороне выше допустимого порога передаваемая информация разрушается и изображение не воспроизводится.

  1.  Метод борьбы с многолучевостью

         Общеизвестный метод борьбы с многолучевостью - применение направленных наружных антенн. Однако при приеме на слабонаправленную комнатную антенну или на антенну в процессе движения - он малопригоден. Известен также способ повышения помехоустойчивости ТВ системы с использованием канальной модуляции типа OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), введением в OFDM сигнал пилот-сигналов с известными параметрами и добавлением к передаваемому символу защитного интервала [6, 9]. Однако и эти меры недостаточны.

При отношениях сигнал/шум (ОСШ), меньших 10... 15 дБ, имеет место срыв ТВ изображения [6].

       В канальном модуляторе цифровой телевизионной системы DVB-T [6, 9] при формировании OFDM сигнала с многими несущими применяется обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ). В этом случае передаваемый сигнал в дискретном времени имеет вид [6]:

 

   X (nTS)=∙K                                          (15)

где Хк - комплексный модуляционный символ £-ой несущей, N - размер БПФ, Ти - длительность символа, t = nTs - дискретное время, Ts - период дискретизации. Длительность символа в системе OFDM без защитного интервала

      

   = N = N /                                                              (16)

где fs - частота дискретизации. C учетом (16) выражение (15) примет вид:

X (nTS) = ∙K = ∙fs            (17)

    

      Восстановление модуляционных символов сигнала OFDM на приемной стороне осуществляется с помощью прямого БПФ. При этом, в следствии не стабильности частот дискретизации в приемопередающем тракте между ними возникает разность Δ. В этом случае принимаемый сигнал m-ой несущей (оценка) можно представить так:

Ym =  ∙ (fs + Δ fs) =

= fs ]  ∙ (fs + Δ fs) =

= fs(km) Δ fs=                 (18)

= ∙ (km) δ fs

   

 где δ fs = Δ fs/fs – относительная не стабильность частотыдискретизации.

  Учитывая, что не стабильностьчастотысовременных генераторов имеет величину порядка 10-8 – 10-5, можно считать, что δ fs «1. В  этом случае

δ f s≈1-δ f                                     (19)

Подставляем (19) в (18), получим:

Ym (km )- 

- ∙ (km )∙ δ f =                      (20)

= Xm -   (km)=

= Xm + Em

         Как видно из (20), принимаемый комплексный символ Ym представляет собой сумму передаваемого сигнала Хт и помехи Ет, равной сумме произведений всех комплексных передаваемых символов и некоторой величины, зависящей от относительной расстройки частоты дискретизации δ f.

При т= к сигнал помехи примет вид:

Em = -jXm  = -jXm  ∙θm                          (21)

   где  

       Θm =  =  δ f.

Подставив (21) в (20), получим:

YmXm -  jXm  ∙θm  = Xm (1-j θm) = Xm ∙ = Xm ()- j))   (22) 

Где  =  δ f  - вносимый в сигнальное созвездие фазовый сдвиг.

        Из (22) следует, что нестабильность частоты дискретизации приводит к повороту сигнального созвездия на некоторый угол θm, который прямо пропорционален произведению номера несущей т и относительной расстройки частоты дискретизации δ f . Направление поворота созвездия определяется знаком δ f.

        Рассмотрим возможность уменьшения ошибок принятого OFDM -сигнала, каждая из несущих которого подвергалась к-позиционной квадратурной амплитудно-фазовой модуляции (QAM). Для повышения точности восстанавливаемых модуляционных символов, переданных на N несущих, а следовательно, снижения числа ошибок на выходе канального демодулятора, воспользуемся априорной информацией, содержащейся в пилот-сигналах, передаваемых в ТВ системе на интервале одного символа. Зная истинные значения модуляционных символов Ёгп пилот-сигналов для i-

тых несущих и их полученные на приемной стороне в демодуляторе значения (оценки) Ё'П1, определим вначале коэффициенты передачи канала связи для i-

тых несущих пилот-сигналов

=  /  

       Примем, что на интервале одного символа коэффициент передачи тракта не изменяется. Используя полученные значения Ċi, для i-тых несущих и известную сетку частот несущих в OFDM сигнале, определим коэффициенты передачи канала связи для «информационных» j-тых несущих. Для этого воспользуемся сплайн-интерполяцией. Полученные интерполяционные оценки   коэффициентов передачи канала связи для информационных несущих будем далее использовать для коррекции модуляционных символов принятого OFDM сигнала. Так, в первом приближении можно принять, что между выходным Ȇj и входным Ėj модуляционными символами j-той информационной несущей имеется зависимость  Ȇj = Ėj Следовательно, в качестве окончательной оценки для E, можно принять Ėj = Ȇj /  

3.2.2 Результаты экспериментов предлагаемой коррекции

         

        Для проверки эффективности предлагаемой коррекции была разработана программная модель в среде MathCAD 13. В частности, один из экспериментов проводился для OFDM-сигнала с 1024 несущими, 16-позиционной квадратурной амплитудно-фазовой модуляцией (16-QAM) и использованием для предсказания комплексных коэффициентов передачи информационных несущих кубического сплайна. При этом на каждой десятой несущей передавался пилот сигнал, значение которого выбиралось методом рандомизации из всего возможного диапазона передаваемых информационных данных. В программе предусмотрена возможность моделирования воздействия помех на процесс передачи OFDM сигнала - как в их совокупности, так и отдельно каждой из них, а именно - аддитивного гауссовского шума, многолучевости и нестабильности частоты дискретизации приемнопередающего тракта.                 

Канал с аддитивным гауссовским шумом.

Рисунок 21 - Зависимости вероятности ошибки приема до коррекции (Р) и после коррекции (Pkorr,) (а) и отношения средней энергии символа к средней энергии ошибки (MER, дБ) (б) от ОСШ (дБ). Помеха - гауссовский шум

       При наличии в канале аддитивного гауссовского шума зависимость вероятности ошибок на выходе канального демодулятора от отношения сигнал/шум (ОСШ) в канале связи как при наличии, так и в отсутствие коррекции принятых модуляционных символов являются случайным процессом.

        В отдельно взятых случаях ОСШ коррекция может как увеличивать, так и уменьшать вероятность ошибки принятого символа. Из рис.21, соответствующего наихудшему случаю, видно, что такая коррекция не обеспечивает хорошего результата. То же самое относится к зависимости отношения средней энергии символа к средней энергии ошибки MER (modulation error rate) от ОСШ (рис. 21,6).

Значения MER в работе вычислялись по формуле

 

                       MER = 10lg (+ ) / + )),

где Ij, Qj - соответственно синфазная и квадратурная составляющие передаваемого модуляционного символа j, a ΔIj, ΔQj - разности между переданными и принятыми значениями квадратурных составляющих этого символа.

3.3 Описание модели канального кодера с использованием OFDM

     Данная модель дает возможность оценить качество работы OFDM модулятора в работе (в частности) с 2К несущими.

Структурная схема модели приведена на рисунке 24.

          Рисунок 24 - Структурная схема модели с режимом работы 16-QAM

Расчеты, которые выполняет данная модель:

Количество ошибок в принятом сигнале

Количество переданных бит

Визуальное наблюдение спектра сигнала после ОБПФ

Наблюдение созвездия после БПФ на приемной стороне

Изменение передаваемого изображения при влиянии дополнительных помех и белого шума.

Параметры, которые можно менять в схеме для анализа приема:

Скорость сверточного кодера 1/2, Ул.

Режим QAM 16.

Отношение сигнал/шум.

3.4 Моделирование передатчика TBS DVB-T

        

       В данной модели рассматриваем передачу изображения (RGB матриц изображения, которые после обработки используются для формирования восстановленного изображения). Возможна передача и видео изображения, но при этом возникают трудности из-за скорости обсчета алгоритмов для работы модели. Поэтому потребуется буфер, в котором будут храниться подготавливаемые данные.

Сейчас рассмотрим работу схемы по блокам.

Блок Startbit - загружает из рабочего пространства системы matlab переменную startbit. Переменная startbit содержит матрицу размерностью [1 х N], т.е. состоящую из одного столбца и N строк. Данная матрица получается путем сортировки трех матриц цветовых составляющих изображения, загруженных из файла. Сначала три матрицы приводятся к строчному виду, потом в последовательности R матрица, G матрица, В матрица они объединяются в общую матрицу. И конечном итоге размерность матрицы startbit - это суммарная размерность трех матриц. Допустим размер изображения [258 х 150], значит размер одной матрицы 38700 строк, а трех матриц - 116100 строк.

