99657

Электроника Ю.И. Еременко

Конспект

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

Фильтр нижних частот является схемой, которая без изменений передает сигналы нижних частот, а на высоких частотах обеспечивает затухание сигналов и запаздывание их по фазе относительно входных сигналов. Простейший фильтр-RC- цепь.

Русский

2016-10-06

1.18 MB

1 чел.

Старооскольский технологический институт

(филиал)

Московского государственного института

стали и сплавов

(технологического университета)

Рекомендовано методическим советом СТИ МИСиС

Еременко Ю.И.

ЭЛЕКТРОНИКА

Учебное пособие

для студентов специальностей

210200 - Автоматизация технологических процессов и производств (по отраслям);

Старый Оскол

2002

ПассивныеRC иRLC - цепи.

RC- цепи в схемотехнике имеют большое значение. Они применяются весьма часто, поэтому рассмотрим  и вспомним их функции.

Фильтр нижних частот

Фильтр нижних частот является схемой, которая без изменений передает сигналы нижних частот, а на высоких частотах обеспечивает затухание сигналов и запаздывание их по фазе относительно входных сигналов. Простейший фильтр-RC- цепь.

Описание в частотной области.

Для расчета частотной характеристики запишем соотношение напряжений на входе и выходе схемы в комплексной форме (пропорционально сопротивлениям):

Модуль .

Учитывая, что , тогда выражение для фазы: .

Обе зависимости представлены на графике .

Когда сигнал на выходе цепи уменьшиться в (0.7) раз - это частота называется частотой среза.

Положив , получим выражение для частоты среза :  ;

Фазовый сдвиг на этой частоте составляет -450

Описание во временной области.

Для анализа схемы во временной области подадим на вход этой схемы импульс напряжения.

Для тока и напряжения можно записать уравнения: .          (1)

Оно имеет решение :  ,        (2)

Установившееся значениеUa=Ur илиUa=0  (во втором случае) . К этому значению кривые приближаются асимптотически. Поэтому в качестве меры времени установления выходного напряжения принята постоянная времени . Она показывает время, в течении которого процесс достигает значения, отличающегося от установившегося на 1/е часть величины скачка на входе.

Время установления может быть найдено из соотношения (2): =RC.

В таблице приведены значения времени установления выходного напряжения.

Точность установления , %

37

10

1

0.1

Время установления ,

2.3

4.6

6.9

Если в качестве входного сигнала приложить напряжение прямоугольной формы с периодом Т, то экспоненциальная функция прерывается через каждую половину периода. Какое значение при этом будет достигнуто, зависит от соотношения Т/2 и .

Фильтр нижних частот, как интегрирующее звено.

Приf>>fg . В установившемся режиме : . Решение уравнения (1) в этом случае будет иметь вид: , гдеRC- постоянная времени интегрирования.

Длительность фронта импульса.

Еще одним параметром характеризующим ФНЧ , является длительность фронта импульса. Этот параметр показывает время в течении которого выходное напряжение возрастает от 10 до 90% конечного значения, если на вход подать импульс прямоугольной формы.

Фильтр верхних частот.

ФВЧ- это схема, которая передает без изменений сигналы высоких частот, а на низких частотах обеспечивает затухание сигналов и опережение их по фазе относительно входных сигналов. Амплитудно- частотные и фазово- частотные характеристики опять получим из отношения:

.

Отсюда находим:

Выражение для частоты срезаfg=.

Фазовый сдвиг на этой частоте составляет +450.

Так же как и для ФНЧ постоянная времени для ФВЧ =RC.

Реакция ФВЧ на скачок и на импульс имеют следующий вид:

В начальный момент времениt0, когда входное напряжение изменяется скачкообразно, этот скачек мгновенно передается на выход, т.к. заряд конденсатора остается неизменным. Затем, по мере заряда конденсатора напряжение падает по экспоненте.Примечательно, что в случае убывающего скачка на входе, на выходе сигнал имеет отрицатель-ное значение, хотя сигнал на входе положителен.

Фильтр верхних частот как элементRC- связи.

Если на входе фильтра верхних частот приложено напряжение прямоугольной формы с периодом Т<<, то конденсатор в течении полупериода почти полностью перезаряжается и выходное напряжение будет полностью равно входному с точностью до постоянной величины.

В связи с тем, что через конденсатор не может протекать постоянный ток, среднее значение выходного напряжения равно нулю. Следовательно постоянная составляющая входного напряжения не передается. На этом основано применениеRC- фильтра в качестве элемента связи.

Фильтр верхних частот как дифференцирующее звено.

Если приложить входное напряжение с частотойf<<fg, то , тогда будет справедливо диф. уравнение: , т.о. низкочастотные входные напряжения дифференцируются.

1>2>3.

Компенсированный делитель напряжения.

Очень часто омический делитель напряжения имеет емкостную нагрузку. При этом он представляет собой фильтр нижних частот. Его частота среза тем выше, чем более низкоомным является делитель напряжения. В связи с этим омическое сопротивление делителя не должно быть слишком большим. Другая возможность повышения частоты состоит в том, что действие фильтра нижних частот можно скомпенсировать с помощью фильтра верхних частот.

Для этого служит конденсатор Ск. Расчет параметров этой цепи следует производить таким образом, чтобы параллельное подключение емкостей к делителю напряжения обеспечивало тот же коэффициент деления, что и омический делитель.

В этом случае на высоких и низких частотах получается одинаковое соотношение напряжений. Это возможно при условииСкL=R2/R1.При оптимальном выборе элементов импульсы передаются без искажений.

Пассивный полосовой фильтр.

Путем последовательного соединения фильтров верхних и нижних частот получают полосовой фильтр. Его выходное напряжение равно нулю на высоких и нижних частотах.

Модуль и фазовый сдвиг выразятся соотношениями:

Выходное напряжение максимально при =1, т.е. резонансная частотаfr=.Фазовый сдвиг на резонансной частоте равен нулю.

Мост Вина- Робинсона.

Если полосовой фильтр дополнить сопротивлениямиR1 и 2R1, то получится мост Вина- Робинсона. Омический делитель напряжения обеспечивает частотно- независимое напряжение, равное 1/3Ue. При этом на резонансной частоте выходное напряжение равно нулю.

В отличие от полосового фильтра амплитудно- частотная    характеристика на резонансной частоте имеет минимум. Схема применяется для подавления сигналов в определенной частотной области.

Модуль и фазовый сдвиг определяются как:

Двойной Т- образный фильтр.

Двойной Т- образный фильтр обладает частотной характеристикой, идентичной частотной характеристике фильтра Вина- Робинсона. Он тоже пригоден для подавления сигналов в определенной частотной области. В отличие от моста Вина- Робинсона выходное напряжение снимается относительно общей точки. Для высоких и для низких частотUa=Ue. Модуль и фазовый сдвиг равны:

Колебательный контур.

Колебательный контур с потерями имеет следующие параметры:

  1. - резонансная частота без затухания ,
  2. -  резонансная частота с затуханием   ,
  3. - затухание контура ,
  4. - добротностьQ=1/d,
  5. - ширина полосы пропускания ,
  6. - резонансное сопротивление .

Вольт- амперная характеристикаP-N- перехода.

Вольт- амперная характеристика показывает зависимость тока черезP-N-переход от значения и полярности приложенного напряжения:I=I0(e40U-1),      (1) , гдеI0- ток насыщенияP-N- перехода, определяемый физическими свойствами полупроводникового материала;U- напряжение, приложенное кP-N- переходу;e=2.718- основание натуральных логарифмов.

Из (1) видно, что приUпр>0.05 В, т.е. при е40U>>I, ток черезP-N- переход с увеличением напряжения резко возрастает (см рис.16, а). При отрицательных напряженияхUобр начиная сUобр=0.05 В величинаI/e40U<<I и ею можно пренебречь, тогдаI=-Iобр=-I0, т.е. обратный ток равен току насыщения и в определенных границах обратного напряжения остается величиной практически постоянной. ТокI0 составляет несколько микроампер и им можно пренебречь.Дальнейшее увеличение обратного напряжения (вышеUобрmax) приводит к электрическому пробоюP-N- перехода (приUпроб), сопровождающемуся резким возрастанием обратного тока. ПробойP-N- перехода происходитпод действием внутренней электростатической ионизации, в результате которой электронам сообщается энергия, достаточная для освобождения их от парно- электронных связей и преодоления потенциального барьера.Такой вид пробоя называется зенеровским (туннельным ).   В результате ударной ионизации атомов полупроводника в районеP-N- перехода носителями, образующими первичный обратный ток, наступает лавинный пробой.

СвойстваP-N- перехода существенно зависят от температуры окружающей среды (рис.,б). При недостаточном обеспечении теплоотвода от указанного перехода происходит его перегрев и повышение температуры вызывает увеличение тепловых колебаний электронов основного полупроводника, при этом некоторые из них приобретают энергию, достаточную для разрыва связей с атомами.

Частотные свойстваP-N-перехода.

Вольт- амперная характеристикаP-N- перехода имеет не линейный характер, т.к. сопротивление перехода изменяется в зависимости от значения и полярности приложенного напряжения. С увеличением прямого напряжения сопротивлениеP-N- перехода уменьшается и возрастает с увеличением обратного напряжения, т.е. не соблюдается прямолинейная зависимость между напряжением и током. Нелинейные свойства перехода используются в целом ряде полупроводниковых приборов.

Электронно- дырочный переход можно представить в виде конденсатора, т.к. основные носители зарядов обоих знаков сконцентрированы по обе стороны от перехода. Емкость конденсатора пропорциональна площадиP-N- перехода, концентрации основных носителей и диэлектрической проницаемости полупроводникового материала, а так же зависит от значения и знака приложенного напряжения: при малых значенияхUобр иUпрносители зарядов находятся нанебольшом расстоянии друг от друга и емкостьP-N- перехода значительна; когда обратное напряжение увеличивается, электроны и дырки расходятся на большое расстояние отP-N - переходаи емкость уменьшается. Следовательно,P-N- переход можно использовать как емкость, управляемую в основном обратным напряжением. Полупроводниковые приборы, емкость которых изменяется при изменении обратного напряжения наP-N- переходе, называют варикапами. При работе на высоких частотах емкостное внутреннее сопротивление Хс.вн.=уменьшается и шунтирует запирающий слой, поэтому, не смотря на большое сопротивление запирающего слоя, через эту емкость проходит ток как приUпр, так и приUобр, в результате чегоP-N- переход теряет свойство односторонней проводимости. Чтобы избежать таких явлений, изготавливают приборы с малой площадьюP-N- перехода, обладающего малой собственной емкостью.

Устройство полупроводниковых диодов.

Наибольшее применение получили полупроводниковые германиевые и кремниевые диоды, отличающиеся друг от друга конструктивным оформлением и размерами в зависимости от типа полупроводникового материала, номинального тока и напряжения. По конструктивному выполнению эти диоды бывают плоскостными и точечными. Плоскостные диоды изготавливают на токи до нескольких ампер, точечные- до нескольких миллиампер.

Точечные диоды.

Эти диоды изготавливают из полупроводника с электронной проводимостью в виде тонкой пластинки 7, которую покрывают снизу тонким слоем металла и припаивают к металлическому основанию. Сверху в пластинку 7 упирается контактная пружина 5 из вольфрамовой проволоки, заостренный конец которой покрыт слоем индия или алюминия. Этот слой является акцепторной примесью и обеспечивает создание около заостренного конца полупроводника области 4 с дырочной проводимостью. МеждуP- иN- полупроводниками образуется электронно- дырочный переход 6 толщиной 10-12     Рис11. Точечный диод. мкм. Влажность и загрязнение снижают вентильные свойстваP-N- перехода, поэтому диоды монтируются в стеклянном или металлическом герметическом корпусе 1, на концах которого установлены коваровые трубки 2 с выводами 3. Кроме того, корпус защищает полупроводниковый элемент от механических повреждений и обеспечивает нормальную работу вентиля в условиях вибрации, тряски и ударов. После сборки диоды подвергают электрической формовке. При пропускании импульсов тока значительной силы происходит частичное расплавление и диффузия атомов индия или алюминия в основной полупроводник. Благодаря малой площадиP-N- перехода точечные диоды имеют незначительную емкость и поэтому применяются в высокочастотных устройствах автоматики.

Плоскостные диоды.

Эти диоды изготавливают в виде пластинки 7 с электронной проводимостью, укрепленной на металлическом держателе 8, представляющим собой нижний контактP-N- перехода. В пластинках 7 из германия или кремния методом сплавления или диффузии создается плоский по форме электронно- дырочный переход 9. В германиевых диодах, изготавливаемых сплавным методом, для получения электронно- дырочного перехода 9 в пластинку германия с электронной проводимостью добавляют каплю расплавленного индия, а затем нагревают. При нагревании плавящийся индий диффундирует в основной полупроводник, образуя в нем слой 10 с дырочной проводимостью. Верхний контакт представляет собой массивную деталь 6, способную пропускать значительные токи большего по площади перехода. Германиевая пластинка 7 сP-N- переходом помещается в металлический корпус 5, герметизированный сверху стеклянным изолятором 4 с трубкой 3, в который помещены внутренний вывод 2 и наружный вывод 1. В плоскостных кремниевых диодах в пластинку из кремния с электронной проводимостью вместо индия вплавляют алюминиевый столбик, который создает область с дырочной проводимостью.

Основные параметры полупроводниковых диодов.

Эксплуатационные возможности полупроводниковых диодов характеризуются их параметрами, которые определяются при температуре окружающей среды +(20+5)0С и приводятся в справочной литературе. По назначению диоды делятся навыпрямительные, высокочастотные (универсальные) и импульсные.

Выпрямительные диоды.

Они предназначены для выпрямления переменного тока низкой частоты (обычно менее 50кГц). В качестве выпрямительных диодов используют плоскостные диоды, допускающие благодаря значительной площади контакта большой выпрямленный ток. Основным материалом для изготовления выпрямительных диодов является кремний. Выпрямительные диоды характеризуютсяследующими параметрами:

постоянное прямое напряжениеUпр- постоянное напряжение на диоде при заданном постоянном прямом токе;

постоянное обратное напряжениеUобр- постоянное напряжение, приложенное к диоду в обратном направлении;

постоянный прямой токIпр- постоянный ток, протекающий через диод в прямом направлении;

постоянный обратный токIобр- постоянный ток, протекающий через диод в обратном направлении при заданном обратном напряжении;

средний прямой токIпр.ср.- прямой ток, усредненный за период;

средний обратный токIобр.ср.- обратный ток, усредненный за период;

диапазон частотf- диапазон, на любой частоте которого выпрямленный ток не ниже заданного;

прямое и обратное сопротивления определяются по вольт- амперной характеристике (рис.). Поскольку полупроводниковый диод представляет собой нелинейное сопротивление, его характеризуют двумя видами прямых и обратных сопротивлений:статическими и динамическими.

Статические прямое и обратное сопротивления являются сопротивлениями диода по постоянному току для заданных точек вольт- амперной характеристики (рис. а).

Эти сопротивления находят из соотношений напряжений и токов при неизменной силе тока. Сопротивления так же могут быть определены по наклону прямых ОА и ОВ, соединяющих начало координат О с точками А и В, соответствующих заданному режиму работы диода в прямом и обратном включении:

Rпр=Uпр/Iпр=tg ;Rобр=Uобр/Iобр=tg.

Динамические (дифференциальные)сопротивления характеризуют отношение диода к небольшим изменениям (приращениям) тока и напряжения (рис.б) в прямом и обратном включении и определяются по наклону касательных к вольт- амперной характеристике для заданных режимов работы диода:

Rд.пр=Uпр/Iпр ;Rд.обр=Uобр/Iобр=Uобр/Iобр.

Из вольт- амперных характеристик (рис.) и приведенных формул видно, чтопри увеличении прямых напряжений прямые статические и динамические сопротивленияуменьшаются, так как нарастание тока идет быстрее нарастания напряжения, апри увеличении обратных напряжений обратные сопротивления возрастают.

Выпрямительные диоды характеризуются так жемаксимально допустимыми параметрами. Они определяют границы эксплуатационных режимов, при которых диод может работать с заданной вероятностью в течении установленного срока службы. К ним относятся:

максимально допустимое постоянное обратное напряжениеUобр.мах;

максимально допустимый постоянный прямой токIпр.мах;

максимально допустимый средний выпрямленный токIд.ср.мах;

максимально допустимая средняя мощность рассеяния диода Рмах.

Высокочастотные диоды.

Это приборы универсального назначения: для выпрямления тока в широком диапазоне частот (до нескольких сотен МГц), для модуляции, детектирования и других нелинейных преобразований. В качестве высокочастотных диодов в основном используются точечные диоды. Высокочастотные диоды имеют те же параметры, что и выпрямительные диоды, но диапазон их рабочих частот гораздо шире.

Импульсные диоды.

В качестве импульсных диодов в основном используются точечные диоды. Импульсные диоды в основном предназначены для преобразования импульсных сигналов (в детекторах видеосигналов в телевизионных приемниках, в ключевых и логических устройствах и др.) и характеризуются следующимиосновными параметрами:

  1. импульсное прямое напряжениеUпр.п- пиковое прямое напряжение на диоде при заданном импульсе прямого тока;
  2. импульсное обратное напряжениеUобр.и.- пиковое обратное напряжение на диоде, включающее как однократные выбросы, так и периодически повторяющиеся;
  3. общая емкость диода Сд- емкость, измеренная между выводами диода при заданных напряжении и частоте;
  4. время установления прямого напряженияtуст- интервал времени с момента подачи импульса прямого тока на диод (при нулевом смещении) до достижения заданного напряжения на диоде;
  5. время восстановления обратного сопротивленияtвосст- интервал времени с момента прохождения тока через нуль после переключения диода из состояния заданного тока в состояние заданного обратного напряжения до момента достижения заданного обратного тока;
  6. заряд переключенияQпк- часть накопленного заряда, вытекающего во внешнюю цепь при изменении направления тока с прямого на обратное.

Кмаксимально допустимым параметрам относятся:

максимально допустимый прямой токIпр.мах,

максимальная  и минимальная рабочие температуры.

Маркировка диодов.

В соответствии с ГОСТ 10862-72 диодам присваиваются обозначения изчетырех элементов:

первый элемент- буква или цифра, обозначающая исходный материал:

Г или 1- германий,

К или 2- кремний,

А или 3- соединения галлия;

второй элемент- буква, указывающая подкласс приборов:

А- сверхчастотные,

Б- приборы, с объемным эффектом (Ганна),

В- варикапы,

Г- генераторы шума,

Д- выпрямительные, универсальные и импульсные,

И- туннельные,

К- стабилизаторы тока,

Л- излучающие,

Н- тиристоры триодные,

Ц- выпрямительные столбы и блоки;

третий элемент- число, первая цифра которого обозначает классификационный номер, а последующие три цифры (от 1 до 999)- порядковый номер разработки (кроме стабилитронов);

четвертый элемент- буква, указывающая разновидность прибора данного типа (для стабилитронов- очередность разработки).

Лавинные диоды.

У выпрямительного диода запорный слой не обладает строго однородной структурой, имеются отдельные микроплощадки с повышенной удельной проводимостью. При обратном напряжении плотность тока в этих микроплощадках оказывается большой и в малых участках полупроводника выделяется значительное количество энергии. Происходит местный перегрев, который способствует тепловому пробоюP-N- перехода.

В лавинных диодах применяют монокристаллы кремния с высокой однородностью структуры. В таких кристаллах специальной технологией создается искусственно равномерно по всей площади большое количество микроплощадок с повышенной проводимостью обратного тока, поэтому нагрев объема кристалла обратным током происходит по всему сечению перехода и местное повышение температуры его отдельных участков практически исключается. В следствии равномерного распределения обратного тока в лавинном диоде может выделяться и рассеиваться энергия в сотни раз большая, чем в обычном диоде с такими же номинальными параметрами.

Стабилитроны.

Стабилитрон- это кремниевый диод, работающий в режиме обратного напряжения и предназначенный для поддержания постоянным напряжения на нагрузке при колебаниях напряжения источника питания.

У стабилитрона, как и у лавинного диода, специальной технологией создается искусственно, равномерно по всей площади, большое количество микроплощадок с повышенной проводимостью, поэтому обратный ток распределяется почти равномерно по всей площадиP-N- перехода; нагрев объема кристалла происходит так же по всему сечениюP-N- перехода, перегрев и тепловое разрушение отдельных участков исключается.

На рабочем участке АБ вольт- амперной характеристики в диапазоне обратных токов отIст.мin доIст.мах напряжение стабилизацииUст на стабилитроне изменяется незначительно и для практических целей считается стабильным. Данный участок характеристики стабилитрона используется для стабилизации напряжения на нагрузкеR нагр, параллельно которой его включают.

Параметры стабилитронов.

Стабилитроны, как и диоды характеризуютсяосновными и максимально допустимыми параметрами.

Основные параметры:

напряжение стабилизацииUст- напряжение на стабилитроне при заданном токе стабилизации;

допустимый разброс напряжения стабилизации от номинальногоUст- максимально допустимое отклонение напряжения стабилизации от номинального для стабилитронов данного типа;

дифференциальное сопротивление стабилитронаRд.ст.- отношение приращения напряжения стабилизации на стабилитроне к вызвавшему его малому приращению тока в заданном диапазоне частот;

температурный коэффициент напряжения стабилизации ТКН- отношение относительного изменения напряжения стабилизации к абсолютному изменению температуры окружающей среды при постоянном токе стабилизации. ТКН составляет (0.05…0.2%)0С.

Максимально допустимые параметры:

максимальныйIст.мах  иIст.min минимальный токи стабилизации;

максимально допустимый прямойIпр.мах , импульсныйIпр.и.мах токи;

максимально допустимая мощность Рмах.

Маркировка стабилитронов.

при напряжении стабилизации менее 10 В- десятые доли напряжения стабилизации;

при напряжении от 10 до 99 В- номинальное напряжение стабилизации;

Пример: КС515А- кремниевый стабилитрон, средней мощности (5), на номинальное напряжение 15 В, группа А.

при напряжении стабилизации от100 до199 В-разность между номинальным напряжением и 100В.

Пример: КС620А- кремниевый стабилитрон средней мощности, на напряжение 120 В, группа А.

Туннельные диоды.

Для изготовления туннельных диодов применяют полупроводниковый материал (германий, арсенид галлия) с большой концентрацией примесей (до 1019 примесных атомов на 1см3; в полупроводниках обычных диодов концентрация примесей не превышает 1015 в 1см3). Полупроводники с таким большим содержанием примесей превращаются в полуметаллы и называютсявырожденными; они обладают в большей степени свойствами металлов, и в меньшей степени свойствами полупроводников. Электроны в вырожденных полупроводниках ведут себя как в металлах.

При высоком насыщении примесями в полупроводнике типаN уровень доноров сливается с зоной проводимости, а в полупроводнике типа Р уровень доноров сливается с валентной зоной. В результате этого граница зоны проводимостиN- полупроводника становится ниже верхней границы валентной зоны Р- полупроводника. Высокая концентрация примесей приводит к увеличению высоты потенциального барьераUпб, значительно превышающего ширину запрещенной зоныU3. Из рисунка видно, что зона проводимостиN- полупроводника перекрывает валентную зону Р- полупроводника на величинуU=Uпб-U3. В зоне перекрытия и возникает туннельный эффект. Благодаря высокой концентрации примесей в полупроводниках обоих типов образуется электрическое поле большой напряженности (порядка 108 В/м) вP-N- переходе с малой шириной (порядка 10мкм). Под действием этого поля электрон, движущийся в сторону очень узкого барьера (P-N- переход), пройдет через него на участкеU как через туннель и займет свободный уровень с такой же энергией по другую сторону барьерного слоя. Таким образом,сущность туннельного эффекта состоит в том, что под действием сильного электрического поляP-N- перехода электроны проходят потенциальный барьер с высотой, значительно превышающей их энергию на определенном участке перехода, при этом электроны не изменяют своей энергии.

Вольт- амперная характеристика туннельного диода (см. рис.) показывает изменение протекающего тока черезP-N- переход в зависимости от величины и знака приложенного напряжения. При отсутствии внешнего напряжения ток черезP-N- переход равен нулю, так как прямой туннельный токIт.пр, протекающий из Р- полупроводника вN- полупроводник, равен обратному туннельному токуIт.обр, протекающему навстречу прямому току изN- полупроводника в Р- полупроводник. При увеличении прямого напряжения, приложенному кP-N- переходу, поток электронов изN- полупроводника в Р- полупроводник увеличится, а из Р вN- уменьшится; в результате этого будет происходить нарастание прямого туннельного тока, сила которого достигнет максимального значенияIмах при некотором значении напряженияUА. При изменении полярности источника питания на обратную туннельный ток изменит свое направление и по мере увеличения обратного напряжения будет линейно возрастать. Следовательно, односторонняя проводимость при туннельном эффекте отсутствует.

Кроме туннельного тока через тот жеP-N- переход (как и через обычный) протекает диффузионный токIд, обусловленный встречным протеканием электронов в зоне проводимости и дырок в валентной зоне. Поэтому, полный токP-N- перехода при туннельном эффекте равен:

I=Iт.пр-Iт.обр+Iд.

Следует иметь в виду, что диффузионный ток в туннельном диоде на несколько порядков меньше тока диода с обычнымP-N- переходом.

Основной особенностью вольт- амперной характеристики туннельного диода является то, что при подаче прямого напряжения, превышающегоUА, прямой туннельный ток начинает резко убывать до некоторого минимального значенияImin. Образование падающего участка АВ в вольт- амперной характеристике можно объяснить следующим образом. Увеличение прямого напряжения, с одной стороны, приводит к туннельного тока, а с другой- уменьшает напряженность электрического поля вP-N- переходе, поэтому при некотором значении прямого напряженияUВ, когда напряженность электрического поля вP-N- переходе резко снижается, туннельный ток прекращается иP-N- переход приобретает обычные свойства, связанные с прохождением через него диффузионного тока, как это показано на рисунке совмещением двух характеристик. После напряженияUВ участок характеристики 1 туннельного диода, соответствующий полному токуP-N- перехода, совпадает с характеристикой 2 диффузионного тока обычного диода.

Участок АВ на вольт- амперной характеристике туннельного диода, на котором ток уменьшается с ростом напряжения, свидетельствует о наличии отрицательного сопротивления у этого прибора.

Туннельные диоды находят применение в схемах высокочастотных усилителей , высокочастотной автоматике и телемеханике, электронно- счетных машинах и т.п. Уменьшение тока с ростом напряжения на участке АВ вольт- амперной характеристики равнозначно сдвигу фазы между ними на 1800, т.е. аналогично фазовому сдвигу транзистора, применяемому для целей усиления и изменения фазы сигналов. Туннельный переход электронов происходит практически мгновенно, что позволяет использовать туннельный диод для высоких рабочих частот- порядка 1011Гц. Туннельный диод может работать как при низкой температуре (до -2000С), так и при высокой температуре (до +1500С), так как при туннельном переходе электроны не расходуют своей энергии.

Основные параметры туннельных диодов.

пиковый токIп- прямой ток в точке максимума вольт- амперной характеристики (Iмах), при которомdi/du=0;

ток впадиныIв- прямой ток в точке минимума вольт- амперной характеристики (Imin), при которомdi/du=0;

отношение токов туннельного диодаIп/Iв- отношение пикового тока к току впадины;

напряжение впадиныUв- прямое напряжение, соответствующее току впадины;

напряжение раствораUр- прямое напряжение, больше напряжения впадины, прри котором ток равен пиковому (точка С на рис.б);

индуктивность диодаLvd- полная последовательная индуктивность диода при заданных условиях;

удельная емкость туннельного диода Сvd/Iп- отношение емкости туннельного диода к пиковому току;

дифференциальное сопротивлениеRд- величина, обратная крутизне вольт- амперной характеристики;

резонансная частота туннельного диодаfо- расчетная частота, при которой общее реактивное сопротивлениеP-N- перехода и индуктивности корпуса туннельного диода обращается в нуль;

напряжение пикаUп- прямое напряжение (UА), соответствующее пиковому току.

Кмаксимально допустимым параметрам относятся:

максимально допустимый постоянный прямой ток туннельного диодаIпр.мах ;

максимально допустимый прямой импульсный токIпр.и.мах;

максимально допустимый постоянный обратный токIобр.мах;

максимально допустимая рассеиваемая СВЧ мощность диода РСВЧ. мах.

Маркировка туннельных диодов.

Очередность значения букв и цифр такая же ,как и у выпрямительных диодов.

Пример:ГИ103А- германиевый (Г), туннельный (И) диод, усилительный, малой мощности (1), разработка 03, группа А.

Устройство и принцип работы транзисторов.

Транзистор представляет собой полупроводниковый прибор с электронно- дырочным переходом, позволяющий усиливать и генерировать электрические сигналы, а так же коммутировать электрические цепи. В электронной аппаратуре применяют униполярные и биполярные (точечные и плоскостные) транзисторы. Здесь рассмотрим только плоскостные биполярные транзисторы, получившие широкое применение в схемах автоматики, телемеханики.

Основным элементом транзистора является монокристалл германия или кремния, в котором созданы три области с различной проводимостью. Две крайние области всегда имеют проводимость одинакового типа , противоположную проводимости средней  области. У транзистора типаP-N-P крайние области обладают дырочной проводимостью, а    средняя- электронной; у транзистора типаN-P-N крайние области имеют электронную проводимость, а средняя-дырочную.

Физические  процессы, протекающие в транзисторах обоих типов, аналогичны. Средняя область транзистора называется базой Б, одна из крайних областей- эмиттером Э, а другая- коллектором К. Из рисунка видно, что в транзисторе имеется дваP-N- перехода: эмиттерный- между базой и эмиттером, и коллекторный- между базой и коллектором. Для понимания работы транзистора необходимо иметь в виду следующее: область базы очень тонкая, расстояние между эмиттерным и коллекторным переходами небольшое (составляет не более 10 мкм), для преодоления которого требуется небольшая энергия носителей тока; концентрация атомов примеси в области базы во много раз меньше, чем в эмиттере.

Устройство германиевого плоскостного транзистора, изготовленного сплавным способом. На пластинку  германия с электронной проводимостью, которая является базой, наплавляют с двух сторон кусочки акцепторного вещества, обычно индия. Вблизи границ сплавления в пластинке германия образуется два слоя с проводимостью Р, представляющие собой эмиттер и коллектор транзистора. На границе полупроводников с разной проводимостью появляютсяP-N- переходы. Пластинку  помещают в кристаллодержатель, который припаивают ко дну герметизированного корпуса. Внутренние выводы эмиттера и коллектора соединяют с наружными выводами, проходящими в корпус через изолятор. Вывод базы крепится непосредственно ко дну корпуса.

ТранзисторN-P-N- типа имеет аналогичное устройство- на пластину германия с Р- проводимостью с двух сторон наплавляется донорное вещество (обычно сурьма), в результате чего образуется два слоя: эмиттер и коллектор с проводимостьюN.

Принцип работы транзистора.

Из рисунка видно, что к эмиттерномуP-N- переходу приложено прямое (эмиттерное) напряжениеUЭ, а к коллекторному переходу- обратное (коллекторное) напряжениеUк, обычно значительно большеUЭ. Если замкнуть ключиS1 иS2, то через эмиттерныйP-N- переход потечет прямой ток, создаваемый встречным движением основных носителей тока- дырок эмиттера и электронов базы (на рис. дырки показаны светлыми кружочками, а электроны- темными): (UЭ)-S1-PmA1-(переход Э-Б)-PmA2-S2-(-UЭ). При разомкнутом положении ключаS1 и замкнутом положении ключейS2 иS3 по цепи (+UК)-S1-PmA1-(переход Б-К)-PmA2-S2-(-UК) пройдет незначительный обратный ток, вызванный направленным движением неосновных носителей тока- дырок из базы и электронов из коллектора. Из этого видно, что участки эмиттер- база и база- коллектор ведут себя как обычные полупроводниковые диоды. Теперь замкнем все три ключа. К эмиттерномуP-N- переходу приложено прямое напряжение, под действием кокторого его сопротивление резко уменьшается, в следствии чего черезP-N- переход проходит прямой ток , обусловленный перемещением дырок из эмиттера в базу и электронов из базы в эмиттер. Если бы концентрации дырок в эмиттере и базе были бы одинаковыми, то прямой ток через эмиттерный переход создавался бы встречным перемещением одинакового числа дырок и электронов, что обусловило бы большую силу тока базыIб. Но в транзисторах, как это было указано выше, концентрация носителей тока в эмиттере значительно больше, чем в базе. Следовательно, число дырок, поступающих из эмиттера в базу, во много раз превышает число электронов, движущихся во встречном направлении. Поэтому, почти весь ток через эмиттерныйP-N- переход обусловлен дырками. Дырки, попав в базу, для которой они являются неосновными носителями тока, начинают рекомбинировать с электронами, образуя нейтральные атомы. Так как процесс рекомбинации происходит не мгновенно (для этого требуется время, хотя и незначительное), то почти все дырки (90-95%) успевают пройти пройти через тонкий слой базы и достигнуть коллекторногоP-N- перехода прежде,  чем произойдет рекомбинация. Пройдя к коллектору, дырки начинают испытывать действие электрического поля, созданного напряжениемUк, являющегося для дырок ускоряющим, как неосновных носителей токаN- полупроводника, поэтому они быстро двигаются из базы в коллектор, резко уменьшая сопротивление коллекторного перехода. В дальнейшем, дырки непрерывно поступают из эмиттера в коллектор, образуя электрический ток через транзистор по следующей цепи: (+UК)-(-UЭ)-S1-PmA1-(Э-Б-К)-RK-PmA3-S3-(-Uк). Незначительное число дырок и электронов образуют небольшой ток базыIб. Этот ток образуется в следствии того, что в базу вместо исчезнувших при рекомбинации электронов входят от источника токаUЭ все новые и новые электроны. Следовательно, в цепи базы (+UЭ)-S1-PmA1-(Э-Б)-PmA2-S2-(-UЭ) ток создается не движением дырок, а движением электронов, поступающих в базу от источника питания и рекомбинирующих в базе с небольшой частью дырок. Таким образом, ток эмиттера, измеряемый приборомPmA1, равен сумме токов базы и коллектора, измеряемых соответственно приборамиPmA2 иPmA3, т.е.Iб=Iэ+Iк.

Принцип действия транзисторов типаN-P-N аналогичен транзисторам типаP-N-P. Отличие состоит в том, что база имеет дырочную проводимость и в нее из эмиттера поступают электроны. Кроме того, к этим транзисторам подводится напряжение противоположной полярности. Процесс введения основных носителей тока из эмиттера в базу называют инъекцией или инжекцией.

Усилительные свойства транзисторов.

Усиление электрических колебаний с помощью транзистора основано на зависимости тока коллектора от значения напряжения, приложенного к эмиттерномуP-N- переходу.

При отсутствии переменного напряженияUвх (до моментаt1 на рис.2, а) в цепи эмиттера протекает ток покояIэо (рис.2, б) под действием напряженияUЭ, а в цепи коллектора- токIо (рис.2, в), почти равный токуIэо. ТокIо, проходя через сопротивление нагрузкиRнагр, создает на нем постоянное значение падения напряженияUR=IoRнагр (рис.2, г)

При поступлении на вход переменного напряженияUвх (рис.2, а) от генератора сигналовG, последовательно включенного с источником постоянного напряженияUЭ на эмиттерно- базовом переходе создается изменяющееся напряжениеUЭ+Uвх, под действием которого из эмиттера в базу будет поступать изменяющееся количество дырок: больше приUЭ+Uвх и меньше приUЭ-Uвх. Таким образом, изменения напряжения на эмиттерно- базовом переходе вызовут пропорциональные изменения эмиттерного токаiЭ (рис.2, б) и коллекторного тока  (рис.2, в). ТокiK,,проходя через резисторRнагр, кроме постоянного падания напряжения создает на нем переменное падение напряжения ~UR=iKRнагр, повторяющее по форме входное напряжение сигнала. Переменная составляющая напряжения ~UR отделяется с помощью разделяющего конденсатора Ср от постоянной составляющей и подается на вход усилителя в виде переменного напряженияUвых=(~UR). Усиление напряжения с помощью транзистора происходит за счет энергии источника питания. Самтранзистор выполняет роль своеобразного регулятора, который под действием слабого входного сигнала, введенного в цепь с малым сопротивлением, изменяет ток в выходной цепи, обладающей большим сопротивлением.

Величина, показывающая, во сколько раз переменное напряжение на выходе усилителя больше напряжения сигнала на входе, называется коэффициентом усиления по напряжению:

KU=Uвых/Uвх         (1)

Согласно закону Ома,Uвых=IкRнагр иUвх=IЭRЭ, гдеRЭ- сопротивление входной цепи, т.е. сопротивление участка эмиттер- база. Учитывая, чтоIK=IЭ, формулу  (1) можно записать так:

KU=IКRнагр/(IЭRЭ) илиKU=Rнагр/(RЭ).        (2)

Транзистор усиливает не только напряжение, но и мощность.

Коэффициент усиления по мощности:Kр=Рвых/Рвх=.                      (3)

Из формул (2) и (3) видно, что коэффициенты усиления транзистора по напряжению и мощности равны отношению сопротивления нагрузки в цепи коллектора к сопротивлению цепи эмиттера, поэтому транзисторы представляют собой преобразователи сопротивления.

Один из показателей, характеризующий свойства транзистора, -коэффициент усиления (или передачи) по току,представляющий собой отношение приращения выходного токаIК к вызвавшему его приращению входного токаIЭ:=IК/IЭ.            (4)

Для приведенной схемы всегда<1 (=0.9…0.99), так какIк<IЭ. Чем больше, тем меньше отличаются между собой токи коллектора и эмиттера, и тем больше коэффициенты усиления транзистора по напряжению и мощности.

Схемы включения транзисторов.

Транзистор можно включить в усилительный каскад тремя способами: по схеме с общей базой, с общим эмиттером и общим коллектором. Принятая терминология показывает, какой из электродов транзистора является общим для его входной и выходной цепей. Каждая из указанных схем обладает характерными для нее свойствами, но принцип усиления электрических сигналов у них одинаков.

Схема с общей базой (ОБ) .

Структурная (а) и принципиальная (б) схемы включения транзистора с ОБ.

Напряжение входного сигнала подается на эмиттер и базу, а источник напряжения питания коллектораUк и резистораRнагр, с которого снимается выходное напряжение, включен между коллектором и базой.Схема с ОБ обладает малым входным сопротивлением (десятки Ом) и большим выходным сопротивлением (сотни килоОм). Низкое входое сопротивление является существенным недостатком этой схемы, так как в многокаскадных усилителях оно оказывает шунтирующее действие на сопротивление нагрузки предыдущего каскада. Поэтому между каскадами, собранными по схеме с ОБ, необходимо включать согласующие устройства, например, понижающие трансформаторы.

Схема с общим эмиттером (ОЭ).

Напряжение входного сигналаUвх подается на эмиттер и базу, источник коллекторного питания и сопротивления нагрузкиRнагр включен между эмиттером и коллектором. Отличие схемы с ОЭ от схемы с ОБ состоит в том, что входным током в ней является малый по значению ток базы. Ток эмиттераIЭ обусловлен количеством дырок, переместившихся через эмиттерный переход в базу, и под действием этого тока в цепи коллектора протекает токIк, почти равный токуIЭ. Небольшая часть дырок рекомбинирует в области базы с электронами, образуется ток базыIб, следовательно,через источник входного сигнала проходит только небольшой ток базыIб=IЭ-Iк, поэтому входное сопротивление схемы транзистора с ОЭ значительно выше входного сопротивления схемы с ОБ и составляет сотни Ом. Выходное сопротивление в схеме с ОЭ достигает десятков килоОм.

Важнейшим достоинством схемы с ОЭ (в отличие от схемы с ОБ) являетсябольшойкоэффициент усиления по току, представляющий отношение приращения тока коллектораIк к приращению тока базыIб и обозначаемый:

.          (5)

Коэффициент усиления по напряжению для схемы с ОЭ имеет примерно такую же величину, что и для схемы с ОБ. Это объясняется тем, что выходное напряжение у обеих схем зависти от одних и тех же величин- переменной составляющей коллекторного тока и сопротивления нагрузки, которые примерно равны.

Коэффициент усиления по мощности для схемы с ОЭ, равный Кр=КU, значительно выше, чем для схемы с ОБ. Важной особенностью схемы с ОЭ является то, что выходное напряжение имеет сдвиг по фазе 1800 по отношению к входному напряжению. Это объясняется следующим образом. На эмиттерно- базовый переход подается напряжениеUЭ+Uвх. Если напряженияUЭиUвх действуют согласно, т.е. на эмиттерно- базовый переход подаетсяUЭ+Uвх, то из эмиттера в базу поступает больше дырок и соответственно увеличиваетсяIЭ,Iк иUвых. Это может быть тогда, когда подается минусUвх на базу транзистора. Следовательно, подача отрицательного потенциала на базу транзистора вызывает увеличение выходного напряжения. Обратная картина получается при подаче положительного потенциала (+Uвх) от генератора сигналовG, так как при этом на эмиттерно- базовый переход подается напряжениеUЭ-Uвх, уменьшаетсяIЭ иIк и соответственно выходное напряжение. Схема с ОЭ позволяет питать эмиттерный и коллекторный переходы от одного источника напряжения, так как на базу и коллектор подаются потенциалы одного знака, что является ценным свойством схемы. Изложенные свойства данной схемы показывают ее универсальность, в следствии чего она получила широкое применение в электронных защитах электроснабжения, автоматике, телемеханике и др.

Схема с общим коллектором (ОК).

Напряжение входного сигнала подается на базу, а выходное напряжение снимается с сопротивления нагрузки, включенной в эмиттерную цепь. Общей точкой для  цепей входа и выхода является коллектор. Входным током, протекающим по резистору нагрузки, является ток эмиттера, поэтому коэффициент усиления по току для данной схемы:

         .           (6)

Входное сопротивление этой схемы велико (десятки и сотни килоОм), а выходное сопротивление мало и составляет лишь десятки- сотни Ом, поэтому такая схема имеет коэффициент усиления по напряжению меньше единицы, а по мощности- немного меньше коэффициента усиления по току. Схема с ОК применяется значительно реже, чем две предыдущие, и служит в основном для согласования сопротивлений между отдельными каскадами усилителя или между выходом усилителя и низкоомной нагрузкой.

Статические характеристики транзисторов.

Транзисторы относятся к нелинейным приборам, поведение которых в электрических цепях с достаточной полнотой раскрывают статические характеристики. Эти характеристики отражают количественные зависимости между напряжениями на электродах транзистора и токами в его цепях.

Режим работы транзистора характеризуется входными и выходными токами, поэтому, первичными, т.е. независимыми переменными являются входной и выходной токи, а вторичными, т.е. функциями- входное и выходное напряжение. Однако, для практических целей удобнее за независимые переменные принять напряжения, а за функции- токи.

Статические характеристики используются для расчета транзисторных схем, по ним определяют параметры транзистора в различных режимах. В транзисторах токи в цепях эмиттера, базы и коллектора взаимно зависимы, поэтому статические характеристики зависят от схем включения приборов. Из трех возможных схем включения рассмотрим характеристики транзисторов типаP-N-P только для схем с ОБ и ОЭ.

Схема с ОБ.

Статические характеристики транзистора по схеме с ОБ снимают по следующей схеме:

Для уменьшения погрешности измерений необходимо правильно выбрать приборы и правильно их включить: милливольтметрPmV в цепи эмиттера должен быть высокоомным и включаться после миллиамперметраPmA1.

Для снятия в начальной области выходных коллекторных характеристик, когда напряжениеUк близко к нулю и сопротивление коллекторного перехода невелико,  напряжение на коллекторе следует измерять милливольтметром (включать его вместо вольтметра).