Далее матрица Startbit поступает в блок, который осуществляет внешнее помехоустойчивое кодирование, с помощью укороченного кода Рида-Соломона РС( 188,204,8), к пакету Рида-Соломона добавляется 18 дополнительных проверочных байтов, что позволяет исправлять ошибки в 8 проверочных байтах

Блок Convolutional Interleaver осуществляет перемежение данных; он имеет параметры для формирования двенадцати линий (в том числе 11 линий задержек с основой 17 х (М-1) байтами, где М - номер линии, если отсчет вести от 1).

Блок Rate 3/4 Punctured Convolutional Code формирует кодовую скорость потока системы. Первая составляющая блока Convolutional Encoder – обеспечивает скорость потока ½ ;  функция определяющая ее работу- poly2trellis (7, [171 133]). Она формирует сверточное кодирование (см. рис. 25)

Рисунок 25 - Схема сверточного кодирования

       В верхнем сумматоре производится суммирование с использованием генераторного полинома G1 = 1718, что соответствует числу 1111001 в двоичной системе счисления. В этом коде символ 0 означает отсутствие связи ячейки памяти сдвигового регистра с сумматором. Во втором сумматоре используется полином G2 = 1338.

Для создания скорости кодирования 3/4 используется блок Puncture.

      Он выкалывает биты, которые задаются вектором из 6 значений 0 или 1; вектор должен быть обязательно кратным 6. Значения вектора соответствуют: X1,Y1,X2,Y2,X3,Y3, соответственно имеем вектор [1 10 1 10], после которого на выходе будет последовательность XI, Y1,Y2,X3. Значения вектора, которые должны быть на выходе блока для получения определенной скорости, представлены таблицы 5.

Таблица 5.

Блок DVB-T Inner Interleaver содержит в себе 2 буфера: блок, осуществляющий внутреннее перемежение, и блок перестановки символов. На рис.26 представлена схема работы блока DVB-T Inner Interleaver.

Рисунок 26 –а) Схема внутреннего перемежения бит и символов. Для 16 – QAM. Нормирующий  множитель- √10. б) Схема внутреннего перемежения бит и символов. Для 64 QAM. Нормирующий -√42

       

      Внутреннее  перемежение  осуществляется   в  блоке  General Block Interleaver  по  алгоритму,   описанным   в  EN   300 744   [12], алгоритм организован программно в рабочем пространстве matlab:

 %размер массива

dvb_bit_int_table = 1:756;

dvb_bit_int_table = reshape(dvb_bit_int_table, 6, 126); %формирование 6 блоков по 126 бит.

% 64-QAM Демультиплексирование без иерархии. dvb_bit_int_table = dvb_bit_int_table([ 1 4 2 5 3 6],:); % 6 првил перестановки битов в блоке

dvb_bit_int_table(l,:) = dvb_bit_int_table( 1 ,mod( [0:125] + 0,126) + 1);

dvb_bit_int_table(2,:) = dvb_bit_int_table(2,mod([0:125] + 63,126) + 1);

dvb_bit_int_table(3,:) = dvb_bit_int_table(3,mod([0:125] +105,126) + 1);

dvb_bit_int_table(4,:) = dvb_bit_int_table(4,mod([0:125] + 42,126) + 1);

dvb_bit_int_table(5,:) = dvb_bit_int_table(5,mod([0:125] + 21,126) + 1);

dvb_bit_int_table(6,:) = dvb_bit_int_table(6,mod([0:125] + 84,126) + 1);

        Это код для режима 64-QAM, соответственно для режима 16-QAM будет 4 бита, массив dvb_bit_int_table будет иметь размерность 126x4 = 504 и используются только первые 4 правила перестановки.

       Т.к. в схеме используем выкалыватель для изменения скорости кода, соответственно размер матрицы - есть размерность входного первого буфера, его размерность не зависит от скорости кода, а зависит от количества пакетов по 126 бит.

        После битового перемежения получается матрица размерностью 9072x1, т.к. формируется 6 разрядное слово из 9072 информационных данных; это соответствует размерности буфера 2.

        Следующий блок осуществляет перемежение символов 6 - бит слова по алгоритму:

q = 0;

h = zeros( 1,2048);

R = zeros(l,10);

for indx = 0:2047,

if indx = 2,

R(l)=l;

end

Rsum = R(3)*2A9+R(6)*2A8+R(9)*2A7+R(4)*2A6+...

R(8)*2A5+R( 1 )*2A4+R(2)*2A3+R(5)*2A2+R(7)*2A 1 +R( 10)*2A0;

h(q+l) = rem(indx,2)*2A10+Rsum;

ifh(q+l)<1512,

q = q + 1;

end

R = [R(2:10)xor(R(l),R(4))];

end

dvb_sym_int_table = h( 1:1512)+1;

dvb_sym_int_table = [dvb_sym_int_table*6-5;

dvb_sym_int_table*6-4;

dvb_sym_int_table* 6-3;

dvb_sym_int_table*6-2;

dvb_sym_int_table*6-1;

d vbsy minttable* 6];

     Размерность dvb_sym_int_table - 1512 несущих. Цикл состоит из 2048 итераций и на выходе имеем 1512 несущих из-за того, что значения пересчитываются при другом indx и значение функции h(q) не может быть больше 1512.

      В следующем блоке (DVB-T 64-QAM Mapper) из 6 битного слова (dvb_sym_int_table(k) к = 1:1512) формируем комплексные числа и их нормируем, по одному из видов модуляции, т.е. максимальное значение компоненты вектора созвездия может быть -10 до +10 (при иерархической передаче 64-QAM - нормирующий множитель √108). Например, dvb_sym_int_table(45) = 010111, после 64-QAM модулятора имеем (5 -j3) (см Рис. 27.)

     Значения компонентов созвездия зависят от пришедшего слова, если для любого из слов установить не правильное соответствие, то при демодуляции возникают ошибки. При формировании переменной (созвездия) dvbtqam значения позиции матрицы должны следовть исходя из кода Грея т.е 000000, 100000, 010000, 110000, 001000, 101000,011000... и т.д. значение 000000 соответствует 7+7i, 100000 -> -7 + 7i, 010000 -> 7 - 7i, 110000 -> -7 -7i.

Рисунок 27 - Диаграмма возможных состояний сигнала 64-QAM

     

      Полученные значения векторов поступают в OFDM Transmitter, в этом блоке 1512 несущих доращиваются блоком Zero Pad до 2048К; блок Zero Pad добавляет нулевые вектора, после этого они поступают в блок, где формируем пилот сигналы, в реальном передатчике имеется 45 пилот сигналов на фиксированных частотах. Пилот сигналы имеют значения 4/3 или 16/9, что соответствует более высокому энергетическому уровню в спектре и, соответственно, обеспечивают более точное их определение на приемной стороне. Они имеют только реальное, положительное значение и нужны для подстройки на принимающей стороне. С помощью пилот сигналов будем корректировать приемно-передающий тракт ТВС. Сформированные несущие поступают в ОБПФ (блок IFFT). На выходе блока получаем два цифровых потока I и Q из которых формируется сложный комплексный сигнал, модулирующий несущую передатчика. Сложный комплексный сигнал имеет спектр, который при определенном количестве несущих (1704 - информационных и пилот сигналов), остальные пустые, который располагается в промежутке 7.611 МГц.

     Дальнейшие преобразования с сигналом (ЦАП, АЦП, перенос спектра на другую частоту) реализуются отдельно.

     Далее к сигналу добавляем шумовую помеху - нормальный гауссовский шум - и помехи многолучевости - в виде самого сигнала, прошедшего через различные среды с заданными коэффициентами передачи, что соответствует другому сигналу, пришедшему в тот момент, что и принимаемый.

      В модели не используется защитный интервал, т.к. все сигналы семейства многолучевости и шума в модели сформированы и имеются в точке приема.

4 Экспериментальный раздел

4.1 Канальный кодер-декодер с использованием OFDM

4.1.1 Моделирование в программной среде Mat Lab Simulink v.6.2

Рассмотрим влияние скорости кода на количество ошибок, под действием белого гауссова шума.

На рисунке 28 представлена зависимость BER от отношения сигнал/шум.

Из графика видно, что наиболее хорошие результаты у 4-QAM, где-то на уровне 6-7 dB прием будет осуществляться при малой вероятности ошибки.

     

      Преобразование скорости к нормальному потоку производиться с помощью декодера Витерби.

Условия построения: передача 3*10Л5 бит информации, уровень шума snr = EbNo + 10*logl0(k*l/2); где k=log2(M) ,EbNo - значение Белого шума в dB.

По рисунку 28 можно определить вероятность ошибки при передачи информации при определенном значении сигнал/шум, т.е допустим при вероятности ошибки 10~3 при модуляции типа 16-QAM имеем отношение сигнал/шум = 10dB, для 64-QAM 15dB.

       На рисунке 29. представлена зависимость BER от отношения сигнал, но

корость кода 1, т.е. данные как есть так и отправляются на модуляцию.

Данные для построения аналогично предыдущему, за исключением, что скорость кода не меняется. Заметно, что без введения избыточности, количество ошибок возрастает, и если с избыточностью количество ошибок при отношении сигнал/шум 10 dB был прием, то сейчас можно наблюдать вероятность ошибки на приемной стороне.

Используя, описанный в разделе 3.2.1, метод борьбы с многолучевостью будем проводить наше моделирование.

       В канал на кодер Рида-Соломона поступают данные потока MPEG-2. В нашем случае поступает строчная матрица, содержащая информацию о цвете картинки, каждому полубайту присваивается комплексное число.

Пройдя через кодирующий канал, данные попадают в блок OFDM Transmitter, в этом блоке добавляем дополнительные пилот сигналы. После блока IFFT (ОБПФ) добавляем дополнительные помехи, в виде такого-же сигнала, но умноженного на комплексное число, что соответствует изменению амплитуды и фазы сигнала на принимающей стороне.

Рассматриваем минимальное отношение сигнал шум, при котором возможно принятие изображения без изменений, т.е часть ошибок приема после демодуляции M-QAM, исправляются в тракте декодирующего канала.

  1.  Режим 64-QAM, количество несущих, с информационными и пилот сигналами 1728, шаг пилот сигнала 8 (всего 216), линейная интерполяция корректирующего коэффициента

Рисунок 30 - а) Сигнальное «созвездие»(нормированное V42) 64-QAM, на приемной стороне. 

Рисунок 30 – а) Спектр сигнала после воздействия дополнительных каналов и белого шума.

Рисунок 30 - в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала.

   На рисунке 30 в) можно наблюдать зашумленность изображения, и она имеет достаточно неприглядный вид. BER после декодированя 64-QAM (скорость кода 3/4) равен 0.04342. Отношение сигнал/шум = 16 dB. BER (после канального декодирования) = 0.04315, это значит что канал не справляется с количеством ошибок которые поступили к нему после демодуляции. При дальнейшем уменьшении значения сигнал шум качество картинки уменьшается значительно, а при значении сигнал/шум = 30 dB практически не изменяется, откуда следует вывод, что линейная интерполяция корректирующего коэффициента мало эффективна, при приеме добавочных сигналов. Рассмотрим вариант с интерполяцией корректирующего коэффициента методом кубических сплайнов.

    Зададимся параметрами, такими как с линейной интерполяцией.

Рисунок 31-а) Сигнальное «созвездие» (нормированное √42) 64 – QAM, на приемной стороне

Рисунок 31 – б) Спектр сигнала после воздействия дополнительных каналов и белого шума

Рисунок 31 - в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала

После применения интерполяции методом кубическим сплайнов изображения не различаются, малые ошибки демодуляции исправляются каналом декодирования.

Число ошибок демодуляции 922 из 1.206 *10^6 переданных бит информации, BER = 76.45* 10^-5, если обратиться к рисунку 21, то там видно, что теоретически при передачи 3*10^5 бит информации влияние белого шума значительно, и возникают ошибки, без учета воздействия дополнительных сигналов на приемную сторону.

Минимальное возможное отношение, если учесть что сам поток MPEG2 может частично исправлять ошибки передачи, сигнал/шум = 14 dB (Что следует из модели), при котором начинают появляться ошибки после тракта декодирования информации.

Рассмотрим влияние адаптивного алгоритма на модуляцию 16-QAM, со коростью кода ½  и 3/4. Скорость кода 1/2 имеет практический интерес т.к это мая медленная скорость передачи информации которое используется в системе DVB-T. С помощью неё можно определить минимальное отношение сигнал/шум, но скорость передачи оставляет желать лучшего.

На рисунке 32- б) приведено изображение, полученное с помощью линейной интерполяции (справа).

        Исходные данные. К сигналу добавлены паразитные сигналы, как для режима 64-QAM. Отношение сигнал/шум 14 dB. Взято из предварительных расчетов (рис.28). Если увеличить отношение сигнал/шум заметных улучшений изображения заметно не будет, сказывается влияние на исходный сигнал воздействие паразитных сигналов. Соответственно, из-за неточного обсчета корректирующего коэффициента возникают ошибки при демодуляции сигнала, значение BER после демодуляции и декодирования порядка 0.3-0.4.

Применим алгоритм с интерполяцией методом кубических сплайнов. С теми же параметрами

       Картинка (см. рис 33,6) совпадает с исходной, хотя имеются ошибки после демодуляции сигнала, канал декодирования справляется с этими ошибками. BER (после демодуляции) = 11.05*10А-4. Количество ошибок = 1201.

       Дальнейший эксперимент показал, что при отношении сигнал/шум 8.6 dB, ошибки демодуляции начинают влиять на канал декодирования, но изображение теряет несколько пикселей. BER (после демодуляции) = 55.89* 10Л-4, количество ошибок = 6075. BER (после канала декодирования) = 27.35* 10Л-4, количество ошибок = 269.

Теперь определим минимальное отношение сигнал шум при скорости кодирования в канале 1/2, увеличивается время передачи информации, зато имеем самый устойчивый к помехам сигнал в данном виде модуляции (16- QAM).

      

 

Изображения получены при условиях: отношение сигнал/шум = 7 dB, скорость кодирования в канале 1/2(рис. 34. в)

Если на сигнал будет действовать отраженный сигнал, который пришел в точной противофазе, то при отношении 7 dB изображение пропадает, нормализуется только при сигнал/шум = 12-13 dB.

Рассмотрим режим 8К. При таких же добавках паразитного сигнала и предложенном методе коррекции.

         После приема изображения (рис 35. в) , канал декодирования совершил 62 ошибки и на принятом изображении можно наблюдать несколько вылетевших пикселей изображения, при использовании транспортного потока MPEG2 данный недостаток был бы устранен.

Рисунок 36 - Ual - ошибки амплитудных значений в сигнале с коррекцией

                      Ua2 - ошибки амплитудных значений в сигнале без коррекции, для режима 64-QAM, 2К несущих, скорость кода 3Л, отношение сигнал шум 16 dB.

      

 Значения MER посчитаны по формуле:

     

       MER = 10log10 [ + )/ [ + )]


Где - реальная часть исходного сигнала,
 - мнимая.

- разность между реальными частями исходного и принятого сигала.

 - разность между мнимыми частями исходного и принятого сигала.

Результаты оптимального приема с коррекцией сведены в таблицу 6:

Таблица 6.

QAM

Mode

CR

ДЯ/71

BER1 *10Л-4

ДВ/72

BER2 *10л-4

MER1

MER2

SNR, дБ

64

Ул

0

0

922

7.6

3.9

19.104

16

64

у2

0

0

363

3.9

3.57

15.345

12-15

16

Уг

0

0

975

9.1

3.4

13.8

6-10

16

Ул

0

0

1201

11.1

3.26

13.305

10

64

Ул

62

0.58

5173

47.8

3.72

17.194

20

16

Ул

0

0

1863

15.6

2.95

12.245

15

ΔBit1, ΔBit2 - Количество ошибочных бит.

ΔBit1 - после тракта декодирования.

ΔBit2 - после демодуляции сигнала.

Mode - режим модуляции (2К или 8К)

BER1 - Bit error rating (или вероятность появления ошибки), после тракта декодирования.

BER2 - Bit error rating, после демодуляции сигнала. SNR - Отношение сигнал/шум.

CR - Скоростьвнутреннего кода.

       

          Данный метод позволяет бороться с многолучевостью и позволяет уменьшить количество ошибок после передачи сигналов по эфиру.