Входные (а) и выходные (б) статические характеристики транзистора по схеме с ОБ.

Входные характеристики представляют собой зависимостьIЭ=f(UЭ) приUк=const. Для снятия входных характеристик устанавливают потенциометромRк соответствующее значение. Изменяя потенциометромRЭ напряжениеUЭ, находят соответствующие им величиныIЭ. Видно (из рис. а), что входные характеристики транзистора типаP-N-P похожи на характеристики полупроводникового диода, включенного в прямом направлении. Это хорошо иллюстрируется характеристикой приUк=0, когда у транзистора работает только одинP-N- переход, к которому и приложено прямое напряжениеUЭ. Сначала характеристика изменяется по экспоненциальному закону, а затем становится линейной. Такой ход характеристики объясняется тем, что при малых значениях напряженияUЭ не происходит достаточного снижения потенциального барьераP-N- перехода. Снижение потенциального барьера происходит с увеличениемUЭ как прямого напряжения, приложенного кP-N- переходу, и осуществляется полностью на прямолинейном участке характеристики. При этом, токIЭ ограничивается сопротивлениями эмиттера и базы, и сила его зависит от концентрации основных носителей тока в области эмиттера и базы, и мало зависит от напряжения на коллекторе; подтверждение этому- характеристики приUк=-10 В иUк=-30 В. С увеличением отрицательного напряженияUк расширяется коллекторный переход и соответственно уменьшается ширина базы, в следствии чего сокращается время прохождения дырок эмиттера через базу в область коллектора. Возрастает возрастает ток коллектора и одновременно уменьшается ток базы (в виду сокращения ширины базы), что ведет к незначительным изменениям тока эмиттераIЭ и сдвигам характеристик влево.

Выходные характеристики  представляют зависимостьIк=f(Uк) приIЭ=const. Сила коллекторного тока зависит от того, какое количество дырок, поступивших из эмиттера в базу, достигает коллекторного перехода (рис.б). ПриIЭ=0 выходная характеристика аналогична характеристике диода для режима обратного напряжения. Сила тока коллектораIк приIЭ=0 зависит от концентрации неосновных носителей тока в базе (дырок) и в коллекторе (электронов) и при нормальных условиях составляет несколько микроампер. Как видно из характеристик, токIк достигает насыщения при небольших значенияхUк, т.е. сила токаIк зависит от количества основных носителей тока (образующих токIЭ), поступивших из эмиттера в базу, и в меньшей степени- от ускоряющего поля, созданного напряжением коллектораUк.

Схема с ОЭ.

Для снятия статических характеристик транзистора используют следующую схему:

Напряжение на эмиттерно- базовую и эмиттерно- коллекторные цепи подаются через потенциометрыRб иRк. Для измерений напряжений и токов установлены соответствующие приборы и указано, что они измеряют.

Входные характеристики(рис.а) показывают зависимость тока базы от напряжения базы при неизменном напряжении на коллекторе, т.е.Iб=f(Uб) приUк=const.

По семейству входных характеристик, снятых при различных значенияхUк, видно влияние напряжения на коллекторе на протекание токов в цепи базы. При увеличенииUк ширина коллекторного перехода становится больше и соответственно уменьшается толщина базы. В тонкой базе снижается рекомбинация носителей тока, большее количество носителей тока втягивается в коллектор и уменьшается ток базы, так какIб=IЭ-Iк. Это приводит к уменьшению наклона входных характеристик. Из этого следует, что увеличение отрицательного напряжения на коллекторе в схеме с ОЭ оказывает обратное воздействие на входные характеристики по сравнению со схемой с ОБ: характеристики располагаются правее и ниже. При малых токах базы зависимостиIб=f(Uб) приближаются к экспоненциальным кривым, а при больших токах имеют линейные участки (по тем же процессам, что и в схеме с ОБ).

Выходные характеристики (рис.б) показывают зависимость тока коллектора от напряжения на коллекторе при неизменном значении тока базы, т.е.Iк=f(Uк) приIб=const.

В схеме с ОЭ на базу подается небольшой отрицательный потенциал, поэтому ток коллектора может появится лишь тогда, когда потенциал коллектора будет ниже потенциала базы. Ток коллектора сначала нарастает быстро, а затем , на его изменение влияние отрицательного коллекторного потенциала сказывается меньше. Характеристики имеют наклон к оси абсцисс, что объясняется некоторым воздействием коллекторного напряжения на эмиттерный переход через коллектор и базу.

Характеристики передачи по току (рис. а) показывают зависимость тока коллектора от тока базы при неизменном напряжении на коллекторе, т.е.Iк=f(Iб) приUк=const.

Эти характеристики имеют линейный вид лишь при больших отрицательных напряжениях на коллекторе. Когда значениеUк небольшое, то сужается коллекторный переход и увеличивается ширина базы, в следствии чего меньше носителей тока базы достигает коллектора, что снижает коэффициент передачи , т.к. нарушается линейная связь между током коллектора и током базы, характеристики искривляются.

Характеристики обратной связи (рис.б) показывают зависимость напряжения базы от напряжения коллектора при неизменном токе базы, т.е.Uб=f(Uк) приIб=const.

Под обратной связью понимают влияние параметра выходной цепи на параметр входной цепи. В данном случае,Uк относится к выходной цепи, аUб относится к входной цепи. Когда отрицательное напряжение коллектора больше отрицательного напряжения базы, то открыт коллекторный переход транзистора, и ток в базе обусловлен одновременно работающими эмиттерным и коллекторнымP-N- переходами. В этом режиме проявляется сильная связзь между напряжениями базы и коллектора и ему соответствует начальный круто восходящий участок характеристики. Дальнейшее увеличение (-Uк) не приводит к изменениямUб. При закрытии коллекторногоP-N- перхода обратная связь остается, но во много раз меньше, чем при открытом состоянии.

Параметры транзисторов.

Системаh- параметров.

Свойства транзисторов оцениваются по их параметрам. При определении этих параметров транзистор рассматривается как активный четырехполюсник, т.е. такой четырехполюсник, у которого мощность электрических колебаний на его выходе превышает мощность колебаний на входе и имеется внутренний источник электрической энергии (см.рис).

Положительные направления переменных напряжений и токов на входеU1,I1и на выходеU2,I2 , показанные стрелками, приняты условно. В активном четырехполюснике зависимости между переменными составляющими напряжений и токов в цепях выражают тремя системами параметров:Z,Y иh. Наибольшее практическое применение получила системаh- параметров, которую называют смешанной из- за наличия в ней размерных и безразмерных величин. Параметры этой системы в отличие от системZ иY нетрудно измерить для реального режима работы транзистора.

В системеh- параметров в качестве независимых переменных приняты токI1и напряжениеU2. Тогда, дляU1 иI2 получим следующие зависимости:U1=f(I1 ,U2 ) иI2=f(I1 ,U2 ),             (7)

Зависимости (7) для сигналов малых амплитуд позволяют записать связь между напряжением и токами на входе и выходе следующими выражениями:U1=h11I1+h12U2          (8)

I2=h21I1+h22U2.                  (9)

Схема для определенияh- параметров транзистора:h11(a),h12(б),h21 (в),h22 (г).

Для определенияh- параметров создают режим холостого хода на входе (I1=0) и режим короткого замыкания на выходе (U2=0). УсловияI1=0 иU2=0 означают, что при определении соответствующегоh- параметра входной токI1 или выходное напряжениеU2 неизменны, т.е.I1=const илиU2=const.

Параметрh11- представляет собой входное сопротивление транзистора и измеряется при короткозамкнутом выходе (рис.а) по переменному напряжению. Так как в этом режимеU2=0, то из (8) следует: ,         (10)

Параметрh12- является коэффициентом обратной связи по напряжению и показывает, какая часть напряжения с выхода транзистора поступает на вход, т.е. характеризует глубину обратной связи. Определяется при разомкнутой входной цепи (рис. б), т.е. приI1=0, тогда из (8) получим:

,         (11)

Параметрh21- это коэффициент усиления по току, представляющий собой отношение тока на выходе к входному току. Определяется при короткозамкнутом выходе (рис. в). Из (9) приU2=0, следует: ,               (12)

Для схемы с ОБh21 соответствует. Для схемы с ОЭh21 соответствует. Коэффициент усиления по току для схемы с ОЭ может быть выражен через:

Параметрh22- является выходной проводимостью и определяется как отношение выходного тока к выходному напряжению при разомкнутых входных зажимах (рис. г) по переменному току. ПриI1=0  из (9) получаем:.             (12)

Определениеh- параметров по статическим характеристикам.

В справочникахh- параметры обычно приводятся для схемы с ОБ. Для других схем включения транзисторов их надо либо пересчитывать по формулам, либо определять по статическим характеристикам. Следует отметить, что для схемы с ОБh- параметры определяют так же по статическим характеристикам. Определениеh- параметров выполняют по семейству входных и выходных статических характеристик в соответствии с формулами и определениями, изложенными выше. При этом принимается, что независимые переменныеI1 иU2 неизменны, т.е.const. Следует иметь в виду, что в схеме с ОБI1=IЭ=const, а в схеме с ОЭI1=Iк=const. Что касается выходного напряжения, то для обеих схемU2=Uк=const с той лишь разницей, что в схеме с ОБUк=const для характеристикIЭ=f(UЭ), а в схеме с ОЭUк=const для характеристикIб=f(Uб).

Рассмотрим пример:

Определитьh- параметры  по семействам выходных и входных характеристик транзистора, включенного по схеме с ОЭ. Рабочая точка А сI1=Iб=200 мА иU2=Uб=-20 В.

Показания на выходной и входной характеристиках.

Переменные величины, по которым необходимо определятьh- параметры, будут:I1=Iб;I2=Iк;U1=Uб;U2=Uк.

Параметрыh21 иh22 находят из семейства выходных характеристик. Для определения параметраh21 (коэффициент усиления по току) берут приращениеIк иIб между точками А и В при постоянном напряженииUк=-20 В:h21=.

Параметрh22 (выходная проводимость) определяют по приращениям тока и напряжения коллектора приI1=Iб3=const. Для этого на характеристике сIб3=200 мА берут точки С и В, и строят характеристический треугольник СВК, из которого находятI2=Iк' иU2=Uк'.

(мА/В)

Параметрыh11 (выходное сопротивление) иh12 (коэффициент обратной связи по напряжению) определяют из треугольника АВЕ семейства входных характеристик. Треугольник АВЕ строят на характеристике сUк=-20 В по базовым токамIБА=200 мА иIБВ=400 мА, что соответствует изменению тока базы между точками А и В (рис.а). Между точками А и В (рис. б) находятIб иUб приUК3=const. ПриращениеUк определяют по смежным характеристикам, на которые опирается треугольник АВЕ. Таким образом получаем:

Влияние температуры на характеристики и параметры транзисторов.

Повышение температуры транзистора вызывает отрыв электронов от атомов кристалла и переход их в зону проводимости. В следствии этого, в каждом полупроводниковом материале сN- илиP- проводимостью транзистора увеличивается как количество, так и подвижность неосновных носителей тока. Количество основных носителей зависит от концентрации примеси, а температура влияет на их подвижность.

При повышении температуры большее число основных носителей поступает в зону проводимости и увеличивается прямой ток через эмиттерный переход, что приводит к сдвигу характеристик относительно характеристик нормального температурного режима (+200С). Особенно заметен рост обратного коллекторного токаIко*, создаваемого не основными носителями тока, число которых с повышением температуры увеличивается. Таким образом, коллекторный токIк при повышении температуры увеличивается как за счет обратного токаIко*, так и токаIЭ, поступающего через эмиттерный переход.

Увеличение токаIк приводит к смещению выходных характеристик в область больших значений тока. При этом, смещение выходных характеристик в схеме с ОЭ больше, чем в схеме с ОБ.

Изменение собственной проводимости при повышении температуры приводит к изменению характеристик и рабочих параметров транзистора. Во избежание этого в транзисторные схемы вводят соответствующие компенсирующие элементы.

Теплостойкость транзистора характеризуется максимальной рассеивающей мощностьюPк.мах, представляющее собой предельно допустимое значение мощности, рассеиваемой на коллекторе, при которой его температура не превосходит допустимых пределов. Эта мощность определяется на коллекторе потому, что сопротивление коллекторного перехода значительно больше сопротивления эмиттерного перехода. Величина Рк.мах зависит от максимально допустимой температуры коллекторного переходаtк.мах, температуры окружающей средыtокр и общего числового сопротивленияRt между коллекторным переходом и окружающей средой.

Рк.мах=(tк.мах-tокр)/Rt

Из этого равенства видно, чтодля повышения мощности рассеивания необходимо:

  1. выполнять коллекторный переход из материала с высокой допустимой температурой (например, кремния сtк.мах=150…1700С);
  2. уменьшатьRt за счет применения материалов с высокой теплопроводностью для изготовления корпуса;
  3. применять радиаторы для увеличения поверхности охлаждения.

Значение Рк.мах дается в справочниках и наносится гиперболической кривой на семейство статических выходных характеристик транзистора.

Динамические характеристики транзистора.

Режим работы транзистора, при котором  во входную цепь включен источник напряжения сигнала, а выходную- сопротивление нагрузки, называютдинамическим.

Динамическая характеристика транзистора представляет собой график изменения тока коллектора от напряжения коллектора в зависимости от тока во входной цепи.

Динамическая выходная характеристика строится по семейству выходных статических характеристик и служит для определения  коэффициента усиления по току.

Для этого в семействе выходных статических характеристик транзистора, согласно уравнениюUк=Ек-IкRн определяют две крайние точки на осях координат, которые соединяют прямой. ПриUк=0 ток коллектораIк=Ек/Rн (точка А), а приIк=0 имеемUк=Ек (точка В). Прямая АВ, являющаяся геометрическим местом точек семейства статических выходных характеристик при заданных значениях Ек иRн, представляет динамическую выходную характеристику. Чтобы обеспечить неискаженное усиление входного сигнала, исходную рабочую точку О (точку покоя), около которой происходят колебания, выбирают примерно в середине рабочего участка динамической характеристики, то есть приUко0.5Ек, где изменение тока коллектора прямо пропорционально изменению тока базы. Точка покоя характеризуется напряжением на коллектореUк0 и током базыIб0, которым соответствует ток покоя коллектораIк0. По динамической характеристике определяют амплитудное значение переменного токаIкмах и переменного напряженияUкмах в зависимости от переменной составляющей тока базы с амплитудойIбмах изменяющейся отIбмin доIбмах в режиме неискаженного сигнала. Мощность отдаваемая транзистором в нагрузку, при синусоидальном напряжении сигнала равна: Рк=0.5IкмахUкмах

Среднее значение динамического коэффициента усиления по току: Кi=2Iкмах/(Iбмах-Iбмin)

Динамическая входная характеристика транзистора строится по семейству входных характеристик и служит для определения коэффициента усиления по напряжению и мощности.

Построение динамической входной характеристики выполняют следующим образом. В семействе выходных характеристик отмечают точки 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7 пересечения выходной динамической характеристики с характеристикамиIк=f(Uк) приIб=const и определяют их координаты, которыми являютсяUк иIб. Например, для точки 6 координатами будутUкмin иIбmin=IБ 6. По этим координатам в семействе входных характеристик наносят точки 1’, 2’, 3’, 4’ и т.д. Нанесенные точки соединяют плавной кривой и получают динамическую входную характеристику, которая имеет нелинейный вид. Нелинейность характеристики может служить одной из причин искажения сигнала, если даже по выходным характеристикам режим выбран правильно. Искажения можно снизить уменьшением амплитуды тока базыIбмах.

Динамическая характеристика позволяет определитьамплитуду переменного напряжения сигнала на входе:Uвх=Uбмах, по которой определяютвходную мощность синусоидального сигнала: Рвх=0.5IбмахUбмах.

Среднее значение коэффициента усиления по напряжению: Кu=2Uкмах/(2Uбмах)=Uкмах/(Uбмах).

Коэффициент усиления по мощности: .

Транзистор обеспечивает надежность работы устройства, если имеется запас по коллекторным токам и напряжениям и мощности рассеивания, которые указаны в паспорте.

Полевые транзисторы.

Полевые транзисторы (ПТ)- это приборы, свойства которых существенно отличаются от свойств ранее рассмотренных биполярных транзисторов.

Общее между ними то, что и те и другие можно определить как приборы, управляемые зарядом и в обоих случаях мы имеем устройства с тремя выводами, в которых проводимость между выводами зависит от наличия носителей заряда, которое, в свою очередь, регулируется напряжением , приложенным к третьему управляющему выводу.

В чем же отличия? В биполярномN-P-N транзисторе переход коллектор- база смещен в обратном направлении и, обычно, ток через него не течет. Подача на переход база- эмиттер напряжения около 0.6 В преодолевает "потенциальный барьер" диода, приводя к поступлению электронов в область базы, где они испытывают сильное притяжение со стороны коллектора. Результатом является коллекторный ток, управляемый (меньшим по величине) током базы. Биполярный транзистор можно рассматривать как усилитель тока или преобразователь проводимостей.

В полевом транзисторе, как следует из его названия, проводимостью канала управляет электрическое поле, создаваемое приложенным к затвору напряжением.

Здесь нет прямосмещенных переходов, так что ток через затвор не течет и это наиболее важное преимущество ПТ перед биполярными транзисторами (БПТ) .

Как и БПТ, ПТ бывают двух полярностей:n- канальные (с электронной проводимостью) иp- канальные (с дырочной проводимостью). Но разнообразие ПТ этим не ограничивается. Во- первых, ПТ могут изготавливаться с затворами двух разных типов (ПТ сp-n- переходом и ПТ с изолированным затвором, так называемые МОП- транзисторы), а во- вторых ,- двумя типами легирования канала, что дает ПТ обогащенного и обедненного типа.

Как уже говорилось, наиболее важной характеристикой ПТ является отсутствие тока затвора. И получаемое в результате этого высокое входное сопротивление (до 1014 Ом) во многих случаях упрощает проектирование схем.

Входные характеристики ПТ.

Рассмотрим вначалеn- канальный МОП- транзистор обогащенного типа, биполярным аналогом которого являетсяN-P-N- транзистор.

В нормальном режиме сток относительно истока имеет положительный потенциал. Ток от стока к истоку отсутствует, пока на затвор (базу) не будет подано положительное по отношению к истоку напряжение.

На рисунке показано, как изменяется ток стокаIc в зависимости от напряжения сток- истокUси, при нескольких значениях управляющего напряжения затвор- истокUзи. Можно видеть значительное соответствие характеристикP-N-P- биполярного транзистора. Существенным отличием ПТ является то, что в нем затвор действительно изолирован от канала сток- исток, поэтому в отличие от БПТ, можно подавать на него напряжение положительное (или отрицательное) до 10 В и более, не заботясь о диодной проводимости.

Схема ключа на ПТ проще, чем на БПТ, поскольку здесь не надо заботиться о компромиссе между необходимостью задать соответствующий необходимый для переключения ток базы и исключить избыточное расходование энергии. Вместо этого мы всего лишь подаем на затвор, имеющий высокое полное входное сопротивление, высокое напряжение питания. Мощный МОП- транзистор имеетRвх<0.2 Ом.

Здесь показанасхема аналогового переключателя, которую вообще невозможно выполнить на биполярных транзисторах. Идея этой схемы состоит в том, чтобы переключать проводимость ПТ из разомкнутого состояния в замкнутое, тем самым блокируя и пропуская аналоговый сигнал. Биполярные транзисторы для такой схемы не пригодны, поскольку база проводит ток и образует с коллектором и эмиттером диоды, что приводит к опасному эффекту "защелкивания".

В сравнении с этим ПТ удивительно прост, единственное требование: чтобы на затвор было подано напряжение на несколько вольт выше, чем амплитуда аналогового сигнала.

Еще о типах ПТ:n- канальные иp- канальные транзисторы.

Полевые транзисторы как и биполярные могут выпускаться двух полярностей.

Ток в р- канальном транзисторе будет проходить, если к истоку приложен плюс, к стоку- минус, а к затвору- отрицательное смещение. Р- канальные ПТ имеют обычно более плохие характеристики, более высокоеRвкл и меньший пик насыщения.

МОП- транзисторы, ПТ с р-n- переходом.

У МОП- транзисторов затвор изолирован от проводящего канала тонким слоемSiO2 (стекло), наращенного на канал. МОП- транзисторы называют полевыми транзисторами с изолированным затвором. Изолирующий слой довольно тонкий, обычно его толщина не превышает длины волны видимого света и он может выдержать напряжение затвора до+20 В и более. На затвор можно подавать напряжение любой полярности относительно истока и при этом через затвор не будет проходить никакой ток. Но они легко повреждаются статическим электричеством.

Здесь представлен дополнительный вывод, "подложка", образующий с каналом диодное соединение. Она может быть соединена с истоком или с точкой схемы, в которой напряжение ниже (выше), чем у истокаn- канала (р- канала) МОП- транзистора.

Общая классификация ПТ.

Основные схемы на ПТ.

Рассмотрим схемы, которые проявляют уникальные свойства ПТ по сравнению с БПТ. Их можно объединить по группам.

Схемы с высоким полным сопротивлением.

Сюда относятся буферные или обычные усилители для тех применений, где ток базы или конечное полное входное сопротивление БПТ ограничивает их характеристики. Обычно, они выполняются в виде микросхем, у которых ПТ используется в качестве высокоомного входного каскада, а вся остальная схема на ПТ или БПТ.

Цифровая логика.

МОП- транзисторы доминируют в построении микропроцессоров, в схемах памяти и большинства высококачественных логических схем.

Источники тока на ПТ с р-n- переходом.

ПТ используется в качестве источника тока в составе интегральных схем.

Простейший источник тока показан на рисунке. Выбираем ПТ с р-n- переходом, а не МОП- транзистор, поскольку схема не требует смещения затвора. Их стоковых характеристик ПТ видно, что ток будет приблизительно постоянным приUси>2 В.