Основным достоинством данного метода является применение его в мобильных приемниках, когда картина многолучевости постоянно меняется, а на приеме изображения это не сказывается.

          На рисунках ниже представлены созвездия без нормировочного коэффициента для 16 и 64 QAM. Данные созвездия получены из условия, что на принятый сигнал влияет только белый шум, отношение сигнал/шум = 15 dB. Под этим рисунком можно увидеть разброс  принятых значений.

4.1.2 Результаты испытания

5 Экономическая оценка проектируемого устройства

5.1 Расчет затрат на разработку и моделирование работы программного комплекса.

         Целью экономической оценки настоящего дипломного проекта является определение затрат на изготовление  проектируемого устройства стандарта DVBT.

          Рассчитаем затраты на разработку и моделирование алгоритма работы декодера.Затраты на создание программного продукта складываются из расходов по оплате труда разработчика алгоритма и программы, имитирующей работу алгоритма, и расходов по оплате освещения, отопления, коммунальных услуг и т.д. (общие затраты).

                                          cpp =                                (5.1)

          Zcpp  – затраты на создание программного продукта,  руб.;

- затраты на оплату труда разработчикам программы,  руб.;

           Zob  – общие затраты, руб.

1. Расходы на оплату труда разработчика

   Расходы на оплату труда разработчика алгоритмов и программы моделирования их работы для оценивания параметров сигналов определяются путем умножения трудоемкости создания самих алгоритмов по выбранным критериям оптимальности и программы моделирования на среднюю часовую оплату разработчика (с учетом страховых взносов).

= t ∙                                            (5.1.1)

    Трудоемкость разработки можно определить следующим образом:

                                          t=t0+ta+tb+tp+td+tot                                                          (5.1.2)

t0- затраты труда на подготовку описания задачи, чел-час;

ta - затраты труда на разработку алгоритма решения задачи, чел-час;

tb - затраты труда на разработку блок-схемы алгоритма решения задачи, чел-час;

tp - затраты труда на составление кода программы по блок-схеме, чел-час;

td - затраты труда на подготовку документации задачи, чел-час;

t0t - затраты труда на отладку на ПК при комплексной отладке задачи, чел-час.

       Составляющие затрат, в свою очередь, можно вычислить через условное число операторов Q. В рассматриваемом случае число операторов в отлаженной программе Q = 1500.

2. Расчет затрат труда на подготовку описания

      Оценить затраты труда на подготовку описания задачи не возможно, т.к. это связанно с творческим характером работы, вместо этого оценим затраты труда на описания задачи с учетом уточнения описания и квалификации разработчика, которые определяются по формуле:

                               0  =  QB / (75…85∙K)                                   (5.2.1)

где В – коэффициент увеличения затрат труда вследствие недостаточного  описания задачи, уточнений и некоторой недороботки  В = 1,2…5;

    Kкоэффициент квалификации разработчика, для работающих до 2-х лет  

   K = 0,8.

Таким образом,  получим:

 0  = 1500 ∙ 3 / (80 ∙ 0,8) = 70,31 (чел-час).

 3. Расчет затрат труда на разработку алгоритма                                   

    Затраты труда на разработку алгоритмов решения задачи:

= Q ∕ (60….75 ∙ K)                                    (5.3.1)

1500 ∕ (70 ∙ 0,8) = 26,79 (чел-час).   

 4. Расчет затрат на разработку блок – схемы

  Расчет затрат на разработку блок – схемы алгоритма решения задачи вычислим следующим образом:

= Q ∕ (60….75 ∙ K)                                 (5.4.1)

                      = 1500 ∕ (70 ∙ 0,8) = 26,79 (чел-час).   

 5. Расчет затрат труда на составление программы

Затраты  труда на составление программы по годовой блок – схеме вычислим по формуле:

= Q ∕ (60….75 ∙ K)                                       (5.5.1)

= 1500 ∕ (70 ∙ 0,8) = 26,79 (чел-час).  

   6.  Расчет затрат на отладку программы

Затраты  на отладку программы на ПК при комплексной отладки задачи:

                                             = 1,5∙                                   (5.6.1)

– затраты  на отладку программы на ПК при автономной отладке одной задачи.

                             (5.6.2)

                                     =  = 41,67 (чел/час)    

Отсюда

                                 = 1,5∙ 41,67 = 62,5  (чел/час)

    7. Расчет затрат труда на подготовку документации

Затраты труда на подготовку документации по задаче определяются по формуле:

                                               =                                (5.7.1)

где - затраты труда на подготовку материалов в рукописи;

-    затраты    на    редактирование,    печать    и оформление   документации.

                                      =                                     (5.7.2)

                                           =  = 10,42  (чел/час)

                                           = 0,75 ∙                                             (5.7.3)

                                      = 0,75 ∙ 10,42 = 7,82  (чел/час)

Отсюда

                                          =  +                                       (5.7.4)

                                          = 10,42 + 7,82 = 18,24  (чел/час)

Итак, можно рассчитать общую трудоемкость разработки программного продукта:

                                     t = t0 + ta +tb+ tp + t0t + td                                         (5.7.5)                                                                           

                        t = 70,31 + 26,79 + 26,79 + 26,79 + 62,5 + 18,24 = 231,42(чел/час).

  1.  Расчет средней зарплаты разработчика

       Средняя зарплата разработчика в современных рыночных условиях может варьироваться в широких пределах. Для расчета возьмем среднюю часовую оплату труда, которая составляет Тсh = 181 руб/час, что составляет 30000 руб/мес. при восьмичасовом рабочем дне и пятидневной рабочей неделе.   Затраты на оплату труда разработчика складываются из зарплаты разработчика и страховых взносов. Страховые взносы составляют 30%.

                                            = t ∙ ∙ 1,3                                    (5.8.1)

                           = 230,42 ∙ 181 ∙ 1,3 =  54217,826 (руб.)

  1.   Расчет фактического времени отладки

        Фактическое время отладки вычислим по формуле:

                                  =                                   (5.9.1)

                         = 26,79 + 7,82 + 62,5 = 98,1 (час)

где- полные затраты на эксплуатацию ПК в течение года;

- действительный годовой фонд времени работы ПК, час/год.

  1.   Расчет годового фонда времени работы ПК
  •  общее количество дней в году - 365;
  •  число праздничных и выходных дней - 120;
  •  время простоя в профилактических работах определяется как еженедельная профилактика по 4 часа.

Итого годовой фонд рабочего времени ПК составляет:

                       = 8 • (365 -120) - 52 • 4 = 1752 (час).

  1.   Расчет полных затрат на эксплуатацию ПК

Полные затраты на эксплуатацию ПК можно определить по формуле:

                           (5.11.1)

где - годовые издержки на заработную плату обслуживающего

                персонала, руб/год;

- годовые издержки на амортизацию, руб/год;

- годовые издержки на электроэнергию, потребляемую ПК, руб/год;

- годовые издержки на вспомогательные материалы, руб/год;

- затраты на текущий ремонт компьютера, руб/год;

- годовые издержки на прочие и накладные расходы, руб/год.

Сумма годовых амортизационных отчислений определяется по формуле:

                                                                     (5.11.2)

где- балансовая стоимость компьютера, руб/шт.;

- норма амортизации, %.

       Норма амортизации равна 12,5%, но если учесть, что компьютерные технологии развиваются быстрым темпом, то можно использовать ускоренную амортизацию 25%(статья 258 НК РФ).  Балансовая стоимость ПК включает в себя отпускную цену, расходы на транспортировку, монтаж оборудования и его наладку:

                                                                            (5.11.3)

где   - рыночная стоимость ПК, руб/шт.;

- затраты на доставку и установку компьютера, руб/шт.

Цена  компьютера  в среднем состовляет   примерно  46 415,60 руб,*   затраты на установку и наладку составят примерно 5 % от его стоимости, т.е.

                                                                      (5.11.4)

                      =   0,05 ∙ 46 415,60 =2320,6 (руб.)

Отсюда

                            (5.11.5)

      = 46 415,6 + 2320,6 = 48736,2 (руб./шт)

                                                                       (5.11.6)

                        = 48736,2 ∙ 0,25 = 12184,05 (руб/шт)   

*http://www.ebay.com/sch/i.html?_nkw=computer   - Custom computer with fx 8350with gtx 680 -46 415,60 рублей.