ПриUзи=0 ток стабилизации составляет 2.8 мА. Серийные диодные токовые "стабилизаторы тока" представляют собой всего лишь отобранные по току ПТ с р-n- переходом, у которых затвор соединен со стоком.

Вариация предыдущей схемы дает регулируемый источник тока.

Резистор автоматического смещенияR задает обратное смещение затвораIсR. Можно рассчитатьR для конкретного ПТ на нужный ток стабилизации.

Транзисторные усилители.

Простейшая ячейка, позволяющая осуществлять усиление, называется усилительным каскадом. Электрические сигналы, подаваемые на вход усилителей могут быть чрезвычайно разнообразны: это могут быть непрерывно изменяющиеся величины, в частности, гармонические колебания, однополярные или двуполярные импульсы. Как правило, эти сигналы пропорциональны определенным физическим величинам. В установившихся режимах многие физические величины постоянны, либо изменяются весьма медленно. В переходных и, особенно, свободных режимах, те же величины могут изменяться в течении малых промежутков времени. Поэтому усилитель должен обладать способностью усиливать как переменные, так и постоянные или медленно изменяющиеся величины.

Классификация усилителей.

1)по роду усиливаемых электрических сигналов- усилители гармонических и усилители импульсных сигналов.

Усилители гармонических сигналов предназначены для усиления периодических сигналов различной величины и формы. К таким усилителям относятся: микрофонные, радиовещательные, магнитофонные и ряд др.

Импульсные усилители служат для усиления импульсных периодических и не периодических сигналов различной формы с заданным уровнем искажений.

2)по ширине полосы и абсолютным значениям усиливаемых частот- усилители постоянного и усилители переменного тока,  усилители низкой и усилители высокой частоты, широкополосные и узкополосные (избирательные) усилители.

Основные качественные показатели.

Основные качественные показатели электронных усилителей являются выходные и входные данные; коэффициент усиления и КПД, частотная и фазовая характеристики, динамический диапазон и уровень собственных помех.

Выходные и входные данные.

К ним относятся: номинальное выходное напряжениеUвых или номинальная выходная мощность Рвых, которую развивает усилитель на сопротивлении нагрузки. В зависимости от типа и назначения усилителя номинальная выходная мощность может составлять от долей Вт до десятков и даже сотен кВт.

К входным данным относятся: номинальное входное напряжениеUвх (или входной токIвх), которое нужно подвести ко входу усилителя для получения номинальной выходной мощности, и входное сопротивление усилителяZвх.

Коэффициент усиления.

Коэффициент усиления различают по:

напряжениюKн=Uвых/Uвх;

току Кт=Iвых/Iвх;

мощности Км=Рвых/Рвх=.

Коэффициент усиления может выражаться в децибелах

Кдб=20LgКн=20LgКт, Кдб=10LgКм.

В схемах усилителей и внагрузке всегда присутствуют реактивные элементы, в результате чего фаза выходного напряжения не совпадает с фазой входного. Поэтому коэффициент усиления в общем случае является комплексной величиной.

, где К- модуль коэффициента усиления,- аргумент, величина которого определяет фазовый сдвиг, возникающий при прохождении сигнала через усилитель.

Коэффициент полезного действия.

КПД является важнейшим показателем, особенно для усилителей средней и большой мощности. Различают электрический и полный КПД.

Электрический КПД:=Р’вых/Ро,

где Р’вых- полезная мощность,

      Ро- мощность потребляемая каскадом от источника питания.

Полный КПД:п=Р’вых/Р,

где Р- мощность, потребляемая от всех источников питания.

Искажения сигнала усилителя.

В электронных усилителях различают три вида искажений: частотные, фазовые и нелинейные.

Частотные искажения

Частотными называют искажения, изменяющие форму выходного сигнала из- за неодинакового усиления сигналов различных частот. Источником частотных искажений являются реактивные элементы. При подаче на вход усилителя сложных несинусоидальных колебаний, величины реактивных сопротивлений для отдельных спектральных составляющих будут различными. В следствии этого отдельные составляющие сложного сигнала будут усиливаться в разной степени и сдвигаться на разные углы по фазе. Для оценки частотных искажений служит частотная характеристика, которая показывает зависимость модуля коэффициента усиления от частоты.

В реальном усилителе из- за наличия реактивных элементов частотная характеристика отличается от прямой. Количественно частотные искажения оценивают при помощи коэффициента частотных искажений: М=Ко/К,

где Ко- коэффициент усиления на средних частотах,

К- коэффициент усиления на заданной частоте.

Для многокаскадных усилителей общий коэффициент частотных искажений равен произведению коэффициентов частотных искажений: Мобщ=М1М2М3…Мn.

Фазовые искажения.

Фазовыми называют искажения, изменяющие форму выходного сигнала из- за наличия фазовых сдвигов. Фазовые сдвиги, т.е. запаздывание во времени, вносят реактивные элементы. Фазовые искажения оценивают по фазовой характеристике, представляющей собой зависимость угла сдвига фазы между выходным и входным напряжениями усилителя от частоты.

Идеальная фазовая характеристика- это линейная зависимость вносимого усилителем сдвига фаз от частоты:= или .

В реальном усилителе из- за наличия реактивных элементов фазовая характеристика отличается от прямой.

Нелинейные искажения.

Основными причинами появления нелинейных искажений в усилителе является нелинейность входных и выходных характеристик полупроводниковых элементов, характеристик намагничивания железа (дросселей, трансформаторов) и неправильный выбор режима. В результате нелинейных искажений на выходе усилителя, кроме полезного сигнала (основной гармоники), появляются высшие гармоники, то есть совершенно новые колебания, которых не было на входе.

Степень нелинейных искажений в электронных усилителях оценивают величиной коэффициента гармоник, который представляет собой:

.

Обычно, при расчетах ограничиваются учетом второй и третьей гармоник.

Допустимая величина коэффициента нелинейных искажений определяется назначением усилителя. Высококачественные усилители низкой частоты имеют порядка (1-2)% и менее, в усилителях среднего качества=(5-7)%.

Нелинейные искажения зависят от амплитуды сигнала, подводимого на вход каскада. С увеличением амплитуды сигнала нелинейные искажения растут. Наибольшие нелинейные искажения появляются в выходных каскадах усилителя.

Динамический диапазон и уровень собственных шумов.

Динамическим диапазоном усилителя называют отношение амплитуды наибольшего напряжения (или мощности) сигнала к амплитуде наименьшего напряжения (или мощности):

Dи=Uвх.мах/Uвх.мin;D=Рвх.мах/Рвх.мin.

В рабочей области динамического диапазона зависимостьUвых=f(Ux) прямолинейна, а при очень малых входных напряжениях, в следствии наличия собственных помех усилителя, из- за которых при отсутствие входного напряжения, напряжение на выходе оказывается равным напряжению собственных помех усилителяUп. Верхний "завал" зависимости объясняется нелинейностью характеристики усилительных элементов.

Рабочий диапазон частот.

Рабочим диапазоном частот или полосой пропускания усилителя называют область частот, в пределах которой коэффициент усиления изменяется больше, чем это допустимо по заданным техническим условиям (fн иfв). Обычно на граничных частотах области допускается уменьшение коэффициента усиления на 3 Дб.

Собственные помехи усилителя.

Собственные помехи усилителя обусловлены собственными тепловыми шумами, возникающими в различных элементах усилительных схем, собственными шумами усилительных элементов, низкочастотным фоном за счет пульсации напряжений источников питания, вложенными электрическими помехами.

Тепловой флуктуационный ток, проходя по полупроводнику, создает на его концах флуктуационное (шумовое) напряжение, величина которого при комнатной температуре:

,

гдеUт.ш.- напряжение тепловых шумов,

fв иfн- граничные частоты,

  1. активная составляющая сопротивления цепи в полосе частот.

Шумовые напряжения имеют самые различные частоты и фазы, и поэтому практически охватывают всю полосу усилителя. Уровень шумов в транзисторах многот выше, чем в электрических лампах. Наиболее сильное влияние оказывают шумы и помехи, возникающие во входной цепи и в первом каскаде усилителя, т.к. эти помехи усиливаются всеми последующими каскадами.

Схемы усилительных каскадов.

Схемы входных и выходных усилителей.

Для того, чтобы постоянные составляющие тока или напряжения источника сигнала не подавались на вход первого усилительного элемента (или не проходили в нагрузку от последнего усилительного элемента), применяют резистивно- емкостную или трансформаторую связи. Кроме того трансформаторная связь позволяет так же согласовывать каскады, т.е. выравнять сопротивление. Для симметрирования цепи, которая уменьшает уровень входных помех, среднюю точку трансформатора заземляют.

Питание цепей транзистора.

Питание всех цепей транзисторного усилителя обычно осуществляется от одного общего источника постоянного тока, к которому параллельно подключают питаемые цепи. Для устранения паразитных межкаскадных связей через источник питания применяют развязывающие фильтрыCфRф.

Схема с О.Э. и параллельной по-

дачей смещения

Схема с О.Э. и пос- ледовательной  пода-

чей смещения

Схема с О.Б. и

параллельной

подачей смещения

В этих схемах величина базового резистора смещения может быть определена из соотношения: -UБЭ=-Ек+IбоR1,  гдеIбо- постоянная составляющая тока базы.

ОтсюдаR1=(Ек-UБЭ)/Iбо.

Входящая в схемы шунтирующая емкость на нищзкой частоте должна иметь сопротивление значительно меньше сопротивления входной цепи  ,  гдеRвх- входное сопротивление каскада,Rи- сопротивление источника сигнала.

Методы подачи смещения на базу с трансформатором

с последовательным включением вторичной обмотки трансформатора

с параллельным включением вторичной обмотки трансформатора

Иногда для компенсации температурного влияния в эмиттерную цепь транзистора включают резисторRЭ. Его следует учитывать при расчете резистораRб. В полном уравнении  Ек=UБЭ+IЭRЭ+IбRб,  отсюда :Rб=(Ек-UБЭ-IЭRЭ)/Iб.

Иногда смещение подается фиксированным.

При этом достигается лучшая стабилизация рабочей точки, но схема менее экономична из- за расхода мощности в делителе, и кроме того уменьшается входное сопротивление. По первому закону Кирхгофа:I1=Iб+I2.

Схема с О.Э.

Схема с О.Б.

          При выбореR1 нужно выполнить условиеR1<Ек/Iб, чтобы значение отношения сопротивлений получилось приемлемым.

Рассмотренные методы подачи смещения пригодны лишь для каскадов, работающих при малых изменениях окружающей температуры (+5-+8)0С. При больших изменениях температуры применяют различные способы стабилизации при помощи автосмещения или используются специальные типы транзисторов.

Стабилизация рабочей точки.

Для нормальной работы усилительного каскада необходимо правильно выбрать рабочую точку:Iко иUко (ток и напряжение покоя).

Если ток покоя изменяется, то рабочая точка перемещается в ту или иную сторону по статической характеристике. Такое перемещение чаще всего обусловлено изменениями температуры.

В связи с этим применяют схемы стабилизации рабочей точки отрицательной обратной связью по постоянному току.

Этот каскадстабилизирован с помощью делителя напряженияR1R2 иэмиттерного резистораRЭ. Резистор цепи эмиттера зашунтирован конденсатором большой емкостиCЭ для того, чтобы переменная составляющая тока коллектора не проходила черезRЭ. Если теперь по какой- либо причине коллекторный ток будет увеличиваться, то отрицательный потенциал эмиттера по абсолютной величине возрастет. В следствии этого отрицательное напряжение между базой и эмиттером (а так же ток базы) будут уменьшаться, что в свою очередь приведет к уменьшению коллекторного тока, этим и достигается желаемая стабилизация.

Эмиттерное сопротивление резистора рассчитывается по формуле:RЭ=UЭ/IЭО,  гдеUЭ- допустимое падение питающего напряжение на резистореRЭ.

Помимо эмиттерной, применяют так жеколлекторную стабилизацию режима.

При возрастании тока коллектора, напряжение -Uк=Ек+RкIк уменьшается, так как падение напряженияIкRк увеличивается. Входной ток базы будет уменьшаться, а с ним будет уменьшаться и ток коллектора. Таким образом, схема автосмещения стремиться стабилизировать положение рабочей точки. Но из- за наличия отрицательной обратной связи по переменному току в этой схеме падает коэффициент усиления. Для устранения этого явления в схему вводят разделительный конденсатор Ср большой емкости.

Схемы межкаскадной связи.

Схема с непосредственной связью.

Усилительный сигнал с выхода предыдущего усилительного элемента можно передавать на вход последующего непосредственно с нагрузки усилительного элемента. Особенностью такого включения является способность схемы усиливать не только переменную составляющую сигнала, но и постоянную составляющую. В связи с этим схема прямой связи находит широкое применение в усилителях постоянного тока, а в усилителях переменного тока- редко (но часто в микросхемах).

Схема с резисторно- емкостной связью.

На сопротивлении коллекторной нагрузкиRк первого транзистора выделяется усиленное напряжение сигнала, которое через разделительный конденсатор Ср подается на базу второго транзистора для дальнейшего усиления. Разделительный конденсатор Ср не пропускает постоянную составляющую коллекторного тока первого транзистора к базе второго.

Схема с трансформаторной связью.

Трансформатор обеспечивает межкаскадную связь и согласование входного и выходного сопротивлений. Для придания нужных свойств каскаду, одну из обмоток трансформатора иногда шунтируют резистором. Трансформатор широко применяется в качестве входного и выходного устройств, для симметрирования и согласования цепей в усилителях переменного тока.

Режимы усилителей.

Для электронных усилителей низкой частоты характерны три класса работы усилительных элементов: А, В и АВ, отличающиеся один от другого своими электрическими и экономическими показателями и уравнением нелинейных искажений.

Режим А.

Режим, при котором смещение на управляющий электрод и переменное напряжение сигнала таковы, что выходной ток усилительного элемента или каждого из усилительных элементов двухтактного каскада протекает в течении всего периода, питающие напряжение усилителей таким образом, что рабочая точка А лежит на середине прямолинейного участка проходных динамических характеристик усилительного элемента. Если значение сигнала не очень велико и не выходит за пределы прямолинейного участка динамической характеристики, то форма колебаний выходного тока в точности воспроизводит колебания тока во входной цепи. Точное воспроизведение формы входного сигнала является основным преимуществом режима класса А. Но режим класса А характеризуется низким КПД (порядка 20-30%), малым использованием выходной мощности. В режиме класса А работают маломощные каскады, в основном, каскады предварительного усиления.

Режим В.

В режиме класса В напряжение смещения на управляющем электроде примерно равно напряжению отсечки, и , следовательно выходной ток примерно равен нулю при отсутствии переменного напряжения сигналаUвх. При подаче напряжения сигнала на управляющий электрод выходной ток протекает в усилительном элементе или в каждом из усилительных элементов двухтактного каскада в течении времени приблизительно равном половине периода. Рабочая точка А при отсутствии напряжения сигнала расположена в самом начале динамической характеристики. При подаче на управляющий электрод переменного напряженияUвх положительная полуволна будет вызывать появление выходного тока через усилительный элемент, при отрицательной полуволне входного напряжения- ток в выходной цепи отсутствует, то есть выходнойIк будет иметь форму импульсов. Поэтому усилитель в режиме В работает только по двухтактной схеме. Смещение на управляющий электрод выбирают таким образом, чтобы рабочая точка находилась в точке отсечки тока или чуть выше ее. Первый усилительный элемент управляет положительным полупериодом тока, второй управляющий элемент- отрицательным. На выходе выходные полуволны сшиваются и получается синусоида. Очевидно, что в двухтактный каскад, работающий в классе В, можно подавать почти двойное- тройное напряжениеUвх по сравнению с двухкаскадом, работающим в классе А. Преимуществом усилителя, работающего в классе В, является более высокий КПД (60-70%) по сравнению с усилителем, работающем в режиме А, т.к. энергия расходуется только в режиме подачи сигнала. Но нелинейные искажения в В выше, чем в А.

Режим АВ

В этом режиме смещение на управляющем электроде Есм и переменное напряжение сигналаUвх таковы, что выходной ток усилительного элемента или каждого из усилительных элементов в двухтактной схеме протекает в течении времени, большего половины периода, но меньше всего периода.

Каскады предварительного усиления.

Сигнал, малый по мощности или по напряжению, обычно усиливается в два этапа: В начале напряжение сигнала усиливается до значения, достаточного для управления мощными усилительными элементами при незначительном усилении мощности, а затем уже усиливается мощность до заданной величины. Обычно, структурная схема усилителя УНЧ выглядит следующим образом:

Обычно, для связи между каскадами используютсяRС- цепи. Трансформаторы для межкаскадных связей в усилителях используются редко.

В каскадах предварительного усиления используются маломощные усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления по току. Режимы их работы и способ включения выбираются таким образом, чтобы получить возможно большее усиление сигнала при малом расходе питающей энергии. Поэтому, основным требованием предъявляемым к предварительным каскадам является наибольший возможный коэффициент усиления прри заданной частотной, фазовой или переходной характеристике.

Каскады мощного усиления.

Задача каскада мощного усиления развить необходимую мощность в нагрузке при достаточно высоком КПД и наименьшем уровне нелинейных и частотных искажений.

Очень часто с целью обеспечения наивыгоднейших условий работы усилительного элемента, для связи с внешней нагрузкой используется так называемый выходной трансформатор. Применение трансформатора имеет ряд преимуществ:

  1. малое сопротивление постоянному току первичной обмотки трансформатора, включенной в качестве коллекторной нагрузки, в результате чего на ней практически нет падения напряжения от постоянной составляющей тока, и почти все напряжение источника питания приложено к выходным электродам усилительного элемента;
  2. трансформатор позволяет создать усилительному элементу наивыгоднейший режим в отношении сопротивления нагрузки.

Если низкоомную нагрузку (единицы Ом) включить непосредственно в выходную цепь усилительного элемента, то это повлечет за собой весьма существенное усиление мощности, отдаваемой усилителем в нагрузку. При этом одновременно могут возрасти нелинейные искажения. Если же подсоединить этот низкоомный потребитель ко вторичной обмотке понижающего трансформатора, то сопротивление нагрузки, отнесенное к первичной обмотке трансформатораRн*=Rн/n2, гдеn=2/1. Это эквивалентно включенное в выходную цепь усилительного элемента сопротивление в 1/n2 раз большего , чем сопротивление резистора нагрузкиRн. Подбирается соответствующим образом коэффициент трансформации понижающего трансформатора (n<1), можно получить наивыгоднейшее эквивалентное сопротивление нагрузкиRн* и увеличить ток, протекающий во вторичной обмотке трансформатора, и тем самым выделить на резисторе нагрузкиRн заданную полезную мощность.N- зависит от конкретного типа усилителя и лежит в пределах 0.01-0.4.

Кроме того при наличии выходного трансформатора постоянная составляющая выходного тока не проходит через нагрузкуRн, за счет чего уменьшается потеря энергии питания, то есть возрастает КПД усилителя.

К недостаткам следует отнести большие размеры, стоимость, массу, а так же трудности получения хорошей частотной характеристики.

Однотактный трансформаторный каскад мощного усиления.

Эта схема имеет низкий КПД, т.к. может использоваться только в режиме А. Уровень нелинейных искажений сравнительно велик, т.к. выходные характеристики недостаточно линейны.

Каскад с ОБ дает небольшой коэффициент гармоник. Трансформаторная межкаскадная связь позволяет создать для усилительного элемента наивыгоднейшую нагрузку, что стабилизирует работу усилителя. Сопротивлением эмиттерной стабилизации выходного каскада является сопротивление вторичной обмотки трансформатора Тр1. В случае необходимости усиления стабилизации каскада включают дополнительно резисторRЭ и конденсатор СЭ.

Двухтактный каскад мощного усиления.

Двухтактные трансформаторные усилители характеризуются большой выходной мощностью и высоким КПД. В связи с этим их используют в основном в качестве мощных выходных усилителей и только иногда- как усилители напряжения.

Существуют различные схемы двухтактных усилителей. Схема на рисунке, представляет собой соединение двух половин, называемых плечами.

Оба плеча должны быть электрически симметричны. Симметричных режимов можно добиться различными способами. Этого можно добиться если первичную обмотку выходного трансформатора сделать из двух одинаковых половин. А входные напряжения так же подавать симметрично. На схеме симметрирующим элементом является согласующий трансформатор Тр1, выходная обмотка которого создает два противофазных синусоидальных напряжения.

Если условия симметричности выполнены, то все составляющие токов обоих каскадов оказываются равными.

При равенстве постоянных токов коллекторов отсутствует постоянное подмагничивание сердечника выходного трансформатора Тр2. Это позволяет выбрать размеры трансформатора значительно меньше, чем в однотактной схеме.

При равенстве переменных составляющих коллекторных токов транзисторов, магнитный поток в сердечнике создает только нечетные гармоники сигнала, которые проходят в первичной обмотке трансформатора в одной полуволне. Четные гармоники коллекторных токов не создают в трансформаторе магнитного тока, т.к. протекают в первичной обмотке навстречу друг другу. По этой причине в двухтактной схеме уровень нелинейных искажений ниже , чем в однотактной с трансформатором. Если для двухтактного трансформаторного усилителя выбрать режим работы класса В, то высшие нечетные гармоники коллекторных токов исчезают, и переменный магнитный поток в трансформаторе создают только первые гармоники переменных составляющих. В режиме АВ нечетные гармоники коллекторных токов транзисторов есть, но их амплитуды незначительны по сравнению с первой гармоникой. Еще одна особенность. Схема двухтактного трансформаторного усилителя малочувствительна к пульсациям напряжения коллекторного питания Ек, т.к. одинаковые по величине и направлению изменения коллекторных токов не будут создавать в трансформаторе магнитного потока (нет гула). Поэтому можно упростить фильтрацию питания.

Преимущество двухтактного трансформаторного усилителя заключается так же в малой паразитной связи с предыдущими каскадами, возникающей через общий источник коллекторного питания, потому что к этому источнику проходят только четные гармоники усиливаемого сигнала, а на их частотах самовозбуждения усилителя не возникает. По этой причине в малокаскадных усилителях упрощаются, а иногда и полностью исключаются развязывающие фильтры и часто отпадает необходимость в блокировочном конденсаторе.

К недостаткам- необходим тщательный подбор пар транзисторов с идентичными параметрами, частотные и фазовые искажения, вносимые трансформатором, и необходимость иметь на входе парафазный сигнал.

Другие схемы (бестрансформаторные).

Включение нагрузки непосредственно в выходную цепь без выходного трансформатора позволяют устранить эти недостатки, снизить размеры, массу и стоимость каскада и избавиться от нелинейных искажений  в режиме В из- за отсечки.

Если включить нагрузку в однотактной схеме непосредственно, то через нее потечет значительный ток постоянной составляющей, что снизит КПД. В бестрансформаторном двухтактном усилителе постоянная составляющая через нагрузку не течет, но для получения высокого КПД необходимо иметь нагрузку с повышенным сопротивлением.

Один из вариантов:

Питание осуществляется от двух источников питания, соединенных последовательно или от одного со средней точкой.

Рассматриваемый каскад может работать как в режиме класса А, так и в режиме класса В.

Самой распространенной схемой, не имеющей аналогов в ламповых схемах является схема с комбинацией транзисторовN-P-N иP-N-P типов. Эта схема имеет все достоинства обычных двухтактных каскадов, но вход и выход в них- однотактные, так что не требуется ни трансформаторов, ни фазоинверторов.

Симметрия зависит от транзисторов, которые должны иметь одинаковые параметры и характеристики.

В этом каскаде транзисторы оказываются включенными по постоянному току- последовательно, а по переменному- параллельно. Общий провод предварительных каскадов можно подключить как к точке А, так и к точке В. При подключении к точке А используется лишь половина напряжения питания мощного каскада. При подключении к точке В можно использовать все напряжение питания мощного каскада, но точка А оказывается под выходным напряжением сигнала последнего, что требует увеличения необходимого входного напряжения.

Обратная связь в усилителях.

Обратной связью (ОС) в усилителях называют передачу части энергии с выхода на вход.

ОС может бытьискусственной, созданной для улучшения каких- либо характеристик усилителя, а может быть ипаразитной, возникающей за счет влияния выходных цепей усилителя на его входные цепи.

В зависимости от фазы напряжения ОС различаютположительную иотрицательную ОС. Если сигнал ОС по фазе совпадает с сигналом на входе- связь положительная, если сдвинута на 1800- отрицательная. При этом предполагается, что ни усилитель, ни цепь ОС не включают добавочных фазовых сдвигов. В усилителях применяется, почти исключительно ООС, которая позволяет уменьшить искажения всех видов, повысить стабильность коэффициента усиления, уменьшить помехи, возникающих за счет воздействия посторонних магнитных и электрических полей, пульсаций источников питания т т.д.

Основным недостатком ООС является снижение коэффициента усиления и возможность появления паразитной генерации при неправильном выборе фазы и величины ООС.

Способы подачи ОС.

Коэффициент показывает какую часть выходного напряженияUвых составляет напряжение ОСUос, передаваемое на вход усилителя. Обычно<1.

Схемы ОС бывают последовательными, когда напряжение ОС подается на вход усилителя последовательно с входным сигналом (см.рис.а) и параллельными, когда напряжение ОС подается на вход усилителя, параллельно входному сигналу (см.рис.б).

В зависимости от способа подключения звена ОС к выходу усилителя, различают ОС по напряжению и по току.

В схемах усилителей с ОС по напряжению, напряжение ОСUос передаваемое на вход усилителя с его выхода, пропорционально выходному напряжениюUвых (см.рис.в), а в схемах с ОС по току- пропорционально току нагрузкиIнагр на выходе устройства (см.рис.г).

Если напряжение ОС состоит из двух составляющих, одна из которых пропорциональна току, а вторая- напряжению, то получим смешанную связь.

Рассмотрим влияние ОС на коэффициент усиления усилителя. Т.к. ОС или положительная или отрицательная, то напряжение ОС в общем случае можно записать так:Uос=+Uвых, где знак "+" для ПОС, а "-" для ООС. Тогда напряжение , приложенное к входной цепиUвх’=Uвх+(+Uос)=Uвх+(+Uвх). Откуда выражение для напряжения входного сигнала:

Uвх=Uвх’-(+Uвых).

Коэффициент усиления усилителя, охваченного цепью ОС, представляет собой отношение выходного напряженияUвых к входному, тогда .

Разделим числитель и знаменатель наUвх’:.

Произведение+К- есть фактор ОС, знак его не совпадает со знаком ОС. При положительной ОС Кос=К/(1-К), то есть знаменатель дроби уменьшается, а при отрицательной ОС Кос=К/(1+К), т.е. коэффициент усилителя уменьшается в (1+К) раз. Но ООС повышает стабильность работы усилителя в (1+К) раз.

Причинами нестабильности работы усилителя являются:

  1. изменение температуры,
  2. нестабильность напряжений источников питания,
  3. старение деталей и усилительных элементов и т.п.

Применение стабилизаторов напряжений и температуры экономически невыгодно и результаты при этом менее эффективны, чем при использовании ОС.

ОС, изменяя коэффициент усиления усилителя, изменяет и его частотную, фазовую и переходные характеристики.

Следует иметь в виду, что один и тот же усилитель на одних частотах может иметь ООС, а на других за счет изменения модуля и фазыК связь может стать положительной, что может вызвать в усилителе генерацию.

Если цепь ОС в рассматриваемой полосе частот не вносит частотных искажений и фазовых сдвигов, то такую ОС называют частотно независимой, в противном случае ОС является частотно зависимой. Частотно зависимая ООС позволяет спрямить частотную характеристику усилителя. Если на какой- либо частоте коэффициент усиления К уменьшается, то одновременно уменьшается и напряжение ОС, подаваемое в противофазе с напряжением сигнала на входе. Это влечет за собой увеличение суммарного напряжения на входе, в следствии чего напряжение на выходе усилителя уменьшается в меньшей степени. При наличии подъема в частотной характеристике наблюдается обратная картина.

За счет изменения знак ОС на крайних частотах частотная характеристика может иметь подъем даже в том случае, когда усилитель до введения ОС имел характеристики с провалом на этих частотах.

Схемы усилителей с ОС.

Приведена схема транзисторного каскада с последовательной ОС по напряжению, снимаемому со специальной обмотки ОС.

Коэффициент передачи цепи ОС определяется соотношением=/.

Схемы с ООС предназначенные для температурной стабилизации рабочей точки уже рассматривались.

Эмиттерный повторитель.

Эмиттерный повторитель (ЭП) представляет собой каскад с последовательной ООС по напряжению.

ЭП имеет большое входное сопротивление, небольшое выходное сопротивление, малую входную динамическую емкость и небольшой коэффициент гармоник. Он не дает усиления по напряжению, но усиливает по току. Его входное и выходное сопротивление, коэффициенты усиления по току и напряжению.

Коллектор транзистора подключен к источнику питания Ек. НагрузкаRн подключена к эмиттерной цепи. Источник сигналаUвх подсоединен между базой и общим проводом. При подаче входного сигнала токи и напряжения транзистора получают приращение. При положительном (или отрицательном) входном сигналеUвх токи базы и эмиттера увеличиваются (или уменьшаются), возрастает (уменьшается) падение напряжения наRЭ. Приращение напряжения на нем соответствует выходному сигналу, который будет положительным (отрицательным). Таким образом полярность входного и выходного сигналов в схеме с ОК совпадают, каскад является неинвертирующим усилителем и носит название эмиттерного повторителя.

Название эмиттерный повторитель закрепилось за каскадом с ОК потому, что он передает сигнал с коэффициентомKu близким к единице и не искажает его форму благодаря наличию ООС.

Широкополосный усилитель.

Часто требуются усилители с весьма широкой полосой пропускания частот. Такие широкополосные усилители получили название видеоусилителей (по применению в телевидении). Для нормальной работы усилителя в широкой полосе частот обычно используют схемы резистивных каскадов, т.к. они обеспечивают наилучшие частотные и фазовые характеристики. Однако с увеличением частоты усиление обычного резистивного усилителя падает в следствие шунтирующего действия входной емкости (Со). Для повышения усиления резистивного каскада и получения линейной фазовой характеристики в схему видеоусилителя включают элементы частотно- фазовой коррекции на верхних и нижних частотах. Кроме того, в широкополосных каскадах используют высокочастотные транзисторы с большой граничной частотой. Транзисторы включают по схеме с ОЭ.

Схема коррекции искажений на высоких частотах.

Эта схема содержит катушку индуктивностиL, включенную последовательно с резистором выходной нагрузкиRн. Действующее сопротивление выходной нагрузки контура СоLRн может быть почти постоянным в более широкой полосе частот, чем сопротивлениеCoRн нагрузки некорректированного резистивного каскада. Это объясняется тем, что с увеличением частоты сопротивление индуктивной ветви контураLRн возрастает и в некотором диапазоне частот компенсирует уменьшение сопротивления емкости Со. Предельная частота в этом случае увеличивается в 1.7 раза по сравнению с некомпенсированным усилителем. При правильном выбореL усиление каскада будет почти постоянным, а фазовая характеристика схемы на верхних частотах почти линейна.

При практических расчетах, зная Со иfв можно определитьRн иL по следующим формулам:

.

Более совершенной схемой является следующая:

Эта схема сложной коллекторной коррекции. Включение второй корректирующей катушкиL2 позволяет уменьшить влияние выходной емкости транзистора на частотную характеристику в области верхних частот и повысить коэффициент усиления каскада на 20-40% по сравнению со схемой простой коллекторной коррекции.

Недостатком таких схем является сложность их расчета и настройки.

Схема коррекции на нижних частотах.

Для подъема характеристики  на нижних частотах и компенсации частотных и фазовых искажений в коллекторную цепь транзистора включают корректирующий фильтр СфRф. На средних частотах реактивное сопротивление конденсатора Сф очень мало и сопротивление коллекторной нагрузки будет приблизительно равноRн.

В диапазоне нижних частот реактивное сопротивление конденсатора Сф возрастает, сопротивление нагрузки растет, в следствии чего увеличивается усиление каскада. При правильном выборе величинRф и Сф можно обеспечить равномерное усиление в области более низких частот.

Фазоинверсные каскады.

Для работы двухтактного усилительного каскада на базы следует подвести напряжения, равные по величине и взаимно противоположные по фазе. Такие напряжения можно получить с помощью трансформатора с обмоткой со средним выводом. Однако трансформаторы пропускают довольно узкую полосу частот и являются громоздкими и дорогими элементами.

Поэтому для получения двухфазного напряжения обычно используютреостатно- емкостные фазоинверсные схемы.

В этой схеме нагрузка разделена на две частиRк иRЭ по ни течет практически один и тот же ток и напряженияUвых1=Uвых2, еслиRк=RЭ.

НоUвых1 сдвинуто относительно входного на 1800, значит иUвых1 сдвинуто относительноUвых2 на 1800. Приведенная схема с разделенной нагрузкой имеет то преимущество, что в ней используется лишь один усилительный элемент и при этом получаются хорошие частотные, фазовые и переходные характеристики на верхних частотах. Такая схема не дает усиления напряжения сигнала и имеет вдвое меньшее максимальное выходное напряжение по сравнению с обычным резисторным каскадом.

Заметим, что в рассматриваемой схеме нельзя использовать низкочастотную коррекцию цепочкой СфRф.

Фазоинверсный каскад с эмиттерной связью.

Входное сопротивление этой схемы примерно вдвое больше входного сопротивления обычного резисторного каскада с ОЭ.

Фазочувствительные усилители- преобразователи электрических сигналов.

Фазочувствительным усилителем является усилитель среднего значения тока. Эти усилители находят широкое применение в синхронноследящих системах, когда исполнительное устройство работает от сигнала постоянного тока, а датчик вырабатывает сигнал переменного тока. В этом случае переменный сигнал датчика сначала усиливается в предварительных каскадах, а затем преобразуется в сигнал постоянного тока. Величина и полярность средневыпрямленного напряжения зависит как от амплитуды входного сигнала, так и от угла сдвига между напряжением входного сигнала и некоторым переменным опорным напряжением.

Опорным напряжением обычно является переменное напряжение на коллекторе транзистора. При переменном коллекторном питании управлять средним коллекторным током транзистора можно несколькими способами:

  1. изменением величины постоянного входного напряжения;
  2. изменением величины переменного входного напряжения, той же частоты, что и коллекторное (опорное) напряжение;
  3. изменением фазы переменного входного напряжения относительно переменного коллекторного напряжения;
  4. комбинированием вышеперечисленных способов.

Наиболее часто в практике сдвиг фазы равен нулю или 1800. В результате применения переменного коллекторного питания и знакопеременного напряжения управляющего сигнала в цепи база- эмиттер схема приобретает свойства фазовой чувствительности. Транзистор питается пульсирующим током, выпрямленным с помощью диода. В САР используют все группы фазочувствительных усилителей- преобразователей, причем нагрузка усилителей может быть как активная, так и комплексная.Дифференциальный усилитель.

ДУ- схема, используемая для усиления разности напряжения разности двух входных сигналов.

В идеальном случае выходной сигнал не зависит от уровня каждого из входных сигналов. Когда уровни сигналов на обоих входах изменяются одновременно, то такое изменение входного сигнала называется синфазным.

ДУ используется в тех случаях, когда слабые сигналы можно потерять на фоне шумов. Примерами таких сигналов являются цифровые сигналы, передаваемые по длинным кабелям, сигналы тензодатчиков и пьезоэлементов, сигналы, считываемые с магнитной памяти и т.п.

ДУ широко используются при построении операционных усилителей.

Выходное напряжение измеряется на одном из коллекторов относительно потенциала земли, такой усилитель называют схемой с однополюсным выходом или разностным усилителем и он распространен наиболее широко.

Этот усилитель можно рассматривать как устройство, которое усиливает дифференциальный сигнал, с которым могут работать обычные схемы. Если же нужен усиленный дифференциальный сигнал, то его снимают между коллекторами. Усиление синфазного сигнала в ДУ можно значительно уменьшить, если резисторR1 заменить источником тока. При этом действующее значение сопротивленияR1 станет очень большим, а усиление синфазного сигнала будет ослаблено почти до нуля.

Источник тока в эмиттерной цепи поддерживает полный эмиттерный ток постоянным и он равномерно распределяется между двумя коллекторными цепями. Следовательно, сигнал на выходе схемы не изменяется. На схеме не показаны цепи базовых смещений.

Применение дифференциальных схем в усилителях постоянного тока с однополюсным выходом.

ДУ может прекрасно работать как усилитель постоянного тока даже с несимметричными (односторонними) выходными сигналами. Для этого нужно один из его входов заземлить, а на другой подать входной сигнал.

Можно ли исключить "неиспользуемый " транзистор? Нет. Дифференциальная схема обеспечивает компенсацию температурного дрейфа, и , даже когда один вход заземлен, транзистор выполняет некоторые функции: при изменении температуры напряженияUБЭ изменяются на одинаковую величину, при этом не происходит никаких изменений на выходе и не нарушается балансировка схемы. Качество такого усилителя постоянного тока ухудшается только из- за несогласованности напряженийUБЭ или их температурных коэффициентов.

Промышленность выпускает транзисторные пары и интегральные ДУ с очень высокой степенью согласованности. Дрейф напряженияUБЭ определяется величиной 0.15 мкВ/С0 и 0.2 мкВ в месяц непрерывной работы. В зависимости от того, какой вход заземлен, усилитель будет или не будет инвертировать сигнал.

Использование токового зеркала в качестве активной нагрузки.

Иногда желательно, чтобы однокаскадный ДУ как и простой усилитель с заземленным эмиттером имел большой коэффициент усиления.

Красивое решение дает использование токового зеркала в качестве активной нагрузки усилителя.

Транзисторы Т1 и Т2 образуют дифференциальную пару с источником тока в эмиттерной цепи. Транзисторы Т3 и Т4 , образующие токовое зеркало, выступают в качестве коллекторной нагрузки. Тем самым обеспечивается высокое значение сопротивления коллекторной нагрузки, благодаря этому коэффициент усиления по напряжению достигает 5000 и выше. Такие схемы как правило в компараторах.

Дифференциальные усилители как схемы расщепления фазы.

На коллекторах симметричного ДУ возникают сигналы, одинаковые по амплитуде, но противоположные по фазе. Таким образом наблюдаем эффект расщепления фазы. Дифференциальный выходной сигнал можно затем использовать для управления еще одним ДУ.

Емкость и эффект Миллера.

До сих пор пользовались моделью транзистора для сигналов постоянного тока или низкой частоты. В простейшей модели транзистора, как усилителя тока, токи и сопротивления рассматриваются не связано со стороны различных выводов транзисторов. Эта модель охватывает довольно широкий круг вопросов, но не содержит все моменты, которые необходимо рассмотреть при разработке электронных схем. Не учитывается тот момент, что внешние цепи и сами переходы транзистора обладают некоторой емкостью, которую необходимо учитывать при рассмотрении быстродействующих и высокочастотных схем. На частоте 100 МГц емкость перехода в 5 пкФ представляет импеданс (комплексное сопротивление в общем) в 320 Ом.

Емкость схемы и перехода .

Емкость ограничивает скорость изменения напряжения в схеме, т.к. любая схема имеет собственные конечные выходные импедансы. Общая рекомендация заключается в следующем: для ускорения работы схемы следует уменьшить импеданс источника и емкость нагрузки и увеличивать управляющий ток. Однако, некоторые особенности связаны с емкостью обратной связи и со входной емкостью. Схема иллюстрирует как проявляются емкости переходов транзистора. Выходная емкость образуетRС цепь с выходным сопротивлениемRн, которое включает сопротивление нагрузки и сопротивление коллекторного перехода, а емкостьCн - емкость перехода и емкость нагрузки. В связи с этм спад сигнала начинается на частотеf=1/(2RнСн). То же самое можно сказать о входной емкости и сопротивлении.

Эффект Миллера.

Емкость Скб играет здесь основную роль. Усилитель обладает некоторым коэффициентом усиления по напряжению Кu, следовательно, небольшой сигнал напряжения на входе порождает на коллекторе сигнал вKu раз превышающий входной. Из этого следует, что для источника сигнала емкость Скб в (Кu+1) раз больше, чем при подключением Скб между базой и землей, т.е. при расчете частоты среза входного сигнала можно считать, что емкость ОС ведет себя как конденсатор емкостью Скб(Кu+1), подключенный между входом и землей. Такое увеличение емкости Скб и называется эффектом Миллера.

Эффект Миллера часто играет основную роль в спаде усиления, т.к. типичное значение емкости обратной связи около 4 пФ эквивалентно емкости в несколько сотен пФ, присоединенной к земле.

Существует несколько методов борьбы с эффектом Миллера. Например, он будет полностью устранен, если использовать усилительный каскад с общей базой.

Импеданс источника можно уменьшить, если подавать сигнал на каскад с заземленным эмиттером через эмиттерный повторитель. На рисунке показано еще две возможности.

В ДУ (без резисторов в коллекторе Т1 ) эффект Миллера не наблюдается. Эту схему можно рассматривать как эмиттерный повторитель, подключенный к каскаду с заземленной базой.

На второй схеме показано каскодное включение транзисторов. Т1- это усилитель с заземленным эмиттером, резисторRн является общим коллекторным резистром. Транзистор Т2 включен в коллекторную цепь для того, чтобы предотвратить изменение сигнала в коллекторе Т1 (и тем самым устранить эффект Миллера) при протекании коллекторного тока через резистор нагрузки. НапряжениеU+ - это фиксированное напряжение смещения, обычно оно нак несколько вольт превышает напряжение на эмиттере Т1  и поддерживает коллектор Т1 в активной области. На рисунке показана лишь часть каскодной схемы, в нее можно включить зашунтированный эмиттерный резистор и делитель напряжения для подачи смещения на базу или охватить всю схему петлей ОС по постоянному току.

Паразитные емкости могут создавать и более сложные проблемы, чем те которые рассмотрели. В частности:

  1. спад усиления, обусловленный наличием емкости ОС и выходной емкости;
  2. входная емкость так же оказывает влияние на работу схемы даже при наличии мощного источника входных сигналов, ток протекающий через СЭБ не усиливается транзистором, т.е входная емкость "присваивает" себе часть входного тока, в следствии чего коэффициент усиления на высоких частотах снижается;
  3. дело осложняется и тем, что емкости переходов зависят от напряжения, особенно сильно меняется СЭБ;
  4. если транзистор работает как переключатель, то заряд, накопленный в области базы в режиме насыщения так же уменьшает быстродействие.

Некоторые практические схемы.

Терморегулятор:

Показанная схема регулятора основана на использовании термистора- чувствительного элемента, сопротивление которого зависит от температуры. Дифференциальная схема на составных транзисторах Т14сравнивает напряжение, формируемое регулируемым делителем эталонного напряжения на резисторахR4-R6, с напряжением, которое снимается с делителя, образованного термистором и резисторомR2.

Токовое зеркало на транзисторах Т5Т6 является активной нагрузкой и служит для увеличения коэффициента усиления, а так же токовое зеркало на транзисторах Т7Т8 обеспечивает эмиттерный ток. Транзистор Т9 усиливает выходное напряжение ДУ и переводит в насыщение составной транзистор Т10Т11, который таким образом подает мощность на нагреватель, если термистор охладился.

Выбор сопротивленияR9 зависит от требуемого тока. Этот резистор включает защитный транзистор Т12. Если выходная величина тока превышает 6 А, то он отключает сигнал с базы составного транзистора Т10Т11, предотвращая выход схемы из строя.

Схема

"сторожа".

Усилители  на ПТ.

Истоковые повторители и усилители на ПТ с общим истоком- это аналоги эмиттерных повторителей и усилителей с ОЭ на биполярных транзисторах. Однако отсутствие постоянного тока затвора дает возможность получить очень высокое входное сопротивление. Такие усилители необходимы, когда мы имеем дело с высокоомным источником сигналов, встречающихся в измерительных схемах.