  1.   Расчет затрат на электроэнергию

Стоимость электроэнергии, потребляемой за год, определяется по формуле:

                                                               (5.12.1)

Где  Реt- суммарная потребляемая мощность ПК;

       Cel - стоимость 1 КВт-ч электроэнергии;

        А - коэффициент интенсивного использования мощности машины. Потребляемая   мощность  ПК   Ре1 =0,5 кВт,   стоимость   1 кВт∙ч

электроэнергии для предприятий Се1 =2,81 руб.,

интенсивность использования машины А = 0.98.

Тогда расчетное значение затрат на электроэнергию:

                             = 0,5 ∙ 1752 ∙ 2,81 ∙ 0,98 = 2412, 32 (руб.)

  1.   Расчет затрат на текущий ремонт

Затраты на текущий и профилактический ремонт принимаются равными 5% от стоимости ПК:

                                                                               (5.13.1)

= 0,05 ∙ 48736,2 = 2436,81 (руб.)

  1.   Расчет издержек на заработную плату обслуживающего персонала

           Издержки на заработную плату обслуживающего персонала складываются из основной заработной платы, дополнительной и отчислений на заработную плату:

                                                         (5.14.1)

Сумма основной заработной платы определяется исходя из общей численности, работающих в штате:

                                            = 12 ∙                                      (5.14.2)

где  - тарифная ставка i-ro работника в месяц, руб.

В штат обслуживающего персонала должны входить инженер-электронщик с месячным окладом 20000 руб. и электрослесарь с окладом 15000 руб (размер заработной платы взят по данным ООО "Приобские Электросети").

Тогда, учитывая, что данный персонал обслуживает 15 машин, имеем издержки на основную заработную плату обслуживающего персонала:

                                   

                                            = 12 ∙    

                                            = 12 ∙ = 28000 (руб.)

Сумма дополнительной заработной платы составляет около 15 % от основной заработной платы:

                                            = 0,15 ∙                                               (5.14.3)

                                            = 0,15 ∙ 28000 = 4200 (руб.)

Сумма страховых взносов  составляет 30 % от суммы дополнительной и основной заработных плат:

= 0,3 ∙                                  (5.14.4)  

                                  = 0,3 ∙ = 9660 (руб.)

Тогда годовые издержки на заработную плату обслуживающего персонала составят:

9660 + 4200 + 28000 = 41860 (руб.)

Полные затраты на эксплуатацию ПК в течение года составят:

               (5.14.5)

41860 + 12184,05 + 2412, 32 + 2436,81 + 2320,6 +  9660 = 70873,78 (руб)

15. Расчет общих расходов

       Общие расходы - это расходы на освещение, отопление, коммунальные услуги и т. п. они принимаются равными одной трети основной зарплаты разработчика, т. е.

=                                               (5.15.5)    

= 18072,6 (руб.)

      Тогда затраты на разработку алгоритмов и создание программного продукта для моделирования составят:

                                              cpp =  + 18072,6 = 72290,4 (руб.)

      

              В результате расчета затраты на создание данного программного продукта составили 72290,4 руб. Для снижения затрат можно предложить следующие решения:

      Как видно, три четверти расходов составляют затраты на оплату труда программиста. Снизить эти затраты можно путем повышения эффективности труда программиста, повышения удобства рабочего места и прочих факторов. Также при более бережном и аккуратном отношении к компьютерной технике возможно снизить затраты на ремонт, а также уменьшить привлечение дополнительного персонала на обслуживание компьютеров.

6. Безопасность жизнедеятельности

6.1 Наличие опасных и вредных факторов

      Безопасность труда невозможна без рациональной организации рабочего места. В автоматизированной системе под рабочим местом человека-оператора подразумевается зона, оснащенная средствами отображения информации, органами управления и прочим вспомогательным оборудованием. В данном случае на человека - инженера технического контроля, ложится достаточно большая нагрузка.

В его обязанности входит визуальный контроль качества передаваемой программы, а также контроль основных параметров входных и выходных сигналов.

В силу особенностей цифрового видеосигнала, при сбоях изображение на одном из видеомониторов будет сильно искажено, или будет вовсе отсутствовать. В задачу инженера технического контроля входит обнаружение неполадок, определение причин их возникновения. Затем он обязан связаться с центральной аппаратной, сообщить о проблемах и вызвать инженера по ремонту аппаратуры.

В случае отклонения характеристик сигнала от номинальных, инженер технического контроля также обязан сообщить о неполадках в центральную аппаратную. Разумеется, это требует повышенного внимания и ведет к повышенной утомляемости. Наиболее приемлемой в этом случае является рабочая поза «сидя» в соответствии с ГОСТом 12.2.032-78 ССБТ «Эргономические требования к рабочему месту при работе в положении «сидя». Кресло имеет регулировки для удобства, работающего в зависимости от его антропометрических данных согласно ГОСТу 12.2.049-80 ССБТ «Антропонимические данные частей тела человека».

6.2 Требования к ЭВМ

ЭВМ должны соответствовать требованиям СанПиН 2.2.2/2.4.1340-03 и каждый их тип подлежит санитарно-эпидемиологической экспертизе с оценкой в испытательных лабораториях, аккредитованных в установленном порядке.

Допустимые уровни звукового давления и уровней звука, создаваемого ЭВМ, не должны превышать значений, представленных в таблице 2.

Измерение уровня звука и уровней звукового давления проводится на расстоянии 50 см от поверхности оборудования и на высоте расположения источника(ков) звука.

3.Временные допустимые уровни электромагнитных полей (ЭМП), создаваемых ЭВМ, не должны превышать значений, представленных в таблице 7.

4. Допустимые визуальные параметры устройств отображения информации представлены в таблице 8.

5. Концентрации вредных веществ, выделяемых ЭВМ в воздух помещений, не должны превышать предельно допустимых концентраций (ПДК), установленных для атмосферного воздуха.

Мощность экспозиционной дозы мягкого рентгеновского излучения в любой точке на расстоянии 0,05 м от экрана и корпуса ВДТ (на электроннолучевой трубке) при любых положениях регулировочных устройств не должна превышать 100 мкР/час.

Конструкция ЭВМ должна обеспечивать возможность поворота корпуса в горизонтальной и вертикальной плоскости с фиксацией в заданном положении для обеспечения фронтального наблюдения экрана ВДТ. Дизайн ЭВМ должен предусматривать окраску корпуса в спокойные мягкие тона с диффузным рассеиванием света. Корпус ЭВМ, клавиатура и другие блоки и устройства ЭВМ должны иметь матовую поверхность с коэффициентом отражения 0,4 - 0,6 и не иметь блестящих деталей, способных создавать блики.

Конструкция ВДТ должна предусматривать регулирование яркости и контрастности.

Документация на проектирование, изготовление и эксплуатацию ЭВМ не должна противоречить требованиям настоящих санитарных правил.

6.3 Требования к помещениям для работы с ЭВМ

       Помещения для эксплуатации ЭВМ должны иметь естественное и искусственное освещение. Эксплуатация ЭВМ в помещениях без естественного  освещения  допускается  только  при соответствующем обосновании и наличии положительного санитарно-эпидемиологического заключения, выданного в установленном порядке.

Естественное и искусственное освещение должно соответствовать требованиям действующей  нормативной документации. Окна в помещениях, где  эксплуатируется вычислительная техника, преимущественно должны быть ориентированы на север и северо-восток. Оконные   проемы   должны   быть   оборудованы регулируемыми устройствами типа: жалюзи, занавесей, внешних козырьков и др.

Не допускается размещение мест пользователей ЭВМ во всех образовательных и культурно-развлекательных учреждениях для детей и подростков в цокольных и подвальных помещениях.

Площадь на одно рабочее место пользователей ЭВМ с ВДТ на базе электроннолучевой трубки (ЭЛТ) должна составлять не менее 6 м , в помещениях культурно-развлекательных учреждений и с ВДТ на базе плоских дискретных экранов (жидкокристаллические, плазменные) - 4,5 м2.

При использовании ЭВМ с ВДТ на базе ЭЛТ (без вспомогательных устройств - принтер, сканер и др.), отвечающих требованиям международных стандартов безопасности компьютеров, с продолжительностью работы менее 4-х часов в день допускается минимальная площадь 4,5 м2 на одно рабочее место пользователя (взрослого и учащегося высшего профессионального образования).

Для внутренней отделки интерьера помещений, где расположены ЭВМ, должны использоваться диффузно-отражающие материалы с коэффициентом отражения для потолка - 0,7 - 0,8; для стен - 0,5 - 0,6; для пола - 0,3 -0,5.