В некоторых случаях используются схемы на дискретных ПТ, в других- в составе операционных усилителей интегральных микросхем.

Обычно, для ПТ сp-n- переходом применяются те же схемы автоматического смещения, что и в источниках на ПТ, с одним резистором смещения затвора: для МОП- транзисторов требуется делитель, питаемый от источника напряжения стока, или расщепленный источник, как в биполярном транзисторе. Резистор смещения затвора может иметь сопротивление порядка нескольких МОм, т.к. ток утечки измеряется в А.

Крутизна.

Отсутствие тока затвора делает основным параметром, характеризующим усиление ПТ- крутизну, отношение выходного тока к выходному напряжению:gm=iвых/Uвх.

Это отличие от рассмотренных БП транзисторов, где определяющим является коэффициент усиления по токуiвых/iвх.

Крутизна может быть определена по характеристикеIc отUси при переходе с одной кривойUзи на другую.

Дифференциальные усилители (ДУ).

Можно использовать согласованные ПТ для построения входных каскадов с высоким полным входным сопротивлением. Хотя их дрейфовые характеристики- хуже.

Генераторы.

В генераторах практически везде можно применять ПТ. Причем в некоторых случаях это предпочтительно.

Истоковые повторители.

Истоковый повторитель (аналог эмиттерного повторителя) предпочитают в тех случаях когда нужно наряду с высоким входным сопротивлением иметь большой коэффициент усиления в одном каскаде. Их часто применяют в качестве входных каскадов, которые в остальном решены на БП транзисторах. Их применяют как входные каскады в осциллографах, во входах конденсаторных микрофонах, рН- метрах, детекторах излучения заряженных частиц, биодетекторах.

В схемотехникке встречаются случаи, когда и последующий каскад должен иметь малый входной ток или вообще его не иметь. Пример тому- схемы "смещения и хранения" и пиковые детекторы, в которых конденсатор, запоминающий уровень напряжения, "сбросится", если вход последующего усилителя проводит слишком большой ток.

На рисунке показана в качестве примера простая переключательная схема на МОП- транзисторе, одна из тех, где используется высокое сопротивление затвора.

Показанный на схеме фоторезистор имеет при солнечном свете низкое сопротивление, а в темноте- высокое. Он образует часть резистивного делителя напряжения, непосредственно возбуждающего затвор транзистора (нагрузка делителя по постоянному току отсутствует!). Освещение включается, когда напряжение на затворе достигает величины, обеспечивающей ток стока, достаточный для включения реле. Заметим, что в течении времени, пока смещение затвора медленно нарастает, превысив пороговое значение, на МОП- транзисторе будет рассеиваться некоторая мощность, т.к. при он работает в линейном режиме.

Эту проблему устраняет схема на втором рисунке, где пара каскадно включенных МОП- транзисторов обеспечивает намного более высокий коэффициент усиления, чему способствует так же некоторая положительная ОС через резистор 10 МОм, этот резистор заставляет при достижении порога регенеративным образом опрокидываться.

Обратные связи

Отрицательная обратная связь (ООС)- это процесс передачи выходного сигнала обратно на вход, при котором погашается часть входного сигнала. Может показаться, что это глупая затея, которая приводит лишь к уменьшению коэффициента усиления. Именно такой отзыв получил Гарольд С. Блэк, который в 1928 году попытался запатентовать ООС. "К нашему изобретению отнеслись так же, как к вечному двигателю". Действительно, ООС уменьшает коэффициент усиления, но при этом она улучшает другие параметры схемы, например устраняет искажения и нелинейность, сглаживает частотную характеристику.

Чем глубже (сильнее) ООС, тем меньше внешние характеристики усилителя, зависящие от характеристик усилителя с разомкнутой ОС, и в конечном счете оказывается, что они зависят только от свойств самой схемы ОС.

Цепь ОС может быть частотнозависимой, тогда коэффициент усиления будет определенным образом зависеть от частоты (усилители с частотной характеристикой). Есл же ОС является амплитудно- зависимой, то усилитель обладает нелинейной характеристикой (например, логарифмический усилитель). Вообще говоря, тот параметр по которому вводится ОС, с ее помощью улучшается. Например, если для ОС использовать сигнал, пропорциональный выходному току, то получится хороший источник тока.

ОС может быть и положительной (ПОС), ее используют в различного рода генераторах. Вообще говоря, ПОС не так пользуются как ООС. В различных схемах на высоких частотах могут возникать нежелательные автоколебания, от которых бывает очень трудно избавиться.

А теперь рассмотрим несколько примеров ОС в операционных усилителях.

Операционный усилитель.

Операционный усилитель (ОУ)- это дифференциальный усилитель(ДУ) постоянного тока с очень большим коэффициентом усиления и несимметричным выходом. Прообразом ОУ может служить ДУ с двумя входами и несимметричным выходом, который изучали ранее, но реальный ОУ обладает более высоким коэффициентом усиления (обычно 105-106) и меньшим выходным импедансом. А так же допускает изменение выходного сигнала почти в полном диапазоне питающего напряжения (обычно используются расщепленные источники питания+12-+15 В).

Промышленность выпускает сейчас сотни типов ОУ.

Условные обозначения применяемые для всех типов ОУ представлены на рисунке.

Входы обозначаются «+» и «-» и работают следующим образом: выходной сигнал изменяется в положительном направлении, когда потенциал на входе (+) становится более положительным, чем потенциал на входе (-), и наоборот. Символ (+) и (-) не означают, что на одном входе потенциал всегда должен быть более положительным, чем на другом. Эти символы просто указывают относительную фазу выходного сигнала (это важно, если в схеме используется ООС). Во избежание путаницы входы лучше называть «инвертирующий» и «неинвертирующий», а не входы «плюс» и «минус».

ОУ обладают колоссальным коэффициентом усиления по напряжению и никогда (за редким исключением) не используются без ОС. Коэффициент усиления ОУ столь велик, что при наличии замкнутой ОС характеристики усилителя зависят только от схемы ОС.

Промышленность выпускает множество ОУ, которые имеют друг перед другом те или иные преимущества. Как правило, это микросхема, расположенная в цилиндрическом или прямоугольном корпусе. Особенное распространение получили схемы серии: 140УД, 553УД, зарубежные-LF411.

Важнейшие правила.

Правила, которые определяют поведение ОУ, охваченного ООС, заключаются в следующем.

Во- первых, ОУ обладает таким большим коэффициентом усиления по напряжению, что изменение напряжения между входами на несколько микровольт вызывает изменение выходного напряжения в пределах его полного диапазона. Отсюда первое правило: выход ОУ стремиться к тому, чтобы разность потенциалов между его входами была равна нулю. Это не означает, что ОУ действительно изменяет напряжение на входе. ОУ «оценивает» состояние входов и с помощью внешней схемы ОС передает напряжение с выхода на вход так, что в результате разность напряжений между входами становиться равной нулю (если это возможно).

Во- вторых, ОУ потребляет очень небольшой входной ток (LF411 потребляет 0.2 нА). Правило второе: входы ОУ ток не потребляют.

Основные схемы включения ОУ.

Инвертирующий усилитель.

Рассмотрим схему.

1. Потенциал точки В равен потенциалу земли, а согласно правилу 1, потенциал точки А так же равен потенциалу земли.

2.  Это означает, что :

а) падение напряжения на резистореR2 равноUвых,                                                 б) падение напряжения на резистореR1равноUвх.

         3. Воспользовавшись правилом 2, получимUвых/R2=-Uвх/R1 или коэффициент усиления по напряжению равен:Uвых/Uвх=-R2/R1.

Позже узнаем, что чаще всего точку В лучше заземлять не непосредственно, а через резистор.

Для того, чтобы понять как работает обратная связь, представим себе, что на вход подали некоторый уровень напряжения, скажем 1 В. Для конкретизации примем, что резисторR1=10 КОм, а резисторR2=100 КОм. Теперь представим себе, что напряжение на выходе решило выйти из повиновения и стало равным нулю. Что произойдет? РезисторыR1иR2 образуют делитель напряжения, с помощью которого потенциал инвертирующего входа поддерживается равным 0.91 В. ОУ фиксирует рассогласование по входам и напряжение на его входе начинает уменьшаться. Изменения продолжаются до тех пор, пока выходное напряжение не достигнет значения - 10 В, в этот момент потенциалы входа ОУ станут одинаковыми и равными потенциалу  земли. Аналогично, если напряжение на входе начнет уменьшаться и дальше и станет более отрицательным, чем -10 В, то потенциал на инвертирующем входе станет ниже потенциала земли, в результате выходное напряжение начнет расти. Как определить входной импеданс схемы? Оказывается, очень просто. Потенциал точки А всегда равен 0 В (мнимое заземление, или квазинуль сигнала). СледовательноZвх=R1.

Схема, которую рассмотрели, называется инвертирующим усилителем.

Недостаток этой схемы состоит в том, что она обладает малым входным импедансом, выходной импеданс равен долям ома.

Этот недостаток устраняется в схеме неинвертирующего усилителя.

Неинвертирующий усилитель.

Проанализируем эту схему.

UА=Uвх.

НапряжениеUА=UвыхR1/(R1+R2).

ЕслиUА=Uвх, то коэффициент усиления равен К=Uвых/Uвх=1+(R2/R1).

Это неинвертирующий усилитель.

В приближении входной импеданс такой схемы бесконечен (для ОУLF411 он составляет 1012 Ом).

Выходной импеданс, как и в предыдущей схеме равен долям Ома. Эта схема представляет собой усилитель постоянного тока.

Если источник сигнала и усилитель связаны между собой по переменному току, то для входного тока (очень небольшого по величине) нужно предусмотреть заземление, как показано на рисунке. Для приведенной схемы Кu=1+(R3/R2)=10.

Усилитель переменного тока.

Если усиливаются только сигналы переменного тока, то можно уменьшить коэффициент усиления сигналов постоянного тока до 1, особенно, если усилитель обладает большим коэффициентом усиления по напряжению.

Это позволяет уменьшить влияние всегда существующего конечного «приведенного ко входу напряжения сдвига». Обратите внимание, что конденсатор должен быть достаточно большим.

Несмотря на высокий входной импеданс, к которому всегда стремятся разработчики, схеме неинвертирующего усилителя не всегда отдают предпочтение перед схемой инвертирующего усилителя. Дело в том, что схема инвертирующего усилителя не предъявляет столь высоких требований к ОУ и, следовательно, обладает несколько лучшими характеристиками. Кроме того, если рассматриваемая схема подключена к выходу другого ОУ, то величина входного импеданса для нее безразлична- это может быть и 10 кОм и бесконечность, т.к. в любом случае предыдущий каскад будет выполнять свои функции.

Повторители.

Здесь представлен повторитель, подобный эмиттерному, на основе ОУ. Он представляет собой не что иное, как неинвертирующий усилитель, у которого сопротивление резистораR1 равно бесконечности, аR2=0 (коэффициент усиления равен 1).

Существуют специальные ОУ, которые используются только в качестве повторителей, они обладают улучшенными характеристиками (в основном, более высоким быстродействием). Усилитель с единичным коэффициентом усиления иногда называют буфером, т.к. он обладает развязывающим свойством, т.к. обладает большим входным и малым выходным импедансом.

Источники тока.

Здесь изображена схема, которая является хорошим приближением к идеальному источнику тока, без сдвига напряженияUБЭ, характерного для транзисторного источника тока. Благодаря ООС, на инвертирующем входе поддерживается напряжениеUвх, под действием которого через нагрузку протекает токI=Uвх/R.

Основной недостаток схемы в том, что нагрузка является плавающей, не заземлена.

Источники тока для заземленной нагрузки.

С помощью ОУ и подключенного к нему транзистора можно построить высококачественный и простой источник тока с заземленной нагрузкой.

Обратная связь создает на резистореR падение напряжения, равноеUкк-Uвх, которое в свою очередь порождает эмиттерный ток, а следовательно и выходной ток, равныйIЭ=(Uкк-Uвх)/R.

При работе с этой схемой не приходиться беспокоится о напряженииUБЭи его изменениях, связанных с изменением температуры,Iк,UКЭ и т.п.

Источник тока Хауленда.

Если резисторы подобраны так, что выполняется соотношениеR3/R2=R4/R1, то можно показать, что справедливо равенствоIн=-Uвх/R2. Эта схема хороша, кроме одного: резисторы должны быть точно согласованы, иначе источник тока будет далек от совершенства. Кроме того, при больших выходных токах резисторы должны быть небольшим, тем самым ограничивается выходной диапазон нагрузок.

Дифференциальный усилитель.

Uвых=.

На рисунке представлена схема ДУ, коэффициент усиления которого равенR2/R1. В этой схеме, как и в схеме источника тока с согласованными резисторами для получения высокого значения КОСС необходимо обеспечить точное согласование резисторов. Коэффициент усиления ДУ будет равным единице, этот недостаток легко устранить за счет последующих усилительных каскадов (с несимметричным входом).

Суммирующий усилитель.

представляет собой один из вариантов инвертирующего усилителя. Точка Х имеет потенциальный нуль, поэтому входной ток равен (U1/R)+(U2/R)+(U3/R), отсюдаUвых=-(U1+U2+U3). Обратите внимание, что входные сигналы могут быть как положительными, так и отрицательными. Кроме того входные резисторы необязательно должны быть одинаковыми. Если они неодинаковы, то получим взвешенную сумму.

Например, схема может быть на четыре входа, на каждом из которых напряжение равно +1 или 0 В, входы представляют двоичные значения: 1, 2, 4 и 8. Если использовать резисторы с сопротивлением 10, 5, 2.5 и 1.25 кОм, то снимаемое с выхода напряжение (в вольтах) будет пропорционально двоичному числу в вольтах, которое задано на входе. Эту схему нетрудно расширить до нескольких цифр. Описанный метод представления чисел лежит в основе цифроаналогового преобразователя, правда на входе обычно используют несколько иную схему, так называемую резисторную сеткуR-2R.

Предусилитель для электронного звукоснимателя.

Предусилитель для звукоснимателя по стандартуRIAA представляет собой пример усилителя с частотной характеристикой особого вида. При записи звука на пластинку амплитудная характеристика имеет почти плоский вид, с другой стороны электронный звукосниматель реагирует на скорость движения иглы в бороздке диска, следовательно, усилитель воспроизведения должен иметь подъем частотной характеристики на низких частотах.

Такую характеристику обеспечивает схема, показанная на рисунке.

График представляет собой частотнуюхарактеристику усилителя воспроизведения (построенную относительно значения коэффициента усиления 0 Дб при частоте 1 кГц), точки перегиба графика отмечены в частотах.

Заземленный конденсатор емкостью 47 мкФ уменьшает коэффициент усиления по постоянному току до 1, в противном случае он был бы равен 1000.

Как упоминалось ранее, это делается для того, чтобы устранить усиление входного сдвига по постоянному току. «Золотой» для данной схемы является ОУ типаLM1028, которая в 13 Дб раз «тише», чем любая другая.

Усилитель мощности (бустер).

Для получения больших выходных токов к выходу ОУ можно подключить мощный транзисторный повторитель. В примере использован инвертирующий усилитель, но повторитель можно подключить к любому ОУ.

Обратите внимание, что сигнал обратной связи снимается с эмиттера, следовательно, ОС определяет нужное выходное напряжение независимо от падения напряженияUБЭ.

Нелинейные схемы.

Активный выпрямитель.

Если амплитуда сигнала меньше, чем падение напряжения на диоде, то выпрямлять такие сигналы с помощью диодно- резистивной схемы нельзя. Как правило, для выпрямления таких сигналов прибегают к помощи ОУ и помещают диод в цепь обратной связи. Для положительного напряженияUвх диод обеспечивает ООС, выходной сигнал за счет диода повторяет сигнал на входе, причем исключается влияние падания напряженияUБЭ. При отрицательном напряженииUвх ОУ переходит в режим насыщения и напряжениеUвых становится равным потенциалу земли. Для получения меньшего выходного импеданса (при нуле на выходе) можно взять резисторR с меньшим сопротивлением, но это ведет к увеличению выходного тока ОУ. Лучше всего использовать на выходе схемы повторитель на ОУ так, как показано на рисунке пунктиром. При этом выходное сопротивление будет очень небольшим независимо от величины сопротивленияR.

Избирательный усилитель.

Избирательным усилителем называется схема, имеющая максимальный коэффициент передачи в узоц полосе частот вблизиfо. За пределами этой узкой полосы пропускания коэффициент усиления резко спадает к нулю. Выделение одной гармоники из сигнала сложного гармонического состава бывает необходимым при исследовании физических процессов, при управлении многими объектами.

Широко применяются избирательные усилители в связи: с помощью настройки избирательного усилителя на несущую частоту передатчика осуществляется частотная селекция полезного сигнала. Избирательные усилители позволяют выбирать нужные сигналы при передаче нескольких сообщений по одному каналу связи. В последнее время наибольшее распространение получили избирательные усилители на базе ОУ.

Если в цепи ОС использоватьRС- цепь коэффициент передачи и фазовый сдвиг, который зависит от частоты, можно обеспечить требуемую зависимость коэффициента передачи избирательного усилителя от частоты.

В качестве частотозависимых цепей применяют различныеRС- цепочки, например схему моста Вина. При подаче на вход усилителя несинусоидального напряженияUвх(t) частотыfо на входе получим синусоидальный сигналfо. На частотах, отличных отfо, коэффициент передачи моста Вина мал и можно считать, что сигнал на прямом входе ОУUпос=0.

На частотеfо коэффициент передачи моста Вина максимальный. Через мост Вина на вход ОУ подается сигнал ПОС, который резко увеличивает коэффициент усиления схемы по сравнению с коэффициентом усиления на частотах отличных отfо.

ЭЛЕКТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ.

Общие сведения.

Электронным генератором гармонических колебаний называют устройство, преобразующее энергию источника постоянного тока в энергию электромагнитных колебаний синусоидальной формы требуемой частоты и мощности.

Электронные генераторы гармонических колебаний нашли широкое применение в промышленной электронике. Их используют в приборах для контроля состава и качества различных веществ, установках для высокочастотного нагрева металлов, сушки и сварки диэлектриков, химической обработки изделий и т.д. Эти функциональные устройства являются одной из составных частей измерительных приборов и автоматических систем.

Электронные генераторы гармонических колебаний классифицируют по ряду признаков, основными из которых являются частота и способ возбуждения.

В зависимости от частоты генераторы подразделяют нанизкочастотные (0.01-100 кГц),высокочастотные (0.1-100 МГц) исверхвысокочастотные (свыше 100 МГц). По способу возбуждения различают генераторы с независимым внешним возбуждением и с самовозбуждением. Последний вид генераторов называютавтогенераторами.Генераторы снезависимым внешним возбуждением являются, по существу, усилителями мощности с соответствующим частотным диапазоном, на вход которых подаются электрические сигналы от автогенераторов.

Электронные генераторы могут работать в любом из режимов А,В или С, но обычно в них используется режим С ввиду возможности получения наибольшего КПД.

Условия самовозбуждения генераторов.\

На рисунке приведена структурная схема автогенератора, которая состоит из усилителя с коэффициентом усиления К и звена положительной обратной связи с коэффициентом обратной связи. Коэффициенты усиления усилителя и обратной связи являются комплексными числами, зависящими от частоты. В качестве усилителя в автогенераторах могут применяться различные усилители: на транзисторах, интегральных микросхемах и др. Звеном обратной связи являются частотно- зависимые цепи:LC-контуры иRC- четырехполюсники.

Если считать, что напряженияUвх иUвых близки к синусоидальным, то стационарный устойчивы режим в автогенераторе, при котором амплитудыUвх иUвых имеют неизменные значения, будет возможен только при выполнении условия, называемого условием самовозбуждения:К=1                                                        (1)

Это равенство следует из соотношений:  ,  иUвых=КUвх,           (2)

следовательно,Uвых=Кuвых.

Выражение (1) можно представить в виде: ,                                             (3)

где и - модули коэффициентов усиления и передачи соответственно усилителя и звена обратной связи, а и - аргументы этих коэффициентов.

Равенство (3) выполняется при следующих условиях:   (4)   или   (5)

Равенство (4) называетсяусловием баланса амплитуд, а равенство (5)-условием баланса фаз. Условие баланса фаз означает, что в стационарном режиме сумма фазовых сдвигов выходных напряжений усилителя и звена обратной связи в автогенераторе равна нулю или числуn (гдеn=2,4,6…), что свидетельствует о наличии в рассматриваемом устройстве положительной обратной связи.

Условие баланса амплитуд соответствует тому, что потери энергии в автогенераторе восполняются звеном положительной обратной связи от источника питиания автогенератора. Для получения стационарных устойчивых колебаний в автогенераторе условие (4) должно удовлетворять этому соотношению.

Процесс возникновения колебаний в автогенераторе рассмотрим на примере следующего устройств (см.рис. а):

LC- автогенератор: а- схема; б- возникновение колебаний в автогенераторе; в- амплитудная характеристика усилителя.

В этом автогенераторе усилитель собран на полевом транзисторе и включен по схеме с общим истоком. Звеном обратной связи является катушкаL, включенная в стоковую цепь транзистора и индуктивно связанная с катушкойL резонансного контураLC. Первоначально колебания в автогенераторе возникают из- за флуктуации тока в транзисторе, колебательном контуре.

УСИЛИТЕЛИ СРЕДНЕГО ТОКА.

ФАЗОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ.

В нагрузке усилителя в ряде случаев должно быть получено среднее выпрямленное значение тока, величина которого зависит от величины и фазы напряжения сигнала. Такие усилители называютусилителями среднего  тока. Они применяются как усилители к реле и другим электромагнитным механизмам.

В отличии от рассматриваемых далее фазочувствительных усилителей, в усилителях среднего  тока полярность выходного напряжения не меняется при изменении полярности входного сигнала.

Питание коллекторной цепи усилителя среднего тока осуществляется пульсирующим или выпрямленным напряжением. Входное напряжение может быть постоянного или переменного тока.

Управление средним током усилителя можно производить несколькими способами:

1)изменением величины напряжения постоянного тока на входе,

2)изменением амплитуды переменного входного напряжения той же частоты, что и питающее напряжение,

3)изменением фазы переменного входного напряжения относительно питающего напряжения,

4)комбинированием перечисленных ранее методов.

Рассмотрим работу транзисторного усилителя среднего тока по схеме ОЭ, питаемого пульсирующим напряжением от двухполупериодного выпрямителя (см.рис.)

На вход усилителя подается переменное напряжение от вторичной обмотки входного трансформатора. Когда напряжение на базе отрицательно относительно эмиттера, транзистор открыт и в цепи коллектора (нагрузки) протекает токIк. В следующий полупериод транзистор закрыт положительным напряжением на базе и ток в нагрузке определяется тепловым токомIкэс , имеющим при нормальной температуре небольшую величину. Таким образом, форма тока в нагрузке аналогична форме тока в однополупериодном выпрямителе (рис.б).

Среднее значение этого тока за период (если пренебречь токомIкэс):

Iк ср=Iкm/.

Максимальную величину коллекторного тока, которую можно получить в схеме при данном сопротивлении нагрузкиRн и данной амплитуде напряжения питания Е можно определить по линии нагрузки.

Ток через транзистор и нагрузку протекает в том случае, когда положительная полярность напряжения на эмиттере совпадает с отрицательной полярностью напряжения на коллекторе. Поэтому, при одном соотношении фаз входного сигналаUвх и напряжения питания, выпрямленный однополупериодный ток проходит через одну половину нагрузки, при ином соотношении- через другую. Для выпрямления переменного напряжения питающего трансформатора Тр1 используют полупроводниковый диод Д, большое обратное сопротивление которого препятствует прохождению тока через транзистор в обратном направлении.

Среднее напряжение на нагрузке при подаче входного сигнала определяется средним током коллектора открытого транзистора. При отсутствии входного сигнала напряжение на нагрузке создается от протекания обратного тока коллектораIкбо, который у различных типов транзисторов может быть различным. В связи с этим для работы в схеме необходимо подбирать транзисторы с одинаковымIкбо.

Одним из вариантов схемы фазочувствительного усилителя для работы на недифференциальную нагрузку приведен ниже (см.рис.).

Здесь трансформатор Тр2 и диодный мостик обеспечивают питание транзистора Т выпрямленным пульсирующим напряжением. При соотношении фаз напряжений на Тр1 и Тр2 в течении полупериода, когда на базе транзистора Т отрицательное напряжение, через транзистор и нагрузку протекает токiк=iR11 в направлении, указанном сплошной стрелкой. Величина токаiк пропорциональна входному сигналуuвх. В течении следующего полупериода транзистор заперт иiк=iRн=0.Таким образом, форма тока в нагрузке соответствует однополупериодному выпрямлению. При изменении фазы входного сигнала на 1800 транзистор будет проводить ток при иной полуволне питающего напряжения, и ток в нагрузке изменит свое направление.

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА.

Усилители постоянного тока предназначены для усиления медленно изменяющегося (периодического или непериодического) напряжения постоянного тока. Поэтому в таких усилителях связь между каскадами должна осуществляться непосредственно или с помощью активных сопротивлений или других элементов, обеспечивающих связь по постоянному току.

Невозможность использования в усилителях постоянного тока разделительных элементов- трансформаторов или конденсаторов- приводит к тому, что любое изменение постоянного напряжения одного из каскадов воспринимается и усиливается всеми последующими каскадами. Таким образом , внутренний или внешний фактор , вызывающий перераспределение или изменение постоянных потенциалов в цепях усилителя , может создать на его выходе эффект , равноценный действию полезного сигнала .

В то же время в усилителях переменного напряжения изменение напряжения источников питания и параметров схемы приводит лишь к незначительному перемещению точки покоя и не усиливается последующими каскадами .

Самопроизвольное отклонение на выходе усилителя от начального значения называетсядрейфом усилителя . Причинами дрейфа усилителя являются нестабильность источников питания схемы , температурная и временная нестабильность параметров транзисторов и резисторов , а также низкочастотные шумы и помехи . Определяя величину дрейфа , вход усилителя постоянного тока закорачивают и измеряют изменение выходного напряженияUвых за определённый промежуток времени .

Для сравнения различных усилителей между собой вводят понятие о приведённом дрейфе едр=Uвых/Кu , гдеKu-коэффициент усиления усилителя .

Величина едр ограничивает чувствительность усилителя постоянного тока , так как минимальный входной сигнал усилителя должен быть больше едр. По этому , при разработке УТП основной задачей является снижение дрейфа .

Большое значение в УТП имеют обратные связи через общие источники питания , так как применение развязывающих фильтров и шунтирующих ёмкостей на частотах , близких к нулю , не даёт эффекта .

Одноконтактные схемы усилителей прямого усиления .

Принципиальная схема двухкаскадного усилителя с непосредственной связью приведена на рисунке .

Транзисторы Т1 и Т2 в усилителе включены с общим эмиттером. Для уравнивания потенциалов коллектора Т1 и базы Т2  в цепь эмиттера Т2 включен резисторRЭ2, величина которого выбирается такой, чтобыURЭ2=Uкт1-UБЭТ2.

Одновременно, резисторыRЭ1,RЭ2 не могут быть зашунтированы емкостью (приf0 требуется бесконечно большая шунтирующая емкость), то в усилителе возникает местная обратная связь по току, снижающая усиление схемы.

Резистор нагрузкиRн включен в диагональ моста, плечами которого являются резисторRк2, транзистор Т2 и делитель на сопротивленияхR3,R4. Такое включение резистора нагрузки применяют для устранения протекания тока черезRн приUвх=0. Часто, вместо делителя на сопротивлениях применяют компенсирующие источники питания для цепи источника сигнала. Если значение Екомп выбрать равным по величине постоянному потенциалу базыUбт1по отношению к земле, то приUвх=0 ток черезRг протекать не будет.

Коэффициент усиления по напряжению для первого каскада:

Для второго каскада:

ЕслиRвх2>>Rк1 иRн>>Rк2, то коэффициент усиления каскадов КU1,2 приближенно равен КURк/RЭ.

Так как с ростом числа каскадов потенциал базы от каскада к каскаду становится более отрицательным, то сопротивлениеRЭ увеличивается, а сопротивлениеRк уменьшается, что приводит к уменьшению коэффициента усиления каскада с ростом номера каскада.

Для снижения величины резистораRЭ может производится питание его дополнительным током через добавочное сопротивление (см.рис.)

В этом случае эквивалентное сопротивление в эмиттере для изменяющегося (переменного) переменного токаRЭКВRЭ/RДОБ.

Еще более эффективный способ- применение вместо эмитттерных резисторов стабилитронов, как это показано на рисунке.

При этом, для изменяющегося тока сопротивление в эмиттере определяется малым дифференциальным сопротивлением стабилитронаR.

Уменьшение сопротивленияRЭ и увеличение Кu в усилителях с непосредственной связью можно получить так же при использовании в соединяемых каскадах транзисторов с разного типа проводимостью:p-n-p иn-p-n (см.рисунок выше).

В однотактных каскадах УПТ выходного напряжения определяется в основном температурным дрейфом параметров транзисторов и равен:

Uвых=IкоRк’

Величина приведенного дрейфа составляет единицы мВ на градус, что недопустимо велико.

Снижение дрейфа в однотактных схемах можно получить при использовании в схемах методов термокомпенсации.

БАЛАНСНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА.

Балансные схемы УПТ позволяют существенно уменьшить дрейф усилителя.

Параллельно- балансная схема усилителя приведена на рисунке.

Она представляет собой уравновешенный мост, два плеча которого- резисторыRк1 иRк2, два других плеча- транзисторы Т1 и Т2.

С одной диагонали моста между коллекторами транзисторов снимается выходное напряжение, в другую- через общий для транзисторов резисторRЭ подается питающее напряжение Ек. Схема работает в режиме А. При балансе моста (что достигается выбором однотипных транзисторов,Rк1=Rк2 и симметрирования схемы резисторамиR илиRЭ) иUвх=0. При изменении питающего напряжения Ек, температуры окружающей среды и прочих факторов в идеально сбалансированной системе выходное напряжение остается равным нулю, и дрейф отсутствует. В реальных условиях параметры транзисторов с течением времени и изменением температуры меняются неодинаково, поэтому дрейф в системе остается , но его величина снижается на порядок по сравнению с однотактной схемой и может достигать единиц милливольт за сутки работы.

Дополнительное стабилизирующее действие на схему оказывает резисторRЭ. При возрастании, например, питающего напряжения Ек увеличиваются токи транзисторовIко1 иIко2 и растет ток черезRЭ:IЭО=Iко1+IкоС. Это приводит к увеличению падения напряженияURЭОи оба транзистора несколько подзапираются, в результате чего токи транзисторов снижаются, приближаясь к прежней величине, при которой схема была сбалансирована. Таким образом, резисторRЭ вводит отрицательную обратную связь по сумме коллекторных токов, увеличивая стабильность начального режима транзисторов. Входной сигнал распределяется между входными сопротивлениями и подается на базы транзисторов Т1 и Т2 в противофазе. Если потенциал базы Т1 становится более положительным (за счет подачи +Uвх/2), то токiк1 снижается. Одновременно токiк2 увеличивается, так как на базу Т2 подано напряжение -Uвх/2. При этом потенциалы коллекторов транзисторов так же изменятся:Uкт1 станет более отрицательным, аUкт2 более положительным. Разность коллекторных потенциалов определит выходное напряжение схемыUвых.

При симметрии коллекторных цепейUвых в два раза превышает изменение потенциала коллектора каждого транзистора. Так как входной сигнал так же делится поровну между входами транзисторов, то коэффициент усиления параллельно- балансного каскада равен коэффициенту усиления усилителя простого однокаскадного усилителя с ОЭ.

В симметричной схеме изменение коллекторных токов при подаче входного сигнала одинаковы по величине и противоположны по знаку. Поэтому ток в резистореRЭ:iЭ=iк1+iк2, остается постоянным. Следовательно, резисторRЭ не вносит отрицательной обратной связи по усиливаемому сигналу и не снижает коэффициента усиления. В этом преимущество балансной схемы перед однотактным усилителем.

Для определения основных параметров усилителя построим его эквивалентную схему для усиливаемого  (изменяющегося) сигнала с учетом резистора нагрузкиRн.

Предварительно отметим, что концы резистораRн при подаче входного сигнала получают равные по величине и противоположные по знаку изменения напряжения относительно его средней точке, поэтому,Rн может рассматриваться как точка соединенная с общей шиной (см. рис.а). Тогда эквивалентную схему для половины балансного каскада можно построить так, как показано на рисунке б. В схему не включен резисторRЭ, так как он не влияет на усиление.

Из рисунка б коэффициент усиления напряжения (с учетом рисунка а):

,

гдеR’вх=Rвх//Rб, причемRб=R1//R2 иRвх=rб+rЭ(Е+1).

Дрейф в параллельно- балансном каскаде не устраняется полностью из- за различия в изменениях параметров транзисторов и сопротивлений схемы. Для снижения величины дрейфа необходим тщательный отбор транзисторов по тепловым токам и их температурным зависимостям, а так же по величине.

Хорошие результаты дает применение в параллельно- балансном каскаде интегральной пары транзисторов, то есть транзисторов в корпусном исполнении, сформированном в едином технологическом процессе на одном кристалле полупроводника. Такакя интегральная пара имеет близкие характеристики и практически одинаковый тепловой режим при работе в схеме.

Параллельные балансные каскады широко используются в выпускаемых серийно усилителях в интегральном исполнении. На рисунке показана схема однокаскадного усилителя (микросхема К1УТ221).

В этой схеме для увеличения стабильности и снижения дрейфа вместо резистораRЭ включен транзистор Т3, имеющий большое сопротивление, равное имеющее суммарный коллекторный токIк3=Iк1+Iк2 транзисторов Т1 и Т2 и создающее глубокую обратную связь по приращениям этого тока. Дополнительная стабилизация суммы коллекторных токов транзисторов Т1 и Т2 осуществляется введением температурной компенсации прямосмещенным диодом Д. При этом токiкз становится очень стабильным.

Входной ток схемы К1УТ221 составляет 10-20мкА, в зависимости от типа;R=6-3 кОм; К>15-22 приf=12 кГц. Разность входных токов не более 2-х мкА.

ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ.

Избирательные усилители обеспечивают усиление сигналов узкой полосы частот. Они широко применяются в различных измерительных устройствах для выделения полезного сигнала определенной частоты и ограничение помех, а так же в радиоприемных устройствах для осуществления приема одной радиостанции и подавления сигналов других.

Избирательные усилители можно разделить на три группы:

а)резонансные, использующие частотно- зависимую нагрузку, в качестве такой нагрузки обычно применяют параллельный контур, настроенный на частоту усиливаемого сигнала;

б)полосовые, нагрузкой которого служит полосовой фильтр;

в)узкополосные, использующиеRC- цепи для получения избирательных свойств.

Резонансные усилители.

Схема резонансного усилителя приведена на рисунке а.

Колебательный контурLC включен в коллекторную цепь транзистор. Связь со следующим каскадом или нагрузкой осуществляется с помощью разделительного конденсатора или трансформатора.

Как известно, параллельный колебательный контурLC на резонансной частоте имеет очень высокое сопротивлениеRо, называемоерезонансным.

,

гдеL- индуктивность контура,о- резонансная частота контура,о=1/,r- сопротивление потерь контура.

При отклонении частоты от резонансной сопротивление контура уменьшается, снижая коэффициент усиления усилителя. Скорость снижения сопротивления контура тем больше, чем выше добротность контура:.

Эквивалентная схема выходной цепи резонансного усилителя вблизи резонансной частоты приведена на рисунке б.

Узкополосные усилители.

Узкополосные усилители представляют собой обычные усилители, охваченные частотно- зависимой обратной связью, состоящей из цепейRC.

В качестве цепиRC чаще всего используют схемы двойного Т- образного моста (рис.а), состоящего из двух параллельно соединенных Т- образных четырехполюсников. Первый состоит из последовательно включенных конденсаторов С1, С2 и параллельно включенного резистораR3, а второй- из последовательно включенных резисторовR1,R2 и параллельно включенного конденсатораC3. Зависимость коэффициента передачи двойного Т- образного моста, а так же вносимого им фазового сдвига от частоты приведена на рисунках б и в. Частота, на которой коэффициент передачи равен нулю (так называемаяквазирезонансная частотар), связана с параметрами моста следующим соотношением:

.

ЕслиR1=R2=R3 и С1=С2=0.5С3, то:                                                      (*)

.

Двойной Т- образный мост для получения избирательного усиления необходимо включать в цепь отрицательной обратной связи. В этом случае все частоты, кроме близких кр, будут подавляться цепью отрицательной обратной связи с=1, и коэффициент усиления будет КUOC=.

На квазирезонансной частоте отрицательная обратная связь отсутствует (=1) и коэффициент усиления максимален КUOCКU (см.рис.).

Наличие отрицательной обратной связи в узкополосном усилителе с двойным Т- образным мостом стабилизирует показатели усилителя и улучшает его свойства, благодаря чему эта цепь нашла широкое применение.

Для обеспечения отрицательной обратной связи необходимо, чтобы фазовый сдвиг на частотер, вносимый усилителем и цепью обратной связи, равнялся 1800. Так как в двойном Т- образном мосте нар=0, то, следовательно, усилитель должен иметь нечетное число поворачивающих фазу каскадов.

Приведенные характеристики двойного Т- образного моста и выражение (*) справедливы, если мост работает в режиме, близком к холостому ходу и питается от источника с малым внутренним сопротивлением. Поэтому стремятся подавать напряжение на двойной Т- образный мост с выхода эмиттерного повторителя, а в качестве нагрузки моста использовать вход эмиттерного повторителя. Эти принципы положены в основу построения схемы узкополосного усилителя, приведенного на рисунке.

В этой схеме основное усиление обеспечивается каскадом на транзисторе Т3, включенном с ОЭ, поворачивающим фазу на 1800. Эмиттерные повторители на транзисторах Т2 и Т4 служат для обеспечения нормальных условий работы двойного Т- образного моста (Rн моста=Rвх транзистора Т2 - велико,Rвых транзистора Т4- мало).

Связь между каскадами на транзисторах Т2, Т3 и Т4 непосредственная, это упрощает схему и уменьшает дополнительные фазовые сдвиги, вносимые усилителем. Для облегчения согласования потенциальных уровней каскадов на Т2 и Т3 транзисторы в них выбраны разных типов проводимости. Двойной Т- образный мост подключен к усилителю без разделительных емкостей, в следствии чего, через его сопротивленияR1 иR2 создается отрицательная обратная связь по постоянному току, стабилизирующая рабочий режим схемы, входной сигнал к усилителю, охваченному цепью избирательной обратной связи, подается с выхода (с резистораR) эмиттерного повторителя на транзисторе Т1, причемUвх введен в «ножку» двойного Т- образного моста. Такое включениеUвх снижает усиление усилителя, но повышает его избирательность.

Для характеристики узкополосного усилителя вводится понятиеэквивалентной добротности, определяемой по амплитудно- частотной характеристики. Эквивалентная добротность тем выше, чем больше КИ усилителя, охваченного избирательной обратной связью. При применении двойного Т- образного моста.

QЭКВИ/4.

ВЫПРЯМИТЕЛИ.

Структурная схема выпрямителя приведена на рисунке.

Силовой трансформатор 1предназначен для согласования и гальванической развязки входного (сетевого) и выходного (выпрямляемого) напряжений выпрямителя. Блок вентилей2 выражает функцию выпрямления переменного тока. Для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения в цепи нагрузки 4 применяется сглаживающий фильтр3. В случае управляемого выпрямителя необходим блок 5, содержащий систему автоматического регулирования. Блок 6 представляет собой систему защиты и сигнализации выпрямителя. К основным параметрам выпрямителя относятся:

  1. выпрямленные напряженияUd и токId в нагрузке, определяемые требованиями потребителя;
  2. действующие значения токовI1,I2 и напряженийU1,U2 сетевой и вентильной обмоток трансформатора;
  3. типовая мощность трансформатораSТ;
  4. максимальное обратное напряжение на вентилеUобр мах;
  5. среднийIа и максимальныйIа мах анодные токи вентиля.

Однофазный однополупериодный выпрямитель.

Используется для питания устройств малой мощности.

При положительной полуволне напряженияU, питающей сети (напряжениеU2 так же синусоидально) через нагрузку протекает ток, мгновенное значение которого равноid=U2/Rd. При обратной полярности диод оказывается включенным в обратном направлении и ток в нагрузке оказывается равным нулю. Таким образом через нагрузку будет протекать пульсирующий ток, такой же пульсирующий характер будет иметь и напряжение на нагрузочном резистореRd. Поэтому мгновенное значение выпрямленного напряжения равно мгновенному значению напряженияU2, то естьUдиод=idRd=U2.

Среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке (постоянную составляющуюUd) находят путем интегрирования и последующего усреднения этого интеграла за один период времени тока 2:

(1)

т.е. действующее напряжение на вторичной обмотке трансформатораU2 в 2,22 раза превышает выпрямленное напряжение на нагрузке.

В непроводящий отрезок времени напряжение на нагрузке равно нулю, и все напряжение вторичной обмотки оказывается приложенным между анодом и катодом диода (Uобр). Максимальное значение обратного напряжения между анодом и катодом диода равно максимальному напряжениюUобр мах=U2.

ЗаменивU2, из (1) получим:Uобр мах=U2=Ud.(2).

Из (2) видно, что максимальное обратное напряжение на диоде в раз больше выпрямленного напряжения на нагрузке.

i2=id=U2/Rd.

Среднее значение пульсирующего тока соответствует такому значению постоянного тока, при котором за время, равное одному периоду пульсации, по цепи проходит такое же количество электричества, что и при пульсирующем токе. Среднее значение (постоянная составляющая) пульсирующего тока можно вычислить по известным значениямUd иRd, то естьId=Ud/Rd. Это справедливо для всех видов выпрямителей.

Для расчета трансформатора необходимо знать действующее значение токаI2. Так как вентиль пропускает ток в течении половины периода, то квадрат действующего значения переменного токаI2 за этот отрезок времени можно выразить через амплитудные значения токаI2 махследующим образом:

           (3)

Соотношение междуIdиI2max найдем путем интегрирования за период:

               (4)

откуда I2max=Id.

Подставляя (4) в (3) получим:

То есть действующее значение тока в вентильной обмотке более чем в полтора раза превышает выпрямленный ток.

Коэффициент пульсации выпрямленного напряжения.

Согласно теореме Фурье, пульсирующий ток можно представить как сумму постоянного тока и целого ряда переменных токов синусоидальной формы различной частоты.

Первой гармоникой называют переменную составляющую выпрямленного тока, имеющую наиболее низкую частоту, равную частоте повторения импульсов, и наибольшую амплитуду. Переменную составляющую частотуf2=2f1- называют второй гармоникой,f3=3f1- третьей и т.д. С увеличением частоты гармоники амплитуда падает.

Каждая схема выпрямления характеризуется коэффициентом пульсации Кп, представляющий собой отношение амплитуды напряжения первой гармоникиUгмах к среднему значению выпрямленного напряженияUd.

Для однополупериодной схемы амплитуда напряжения первой гармоники составляетU1г мах=1,57Ud, поэтому, коэффициент пульсации имеет следующее значение:

Кп1=U1г мах/Ud=1,57

К недостаткам однополупериодной схемы относят:

  1. большой коэффициент пульсации,
  2. большие размеры трансформатора (в следствии низкого КПД),
  3. большое обратное напряжение на диоде.

Это ограничивает применение схемы, не смотря на простоту.

Однофазный двухполупериодный выпрямитель с нулевой точкой.

Схема состоит из трансформатора Т, вентильная обмотка которого имеет дополнительный нулевой вывод от средней точки, двух диодовVD1 иVD2, нагрузкиRd.

Данная схема представляет собой сочетание двух однополупериодных схем, работающих на общую нагрузку.