Полимерные материалы используются для внутренней отделки интерьера помещений с ЭВМ при наличии санитарно-эпидемиологического заключения.

Помещения, где размещаются рабочие места с ЭВМ, должны быть оборудованы защитным заземлением (занулением) в соответствии с техническими требованиями по эксплуатации.

Не следует размещать рабочие места с ЭВМ вблизи силовых кабелей и вводов, высоковольтных трансформаторов, технологического оборудования, создающего помехи в работе ЭВМ.

6.4 Требования к микроклимату, содержанию аэроионов и вредных химических веществ в воздухе на рабочих местах, оборудованных ЭВМ

       1. В помещениях всех типов образовательных и культурно-развлекательных учреждений для детей и подростков, где расположены ЭВМ,  должны  обеспечиваться   оптимальные   параметры микроклимата.

Таблица 9 - Оптимальные параметры микроклимата во всех типах учебных и дошкольных помещений с использованием ЭВМ

2.  В помещениях, оборудованных ЭВМ, проводится ежедневная влажная уборка и систематическое проветривание после каждого часа работы на ЭВМ.

3. Уровни положительных и отрицательных аэроионов в воздухе помещений, где расположены ЭВМ, должны соответствовать действующим санитарно-эпидемиологическим нормативам.

Содержание вредных химических веществ в воздухе производственных помещений, в которых работа с использованием ЭВМ является вспомогательной, не должно превышать предельно допустимых концентраций вредных веществ в воздухе рабочей зоны в соответствии с действующими гигиеническими нормативами.

Содержание вредных химических веществ в производственных помещениях, в которых работа с использованием ЭВМ является основной (диспетчерские, операторские, расчетные, кабины и посты управления, залы вычислительной техники и др.), не должно превышать предельно допустимых концентраций загрязняющих веществ в атмосферном воздухе населенных мест в соответствии с действующими гигиеническими нормативами.

Содержание вредных химических веществ в воздухе помещений, предназначенных для использования ЭВМ во всех типах образовательных учреждений, не должно превышать предельно допустимых среднесуточных концентраций для атмосферного воздуха в соответствии с действующими санитарно-эпидемиологическими нормативами.

6.5 Требования к уровням шума и вибрации на рабочих местах, оборудованных ЭВМ

  1.  В помещениях всех образовательных и культурно-развлекательных учреждений для детей и подростков, где расположены ЭВМ, уровни шума не должны превышать допустимых значений 50 дБА.

Таблица 10 – Допустимые значения уровней звукового  давления в октавных полосах частот и уровня звука, создаваемого ЭВМ

  1.  В помещениях всех типов образовательных и культурно-развлекательных учреждений, в которых эксплуатируются ЭВМ, уровень вибрации не должен превышать допустимых значений для жилых и общественных зданий в соответствии с действующими санитарно-эпидемиологическими нормативами.
  2.  Шумящее оборудование (печатающие устройства, серверы и т.п.), уровни шума которого превышают нормативные, должно размещаться вне помещений с ЭВМ.

6.6 Требования к освещению на рабочих местах, оборудованных ЭВМ

Рабочие столы следует размещать таким образом, чтобы видеодисплейные терминалы были ориентированы боковой стороной к световым проемам, чтобы естественный свет падал преимущественно слева.

Искусственное освещение в помещениях для эксплуатации ЭВМ должно осуществляться системой общего равномерного освещения. В производственных и административно-общественных помещениях, в случаях преимущественной работы с документами, следует применять системы комбинированного освещения (к общему освещению дополнительно устанавливаются светильники местного освещения, предназначенные для освещения зоны расположения документов).

Освещенность на поверхности стола в зоне размещения рабочего документа должна быть 300 - 500 лк. Освещение не должно создавать бликов на поверхности экрана. Освещенность поверхности экрана не должна быть более 300 лк.

Следует ограничивать прямую блесткость от источников освещения, при этом яркость светящихся поверхностей (окна, светильники и др.), находящихся в поле зрения, должна быть не более 200 кд/м".

Следует ограничивать отраженную блесткость на рабочих поверхностях (экран, стол, клавиатура и др.) за счет правильного выбора типов светильников и расположения рабочих мест по отношению к источникам естественного и искусственного освещения, при этом яркость бликов на экране ЭВМ не должна превышать 40 кд/м2 и яркость потолка не должна превышать 200 кд/м2.

Показатель ослепленности для источников общего искусственного освещения в производственных помещениях должен быть не более 20.

Показатель дискомфорта в административно-общественных помещениях не более 40.

Яркость светильников общего освещения в зоне углов излучения от 50 до 90 градусов с вертикалью в продольной и поперечной плоскостях должна составлять не более 200 кд/м2, защитный угол светильников должен быть не менее 40 градусов.

Светильники местного освещения должны иметь не просвечивающий отражатель с защитным углом не менее 40 градусов.

Следует ограничивать неравномерность распределения яркости в поле зрения пользователя ЭВМ, при этом соотношение яркости между рабочими поверхностями не должно превышать 3:1 - 5:1, а между рабочими поверхностями и поверхностями стен и оборудования 10:1.

В качестве источников света при искусственном освещении следует применять преимущественно люминесцентные лампы типа ЛБ и компактные люминесцентные лампы (КЛЛ). При устройстве отраженного освещения в производственных и административно-общественных помещениях допускается применение металлогалогенных ламп. В светильниках местного освещения допускается применение ламп накаливания, в том числе галогенные.

Для освещения помещений с ЭВМ следует применять светильники с зеркальными параболическими решетками, укомплектованными электронными пуско-регулирующими аппаратами (ЭПРА). Допускается использование многоламповых светильников с электромагнитными пуско-регулирующими аппаратами (ЭПРА), состоящими из равного числа опережающих и отстающих ветвей.

Применение светильников без рассеивателей и экранирующих решеток не допускается.

При отсутствии светильников с ЭПРА лампы многоламповых светильников или рядом расположенные светильники общего освещения следует включать на разные фазы трехфазной сети.

12. Общее освещение при использовании люминесцентных светильников следует выполнять в виде сплошных или прерывистых линий светильников, расположенных сбоку от рабочих мест, параллельно линии зрения пользователя при рядном расположении видеодисплейных терминалов. При периметральном расположении компьютеров линии светильников должны располагаться локализовано над рабочим столом ближе к его переднему краю, обращенному к оператору.

Коэффициент запаса (Кз) для осветительных установок общего освещения должен приниматься равным 1,4.

Коэффициент пульсации не должен превышать 5%.

Для обеспечения нормируемых значений освещенности в помещениях для использования ЭВМ следует проводить чистку стекол оконных рам и светильников не реже двух раз в год и проводить своевременную замену перегоревших ламп.

6.7 Общие требования к организации рабочих мест пользователей ЭВМ

При размещении рабочих мест с ЭВМ расстояние между рабочими столами с видеомониторами (в направлении тыла поверхности одного видеомонитора и экрана другого видеомонитора), должно быть не менее 2,0м, а расстояние между боковыми поверхностями видеомониторов - не менее 1,2 м.

Рабочие места с ЭВМ при выполнении творческой работы, требующей значительного умственного напряжения или высокой концентрации внимания, рекомендуется изолировать друг от друга перегородками высотой 1,5 - 2,0 м.

Экран видеомонитора должен находиться от глаз пользователя на расстоянии 600 - 700 мм, но не ближе 500 мм с учетом размеров алфавитно-цифровых знаков и символов.

Конструкция рабочего стола должна обеспечивать оптимальное размещение на рабочей поверхности используемого оборудования с учетом его количества и конструктивных особенностей, характера выполняемой работы.

При этом допускается использование рабочих столов различных конструкций, отвечающих современным требованиям эргономики. Поверхность рабочего стола должна иметь коэффициент отражения 0,5 - 0,7.

Конструкция рабочего стула (кресла) должна обеспечивать поддержание рациональной рабочей позы при работе на ЭВМ позволять изменять позу с целью снижения статического напряжения мышц шейно-плечевой области и спины для предупреждения развития утомления. Тип рабочего стула (кресла) следует выбирать с учетом роста пользователя, характера и продолжительности работы с ЭВМ.

Рабочий стул (кресло) должен быть подъемно-поворотным, регулируемым по высоте и углам наклона сиденья и спинки, а также расстоянию спинки от переднего края сиденья, при этом регулировка каждого параметра должна быть независимой, легко осуществляемой и иметь надежную фиксацию.

Поверхность сиденья, спинки и других элементов стула (кресла) должна быть полумягкой, с нескользящим, слабо электризующимся и воздухопроницаемым покрытием, обеспечивающим легкую очистку от загрязнений.

6.8 Расчет искусственного освещения терминального класса

          В связи с тем, что естественного освещения недостаточно и с учетом вечернего графика работы, необходимо применять общее искусственное освещение.

Для освещения в помещениях ЭВМ рекомендуется использовать многоламповые светильники типа ЛП с люминесцентными лампами ЛБ.

Учитывая нормы, освещенность должна быть 300 л к.

Произведем расчет количества ламп, обеспечивающих требуемую освещенность помещения:

N =                                                                  (6.7.1)

где Е - минимальная освещенность по норме; Е = 300 лк;

Коэффициент запаса (Кз) для осветительных установок общего освещения должен приниматься равным 1,4.

Sn - площадь помещения: Sn = 8 • 16 = 128 м2;

Z - коэффициент минимальной освещенности, определяемый отношением Ecp/Emjn значения которого для ламп накаливания и газоразрядных ламп высокого давления (ДРЛ, МГЛ, НЛВД) - 1,15, для люминесцентных ламп — 1,1:

Z=l,l;

F - световой поток одной лампы;

Рл - мощность лампы;

Выберем люминесцентные лампы ЛБ-58 мощностью Рл = 58 Вт [12, таблица 1];

Световой поток лампы [12, таблица 11]: F = 4800 лм

ῃ - коэффициент использования светового потока (коэффициент использования светового потока лампы (%), зависящий от типа лампы, типа светильника, коэффициента отражения потолка и стен, высоты подвеса светильников и индекса помещения i):

Индекс помещения (i) определяется по формуле:

i =                                                                         (6.7.2)

Где А и В – длина и ширина помещения, м;

Нр- высота подвеса светильника над рабочей поверхностью, м.

i = =1,77

Учитывая таблицу 6 [12], выбираем h = 0,5.

В итоге: N=(300 • 1,4 • 128 • 1,1) - (4800 • 0,5) =24

      Выбираем светильники с люминесцентными лампами ЛСП02, данные светильники обеспечат необходимую освещенность в помещении терминального класса. В каждом таком светильнике размещается по 4 лампы типа ЛБ-65, т.е. всего необходимо:

                           Nсв=N+b4=24/5-4=6 (светильников).

При расчете необходимого количества светильников в помещении, рекомендуется также учитывать и естественную освещенность.

6.9 Электробезопасность

         

         Электроустановки, к которым относится практически все оборудование ЭВМ, представляют для человека большую потенциальную опасность, так как в процессе эксплуатации или проведения профилактических работ человек может коснуться частей, находящихся под напряжением. Специфическая опасность электроустановок: токоведущие проводники, корпуса стоек ЭВМ и прочего  оборудования, оказавшегося под напряжением в результате повреждения (пробоя) изоляции, не подают каких-либо сигналов, которые предупреждали бы человека об опасности. Реакция человека на электрический ток возникает лишь при протекании последнего через тело человека. Экспериментальные исследования показали, что человек начинает ощущать раздражающее действие переменного тока промышленной частоты силой 0,6.,. 1,5 мА и постоянного тока 5…7 мА. Эти токи не представляют серьезной опасности для деятельности  организма человека и так как при такой силе тока возможно самостоятельное освобождение человек от контакта с токоведущими частями, то допустимо его длительное протекание через тело человека.

В тех случаях, когда раздражающее действие тока становится настолько сильным, что человек не в состоянии освободиться от контакта, возникает опасность длительного протекания тока через тело человека. Длительное воздействие таких токов может привести к затруднению и нарушению дыхания. Для переменного тока промышленной частоты сила не отпускающего тока  находится в пределах 6…20 мА и более. Постоянный ток не вызывает не отпускающего эффекта, а приводит к сильным болевым ощущениям, сила такого тока 15… 8 0 мА и более. При протекании тока в несколько сотых долей Ампера возникает опасность нарушения работы сердца. Может возникнуть фибрилляция сердца, то есть беспорядочные, не координированные сокращения волокон сердечной мышцы, при этом сердце не в состоянии гнать кровь по сосудам, происходит остановка кровообращения, после чего следует полная остановка сердца. Как показывают экспериментальные исследования, пороговые фибрилляционные токи зависят от массы организма, длительности протекания тока и его пути.

При прикосновении к любому из элементов ЭВМ могут возникнуть разрядные токи статического электричества. Такие разряды не представляют опасности для человека, однако, могут привести к выходу из строя ЭВМ. Для снижения величин возникающих зарядов в дисплейных залах применяют покрытие технологических полов из однослойного поливинилхлоридного антистатического линолеума марки АСН. Еще одним методом защиты является нейтрализация статического электричества ионизированным газом. Можно также применить общее и местное увлажнение воздуха.

6.10 Пожарная безопасность

         

       Помещение, в котором размещены ПЭВМ, по категориям пожарной опасности относится к категории «В». Обычно в нем находится большое количество возможных источников возгорания, как например: кабельные линии, используемые для питания ПЭВМ от сети переменного тока напряжением 220В, которые в целях понижения воспламеняемости покрывают огнезащитным покрытием прокладывают в металлических трубах. Электронно-лучевая трубка дисплея, которая взрывоопасна без дополнительной защиты, различные электронные устройства, которые при отказе систем охлаждения могут привести к короткому замыканию, оборудование мебелью из горючих материалов; носители информации, как то бумага, магнитная лента.

В таблице определена категория помещения по взрывоопасности и пожароопасности. А в таблице 9.3 классы зон помещений.

Таблица – Таблица категорий помещений

Категория

Характеристика

Примечания

В -  Пожароопасная

Помещения, в которых находятся в обращении горючие и трудногорючие пыли, твердые горючие и трудногорючие вещества и материалы, способные только гореть при взаимодействии с водой, кислородом воздуха или между собой

Помещение характеризуется наличием веществ и материалов в указанных количествах

 

Возможно возникновение пожара и поэтому необходимо предусмотреть меры пожарной профилактики: соблюдение противопожарных требований при проектировании и эксплуатации систем вентиляции согласно СНиП 41-03-2003; соблюдение условий пожарной безопасности электроустановок согласно ПУЭ — 2002; наличие средств оповещения:

пожарные извещатели (линейные, тепловые, дымовые и т.д.);

автоматические установки пожаротушения (газовые централизованного и модульного типа, углекислотные);

инструкции по мерам противопожарной безопасности;

план эвакуации людей и технических средств.

 

Таблица — Классы зон помещений

Класс

Характеристика пожарной зоны

I — II

Зоны, расположенные в помещениях, в которых обращаются твердые горючие и трудногорючие вещества и материалы

 

       Для улучшения условий пожарной безопасности в помещении установлен пол из негорючих материалов, технологически съемный. Бумага и лента хранятся в металлическом шкафу. В наличии два углекислотных огнетушителя типа ОУ-5, а также два дымовых датчика.

В случае возникновения пожара, все работники дисплейных залов должны знать порядок действия персонала при пожаре:

при возникновении пожара немедленно сообщить в пожарную часть по телефону 01;

по возможности обесточить помещения;

принять все зависящие меры по эвакуации людей;

эвакуированных людей направлять в безопасные помещения;

убедившись, что все люди эвакуированы, покиньте опасную зону и действуйте по указанию начальника или пожарников;

по возможности приступите к тушению пожара с помощью огнетушителей, внутренних пожарных кранов и других подручных средств;

если ликвидировать очаг горения своими силами невозможно, то следует выйти из помещения, закрыв за собой дверь, не запирая ее на замок;

в задымленном помещении следует соблюдать меры безопасности (дышать через влажную ткань, прикрыв ею нос и рот);

во избежание отравления дымом необходимо открыть окна в комнате;

приступить к эвакуации имущества.

7. Заключение

- В результате выполненных работ в  дипломной работе  создана модель канала передачи данных ТВ изображений на основе OFDM модулятора цифрового наземного телевидения. Выполнен выбор и обоснование составных частей модулятора.

- Модулятор, реализованный на основе алгоритма ОБПФ, формирует цифровую версию модулированного многочастотного сигнала, которая затем с помощью ЦАП превращается в аналоговый ТВ сигнал. Используем модуляцию OFDM с или несущими с длительностью символа (7s) 896 и 224 мкс соответственно. Эффективное число несущих 6817 для и 1705 для 2к.

- В программной среде MatLab-Simulink предложен алгоритм адаптивного приема с коррекцией данных, с использованием кубического сплайна. Для визуального восприятия работы системы, выбрано изображение в формате JPG.

- Выполнена экономическая оценка проектируемого устройства и затраты на изготовления опытного образца.

- Описана безопасность жизнедеятельности, организация безопасного рабочего места инженера технического контроля аппаратной радиопередающего центра системы ТВ.


Рисунок 1
- Структура дискретизации для форматов 4:2:2, 4:1:1, 4:2:0

ОБПФ

ЦАП

ЦАП

ФНЧ

ФНЧ

Генератор F0

90

S0

SQ

SI

CK

Рисунок 16 - Структурная схема OFDM модулятора.

Bit

Interleaver 10

ь13.ь„,..

Bit

Interleaver 11

DEMUX

Symbol

b73,bj.,

Bit

Interleaver 12

aj.O a?

Interieaver

&3.C bJ 1

Bit

Interleaver 13

a:, 3a3....

X.,    X X;

)

EbNo (dB)

Рисунок 28 - Зависимость BER от отношения сигнал шум скорость кода 1/2

Performance of M-QAM for Varying M

10   f . . .

'  . i i i

0 5 10 15 20 25

EbNo (dB)

Рисунок 29 - Зависимость BER от отношения сигнал шум скорость кода I.

Scatter Plot

1.5

-1.5 -1

-0.5 0 05 In-phase Amplitude

1.5

In-phase Amplitude

1.5, i 

Scatter Plot

Рисунок 33 - б) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала.(16-()АМ скорость

кодирования 3/4).

Рисунок 34 - в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала.Об-QAM скорость кодирования 1/2).

Рисунок 35 - в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала.(64-(ЗАМ скорость кодирования 3Л, 8К несущих).

Ua1

100 200

300

400

Ua2

100

200

300

400

Наименование параметров

ВДУ ЭМП

Напряженность электрического поля

в диапазоне частот 5 Гц - 2 кГц

25 В/м

в диапазоне частот 2 кГц - 400 кГц

2,5 В/м

Плотность магнитного потока

в диапазоне частот 5 Гц - 2 кГц

250 нТл

в диапазоне частот 2 кГц - 400 кГц

25 нТл

Электростатический потенциал экрана видеомонитора

500 В

Таблица 7 - Временные допустимые уровни ЭМП, создаваемых ЭВМ

1


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

41449. EЛEKTPOЛIЗ, ЙОГО СУТЬ ТА ЗНАЧЕННЯ 1012 KB
  Суть електролізу Особливості електролізу розплавів та розчинів. Практичне значення електролізу. Суть електролізу Особливості електролізу розплавів та розчинів. : Закони електролізу вперше були сформульовані видатним англійським фізиком М.
41450. ВЛАСТИВОСТІ ГАЛОГЕНІВ. ВОДНЕВІ СПОЛУКИ ГАЛОГЕНІВ 851.5 KB
  Добування і властивості хлору. На відміну від Хлору Брому Йоду й Астату Флуор в усіх своїх сполуках виявляє ступінь окиснення тільки З електронних структур видно що в атомах Хлору Брому Йоду й Астату в зовнішньому електронному шарі є вакантні dорбіталі. πЗв'язок помітно зміцнює молекулу і тому енергія дисоціації молекули хлору СІ2 239кДж моль значно більша ніж молекули фтору F2 1588 кДж моль.
41451. ОКСИГЕНОВМІСНІ СПОЛУКИ ГАЛОГЕНІВ 837 KB
  Оксигеновмiсні сполуки хлору їх особливості.Оксигеновмiсні сполуки хлору їх особливості. Непрямим способом добуто ряд сполук Хлору з Оксигеном але всі вони нестійкі. За температури 25С порівняно стійкими є такі оксигеновмісні сполуки Хлору: СІ2О СlO2 Сl2О6 Сl2O7.
41452. СІРКА. КИСНЕВІ ТА ВОДНЕВІ СПОЛУКИ СІРКИ 877.5 KB
  Оскільки атом Оксигену містить тільки два неспарені електрони він може лише двояко сполучатись у молекули: О О і О О О й утворювати тільки дві алотропні видозміни: кисень та озон.8 Полоній Po 6s26p46d0 0137 843 254 Оксиген та кисень. Кисень проста речовина утворена Оксигеном міститься в атмосферному повітрі у зв'язаному стані Оксиген входить до складу води кварцу силікатів алюмосилікатів сполук тваринного і рослинного походження. Вперше кисень у чистому вигляді добув шведський хімік К.
41453. СІРЧАНА КИСЛОТА, ЇЇ ВЛАСТИВОСТІ, ОДЕРЖАННЯ. СУЛЬФІТИ, СУЛЬФАТИ 764.5 KB
  Biдoмo кiльк cпoлyк Cyльфypy з Oкcигeнoм. Пpктичнe знчeння мють двi з ниx: oкcид cyльфypyIV т oкcид cyльфypyVI. Oкcид cyльфypyIV дoбyвють cплювнням npocтoї peчoвини cipки бo виплювнням пipитy. Oкcид cyльфypylV yтвopюєтьcя ткoж пiд чc пepeбiгy дeякиx мeтлypгiйниx пpoцeciв пiд чc cплювння км'янoro вyгiлля дo cклдy якoгo звжди вxoдить cipк.
41454. НЕМЕТАЛИ V ГРУПИ. АЗОТ. ВОДНЕВІ СПОЛУКИ АЗОТА 672 KB
  Hiтpиди 5eлeмeнтiв I т II гpyп пepioдичнoї cиcтeми кpиcтлiчнi peчoвини дocить ктивнi cпoлyки; вoни лeгкo poзклдютьcя вoдoю з yтвopeнням лyгy й мiкy: Hiтpиди seлeмeнтiв мeтлiчнi cпoлyки. Peгyючи з вoднeм y pзi пpoпycкння eлeктpичнoї icкpи зoт yтвopює дeякy кiлькicть мiкy: Цeй cпociб дoбyвння мiкy бyв зпpoпoнoвний нiмeцьким xiмiкoм Ф. Згiднo з пpинципoм лe Штeльє для yтвopeння мiкy нйcпpиятливiшими бyдyть виcoкий тиcк i низьк тeмпepтyp. Ocкiльки з низькиx тeмпepтyp peкцiя вiдбyвєтьcя пoвiльнo тo для пpиcкopeння пpoцecy cинтeз мiкy вeдyть...
41455. ОKCИГEHOBMICHI CПOЛУKИ HITPOГEHУ 1.08 MB
  Bci oкcиди нiтpoгeнy з виняткoм N2O дyжe oтpyйнi. Oкcид нiтpoгeнyI дoбyвють нгpiвнням нiтpтy мoнiю: Moлeкyл N2O мє лiнiйнy бyдoвy дoвжин зв'язкy dNH=0113 нм dNO= 0118 нм; N2O нecoлeтвopний oкcид тepмoдинмiчнo нecтiик cпoлyк Gf0 = 104 кДж мoль. Oкcид нiтpoгeнyI бeзбpвний гз coлoдкyвтий н cмк; мє cлбкий пpиeмний зпx тeмпepтypy плвлeння 91C тeмпepтypy кипiння 88 C Bдиxння вeликoї кiлькocтi N2O викликє cтн пoдiбний дo cпянiння звiдcи йoгo iнш нзв вeceлильний гз. N2О пoгнo poзчиняєтьcя y вoдi в 1 oб'ємi H2О з...
41456. ФOCФOP. КИСНЕВІ ТА ВОДНЕВІ СПОЛУКИ ФОСФОРУ 623.5 KB
  Ocнoвними мiнepлми Фocфopy є фocфopит C3PО42 т птит щo мicтить кpiм C3PО42 щe й CF2 i CCl2. Beлик кiлькicть Фocфopy мicтитьcя в кicткx xpeбeтниx твpин в ocнoвнoмy y виглядi cпoлyк: ЗС3PО42 COH2 т ЗС3PО42 CCO3 H2О. B opгнiзмi людини мicтитьcя близькo 15 кг фocфopy. Biдoмo кiльк лoтpoпниx видoзмiн Фocфopy.