В первый полупериод синусоидального напряжения, когда на анод диодаVD1 подается положительное напряжение относительно катода, соединенного черезRdс нулевой точкой вентильной обмотки, ток протекает через диодVD1 в направлении показанном стрелкой. Через диодVD2 в это время ток не протекает, так как  к его аноду приложено отрицательное напряжение. Во втором полупериоде полярность меняется на противоположную. К диодуVD1 приложено обратное напряжение, к диодуVD2- прямое. Таким образом ток через нагрузку протекает в одном и том же направлении в течении обоих полупериодов. Из кривых видно, что напряжение и ток на нагрузке по прежнему сильно пульсируют (от минимального до максимального значений). Среднее значение выпрямленного напряжения (постоянная составляющая):

   (**)

Из (**) получим, что действующее значение напряженияU2 вентильной полуобмотки должно в 1,11 раза быть больше постоянной составляющей выпрямленного напряжения:

U2=1,11Ud.

Так как в двухполупериодной схеме выпрямление проходит в течении обоих полупериодов, то среднее значение выпрямленного тока оказывается в 2 раза больше, чем в однополупериодной схеме:

Id=2Iа=2Iмах/.

Так как двухполупериодная схема симметрична, то в обеих поповинах вентильной обмотки постоянные составляющие выпрямленных токов протекают в противоположных направлениях и, создавая встречные магнитные поля, не намагничивают сердечника трансформатора. Поэтому ток в сетевой обмотке трансформатора имеет синусоидальную форму. В полупериодной схеме кривая выпрямленного напряжения непрерывна и имеет период повторяемости, равный полупериоду частоты тока сети. Следовательно, частота первой гармоникиf1г=2fc. Коэффициент пульсации гармоникиn- ого порядка для многофазных схем выпрямления:

Кпn=2/[(n*m)2-1].

В двухполупериодной схеме с числом фазm=2 коэффициент пульсации первой гармоники (n=1) имеет следующее значение:

Кп1=2/[(1*2)2-1]=0,67.

Сравнивая двухполупериодную схему выпрямления с однополупериодной, можно сделать следующие выводы:

  1. в двухполупериодной схеме гораздо лучше используется трансформатор,
  2. среднее и максимальное значение тока диода уменьшается в 2 раза при одном и том же токе нагрузки,
  3. меньше коэффициент пульсации.

Однофазный двухполупериодный выпрямитель.

Одна из диагоналей моста присоединена к вентильной обмотке трансформатора, вторая диагональ- на нагрузкуRd.

Кривая напряжения вентильной обмотки трансформатора приведена на рисунке. В первый полупериод синусоидального напряжения, когда в точке1- положительный, а в точке 2- отрицательный потенциал, ток протекает через диодVD1, сопротивлениеRd и диодVD3. ДиодыVD2 иVD1 в этот момент тока не пропускают и находятся под обратным напряжением. Во второй полупериод, когда точка 1 вентильной обмотки находится под отрицательным потенциалом, а точка2 под положительным, ток протекает через диодVD2, сопротивление нагрузкиRd и диодVD4. ДиодыVD1 иVD3 в этот полупериод тока не пропускают. Таким образом, токи текущие через нагрузкуRd совпадают по направлению, так же как и в выпрямителе со средней точкой. Соотношения те же:

Ud=0,9U2 илиU2=1,11Ud.

Максимальное обратное напряжение на диодеUобр мах=U2=1,5Ud, то есть обратное напряжение в мостовой схеме в два раза меньше, чем в двухполупериодной с нулевой точкой.

Выпрямленный ток в данной схеме в отличие от двухполупериодного выпрямителя с общей точкой протекает в течении обеих периодов то в одном, то в другом направлении. Анодный ток диодаIа в два раза меньше среднего значения выпрямленного токаId, то естьId=2Iа, а действующее значение тока вентильной обмотки трансформатора по отношению к постоянной составляющей тока нагрузки определяется выражением:

I2=I2мах=1,11Id.

Недостатком мостовой схемы является наличие 4- х диодов. Но используются низковольтные диоды, то их выпрямители со средней точкой нужно использовать по два в плечо, так как в немUобр в 2 раза больше, чем в мостовой.

Трехфазный выпрямитель с нулевой точкой.

Для выпрямления трехфазного тока применяются мостовые и нулевые схемы. В нулевых схемах диод включают на фазное напряжение между фазой и нулем через приемник энергии, в мостовых схемах- на междуфазное напряжение.

Трехфазная схемы выпрямления с нулевой точкой состоит из трансформатора Т и трех диодов.

Сетевая обмотка трансформатора может быть соединена в звезду или треугольник, вентильная- только в звезду. Катоды диодовVD1-VD3 соединенные между собой, имеют положительный потенциал по отношению к нагрузкеRd, на нулевой точке трансформатора- отрицательный потенциал. В данной схеме в любой момент времени ток протекает через тот диод, к катоду которого приложен наиболее высокий положительный потенциал. В проводящем состоянии диода потенциал катода равен положительному потенциалу анода, т.к. сопротивление диода и падение напряжения на нем равно нулю, поэтому наличие на аноде какого- либо диода более высокого потенциала, чем у работающего (имеющего в данный момент так же положительный потенциал), приводит к запиранию его обратным (положительным) напряжением, поступающим на его катод от катода диода с более высоким положительным потенциалом на аноде.

Трехфазная мостовая схема выпрямления.

Трехфазная мостовая схема выпрямления состоит из шести диодов и нагрузкиRd. Диоды объединены в две группы: анодную- с объединенными анодамиVD1,VD3,VD5 и катодную- с объединенными катодамиVD2,VD4 иVD6.

В рассматриваемой схеме в каждый момент времени работают два диода: один из катодной группы и один из анодной.

В катодной группе ток проводит тот диод, на аноде которого положительный потенциал в данный момент времени является наибольшим. В анодной группе ток проводит тот диод, катод которого в данный момент времени обладает наибольшим отрицательным потенциалом.

Положительные полуволны синусоид выпрямляются диодами катодной группы, так как это направление напряжения является для них проводящим. Отрицательные полуволны выпрямляются вентилями анодной группы. Следовательно, к нагрузке прикладывается сумма выпрямленных напряжений катодной и анодной групп.

СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА.

Стабилизатором называют устройство автоматически обеспечивающее поддержание напряжения нагрузочного устройства с заданной степенью точности.

Напряжение на нагрузке может меняться не только при изменении нагрузочного тока, но из- за воздействия других дестабилизирующих факторов.

Среди них определяющими являются:

  1. колебания напряжения сети +5…-15%;
  2. изменение температуры окружающей среды;
  3. колебания частоты.

Современная электронная аппаратура может нормально функционировать при нестабильности питающего напряжения 0,1-3%, а для таких устройств, как УПТ, эта нестабильность должна быть еще ниже, не должна превышать 10-4%.

По способу стабилизации бывают параметрические и компенсационные стабилизаторы.

Основным параметром характеризующим работу стабилизатора является коэффициент стабилизации:

Параметрический стабилизатор.

С помощью такого стабилизатора можно получать стабильное напряжение от нескольких вольт до нескольких сотен вольт при токе от единиц миллиампер до единиц ампер.

Последовательно со стабилитроном для создания требуемого режима работы включают балластный резисторRб. Принцип работы параметрического стабилизатора показан на вольт- амперной характеристике балластного резистораRб.

Uвх1=Uст1+RбIст2.

При увеличении напряженияUвх1 наUвх, например, из- за повышения напряжения сети, вольт- амперная характеристика резистораRб переместится параллельно самой себе и займет положение2.

Из рисунка видно, что напряжениеUст2 мало отличается от напряженияUст1, то есть практически напряжение на стабилитроне и на нагрузочном резистореRн остается неизменным.

Для нормальной работы параметрического стабилизатора сопротивление резистора должно быть таким, чтобы его вольт- амперная характеристика пересекала ВАХ стабилитрона в точке А, соответствующей номинальному току стабилитронаIст ном, значение которого указанно в паспортных данных стабилитрона.

Коэффициент стабилизации параметрического стабилизатора напряжения на полупроводниковых стабилитронах может достигать от 30 до 50.

К основным достоинствам следует отнести простоту схемы и надежность работы.

К недостаткам- низкий КПД, не более 3% , большое внутреннее сопротивление стабилизатора (5…20 Ом), а так же узкий и нерегулируемый диапазон стабилизации.

В параметрических стабилизаторах тока нелинейный элемент включают последовательно с нагрузочным сопротивлением.

В параметрических стабилизаторах тока в качестве нелинейного элемента используют биполярные и полевые транзисторы.

Компенсационные стабилизаторы.

Эти стабилизаторы являются системами автоматического регулирования, в которых благодаря наличию отрицательной обратной связи обеспечивается постоянство напряжения и тока на нагрузочном устройстве с высокой степенью точности. Компенсационные стабилизаторы лишены недостатков, свойственных параметрическим стабилизаторам, что достигается усложнением их схемы.

Компенсационные стабилизаторы подразделяют на стабилизаторы непрерывного действия и импульсные.

Любой компенсационный стабилизатор состоит из блока сравнения (БС), в который входит источник опорного напряжения (параметрический стабилизатор) и резистивный делитель, усилителя постоянного тока (У) и регулирующего элемента (РЭ).

Здесь изображена схема компенсационного стабилизатора на дискретных пролупроводниковых приборах. В этом стабилизаторе в блок сравнения (БС) входит параметрический стабилизатор, состоящий из стабилитрона Д и резистораR5, и резистивный делительR1R2R3. Усилителем постоянного тока является усилитель на транзисторе Т2 и резистореRк. В качестве регулирующего элемента используется мощный транзистор Т1.

В рассматриваемом компенсационном стабилизаторе происходит непрерывное сравнение напряжения на нагрузочном резистореUн (или части его) с опорным напряжениемUоп.

При увеличении входного напряжения стабилизатора или уменьшении нагрузочного токаIн, напряжениеUн повышается, отклоняясь от номинального значения. Часть напряжения равнаяUн (- коэффициент деления резистивного делителя), являющаяся  сигналом обратной связи, сравнивается с опорным напряжениемUоп, т.к. опорное напряжение остается постоянным, то напряжение между базой и эмиттером транзистора Т2 из- за увеличения напряженияUн уменьшается. Следовательно, коллекторный ток транзистора Т2 снижается. Это приводит к уменьшению напряжения между базой и коллектором транзистора Т1, что равносильно увеличению его сопротивления. В следствии этого падение напряжения на транзисторе Т1 возрастает, благодаря чему напряжениеUн приобретает значение близкое к номинальному с определенной степенью точности. С помощью переменного резистораR2 осуществляется регулирование напряженияUн.

В современных стабилизаторах на интегральных микросхемах для повышения коэффициента стабилизации вместо усилителя на транзисторе Т2 применяют интегральный операционный усилитель. Это позволяет получить коэффициент стабилизации равный нескольким тысячам. В таком стабилизаторе помимо уменьшения медленных изменений выходных напряжений, снижаются и пульсации за счет уменьшения переменных составляющих выходного напряжения.

К достоинствам компенсационных стабилизаторов относят:

  1. высокий коэффициент стабилизации К>100;
  2. низкое внутреннее сопротивлениеRiст=10-3…10-4 Ом;
  3. практическая безинерционность;
  4. отсутствие собственных помех.

К недостаткам относятся:

  1. невысокий КПД, не превышающий 0,5…0,6 ;
  2. значительная масса из- за необходимости применения радиатора на регулирующем транзисторе при стабилизации больших токов.

В отечественной аппаратуре наиболее широкое распространение получил стабилизатор на микросхемах серий К142, К275, К181, которые оснащены схемами защиты от перегрузок и короткого замыкания.

Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения (ИСПН)

Получают все большее распространение из- за высокого КПД, достигающего 0,8…0,85, меньшие габариты и массу.

Так же, как и в компенсационном стабилизаторе, в нем применяется отрицательная обратная связь, ослабляющая изменение выходного напряжения или нагрузочного тока. Отличием  ИСПН от компенсационных стабилизаторов является работа регулирующего элемента РЭ- транзистора в режиме ключа, когда транзистор либо открыт, либо закрыт. Именно режим ключа позволяет получать очень высокий КПД.

Работа регулирующего транзистора в режиме ключа дает возможность получить с его выхода однополярные импульсы прямоугольной формы. Для последующего преобразования таких импульсов в постоянное напряжение служит сглаживающий фильтр Ф. Регулирующий элемент и сглаживающий фильтр охвачены отрицательной обратной связью, которую осуществляют блок сравнения БС и импульсный блок ИС. В блоке сравнения выходное напряжение сравнивается с эталонным (опорным) напряжением. Получающаяся при этом разность напряжений воздействует на импульсный блок, который вырабатывает управляющие импульсы разной длительности или частоты следования, удовлетворяющие работе регулирующего элемента.

Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения по способу управления регулирующего элемента подразделяются на стабилизаторы с частотно- импульсной модуляцией и широтно- импульсной модуляцией (ШИМ).

Рассмотрим работу ИСПН на примере релейного стабилизатора. В этом стабилизаторе в блоке сравнения функции сравнения эталонного (опорного) напряжения с выходным напряжением стабилизатора совмещены с функциями релейного устройства, те и другие функции выполняет стабилитрон Д1.

Релейное устройство через транзисторы Т3, Т2, принадлежащие импульсному блоку, управляет регулирующим элементом- транзистором Т1. В качестве сглаживающего фильтра чаще всего используются Г- образныеLC- фильтры.

Релейный стабилизатор работает таким образом. При подаче постоянного входного напряженияUвх регулирующий транзистор Т1 открывается. Благодаря наличию индуктивной катушкиLф, ток через которую не может изменяться скачком, напряжение на выходе стабилизатора будет постепенно увеличиваться,Uвых, где- коэффициент деления делителяR8R9R10. При некотором значении этого напряжения стабилитрон Д1 открывается, что приводит к отпиранию транзистора Т3 и запиранию транзистора Т2, так как транзистор Т3 закрывает его вход. В свою очередь, транзистор Т2 запирает регулирующий транзистор Т1. После этого, напряжение на выходе стабилизатора и в блоке сравнения начинает уменьшаться. При определенном значенииUвых стабилитрон Д1 закрывается, что приводит к запиранию транзистора Т3 и отпиранию транзисторов Т2 и Т1. Далее процесс повторяется.

Изменения выходного напряжения из- за воздействия дестабилизирующих факторов приводят к соответствующим изменениям длительности закрытого и открытого состояний регулирующего транзистора Т1, в результате, среднее значение выходного напряжения будет поддерживаться с определенной степенью точности.

Стабилитрон Д2- для шунтирования обратного выброса ЭДС.

Основным преимуществом всех релейных ИСПН является их высокое быстродействие, а существенным недостатком- относительно большая амплитуда пульсаций выходного напряжения. Эти пульсации невозможно свести к нулю, т.к. переключение релейных элементов возможно только при изменениях выходного напряжения.

Стабилизаторы с ШИМ.

Существует два типа стабилизаторов с ШИМ.

В первом из них, структурная схема состоит из генератора импульсов ГИ, длительность импульсов изменяется в зависимости от постоянного напряжения, подаваемого на ГИ с выхода блока сравнения БС.

В стабилизаторах второго типа генератором импульсов ГИ является генератор линейно изменяющегося напряжения ГЛИН, у которого пилообразные импульсыUг генерируются с постоянной частотой повторения.

НапряжениеU=Uоп-Uвых в блоке сравнения непрерывно сравнивается с линейно изменяющимся напряжениемUг(t). Таким образом, управляющие импульсыUу имеют разную длительность импульсов. Под воздействием управляющих импульсов регулирующий элемент РЭ в стабилизаторах с ШИМ переключается в зависимости от длительности импульсов, т.е. пауз изменения среднего значения напряжения на выходе фильтра, в результате чего обеспечивается постоянство выходного напряжения стабилизатора в заданных пределах.

МОДУЛЯЦИЯ.

Амплитудная модуляция.

Модуляцией колебаний называется медленное по сравнению с периодом колебаний изменение амплитуды, фазы или частоты колебаний по определенному закону.

Такое изменение осуществляется для того, чтобы с помощью несущего колебания передавать информацию. Несущие колебания характеризуются амплитудой, частотой или фазой. Соответственно различают три основных вида модуляции: амплитудную, частотную и фазовую.

При амплитудной модуляции косинусоидальным сигналом модулированное колебаниеe(t) имеет вид:

e(t)=Emo(1+mCOSt)COSot,             (***)

гдеEmo- амплитуда несущего колебания.

Максимальное и минимальное значение амплитуды:

Em max=Emo(1+m),

Em min=Emo(1-m).

Коэффициент амплитудной модуляции есть отношение разности между максимальной и минимальной амплитудой к их сумме:

m=( Em max- Em min)/( Em max+ Em min).

Из выражения (***) видно, что для осуществления амплитудной модуляции необходимо перемножение несущего и модулирующего колебаний.

Это можно сделать как с помощью линейных, так  и не линейных преобразований.

В этой схеме модуляция осуществляется подачей модулирующего колебания на базу.

Модуляция может осуществляться путем подачи модулирующего колебания на коллектор или эмиттер транзистора, но эти способы требуют больше мощности от источника модулирующего сигнала.

Импульсные способы передачи информации.

Современная автоматика широко использует напряжения и токи имеющие импульсный характер:

  1. многие производственные процессы имеют импульсный характер: пуск и остановка агрегатов, изменение скорости и торможение, сброс нагрузки, срабатывание защиты и т.д.
  2. большинство технологических процессов разбивается на ряд операций (тактов), и их чередование так же обуславливает импульсный характер работы устройств.
  3. передача информации в вид импульсов, разделенных паузами, позволяет уменьшать мощность, потребляемую от источника питания, при сохранении достаточной мощности импульса. Это особенно важно при использовании источников питания ограниченной мощности (батареи, аккумуляторы), например, на подвижных объектах.
  4. передача информации в виде импульсов позволяет значительно разгрузить каналы связи. Так, например, информацию о температуре сталеплавильной печи нет необходимости передавать непрерывно, т.к. температура меняется сравнительно медленно.
  5. передача информации в импульсной форме позволяет значительно повысить помехоустойчивость, точность и надежность электронных устройств. При подаче непрерывных сигналов точность снижается из- за существования дрейфа нуля усилителей.

Существует много способов передачи непрерывного сигнала импульсными методами.

При осуществлении амплитудно- импульсной модуляции (АИМ) амплитуда импульсов пропорциональна входному сигналу. При таком способе передачи информации вредное влияние дрейфа нуля усилителей сохраняется.

При использовании широтно- импульсной модуляции (ШИМ) амплитуда и частота повторения импульсов постоянны, но ширина импульсаtи пропорциональна текущему значению входного сигнала.

При частотно- импульсной модуляции (ЧИМ) входной сигнал определяет частоту следования импульсов, которые имеют постоянную длительность и амплитуду.

При ШИМ и ЧИМ дрейф нуля усилителей не влияет на точность передачи входного сигнала, которая в данном случае зависит только от точности фиксации временного положения импульсов.

Наибольшую точность и помехоустойчивость обеспечивают число- импульсные методы: информация передается в виде числа, которому соответствует определенный набор импульсов (код), при этом существенно только наличие или отсутствие импульса.

Импульсы прямоугольной формы наиболее часто применяются в электронной технике.

Вообще, импульс- это кратковременное отклонение напряжения или тока от некоторого исходного уровня, называемогооснованием импульса.

Исходный уровень основания может иметь разные значения- нулевое, положительное или отрицательное. Длительность паузы (время между смежными импульсами) должно быть достаточным для возврата электрической цепи, находящейся под импульсным воздействием, в исходное состояние, при котором цепь находилась непосредственно перед началом очередного импульсного воздействия.

Импульс имеет следующие характерные параметры:

  1. форма,
  2. амплитудаUмах илиIмах,
  3. полярность,
  4. полная Ти и активная Тиа длительности импульсов,
  5. длительность фронтаtф и срезаtс,
  6. период следования Т или частота повторенияf.

Дополнительными параметрами являются:

крутизна фронта или среза,

скважность импульса.

Активная длительность импульса Тиа соответствует интервалу времени на уровне половины амплитуды сигнала.

Крутизна фронта представляет собой отношениеSф=Uмах/tф, а крутизна срезаSс=Uмах/tс.

Скважность импульса представляет собой отношение периода Т к длительности импульсаtи, т.о. всегда больше 1.

Частота повторения импульсов является величиной, обратной периодуf=1/Т.

По форме импульсы бывают прямоугольными, треугольными, трапецеидальными, зкспоненциальными и т.д. В автоматике наибольшее распространение получили прямоугольные импульсы. Прямоугольный импульс определяют как импульс с бесконечно большой крутизной, состоящий из двух перепадов: положительного и отрицательного.

По полярности различают импульсы положительные, отрицательные и двухсторонние. В ряде случаев полярность импульсов условна, что зависит от уровня их основания.

Формирователи импульсов.

Формирование импульсов основано на изменении одного или нескольких параметров импульсов, поступающих на вход устройства формирования от какого- либо источника.

Формирователь может быть пассивным или активным четырехполюсником.

Различают линейные и нелинейные схемы. В первом случае используются только линейные элементы электрических цепей:R,L и С. Во втором случае- нелинейные элементы- диоды, транзисторы, микросхемы.

Дифференцирующие цепи.

Являются простейшими формирователями импульсов.

Дифференцирующие цепи это такие цепи, у которых постоянная времени (=RC) значительно меньше длительности входных импульсов, а выходное напряжение снимается с активного сопротивления.

Рассмотрим процесс воздействия прямоугольного входного импульса наRC- дифференцирующую цепь.

При подачеUвх, черезRC- цепь протекает ток зарядаiз и напряжение на конденсатореUс возрастает по экспоненциальной кривой:,

Разряд конденсатора происходит согласно уравнению:.

Ток в цепиRC изменяется скачкообразно до максимума в моменты образования перепадов напряжения на входе и затем спадает по экспоненте, стремясь к нулю. Направление тока зависит от характера процесса. Кривая напряжения на резисторе будет иметь ту же форму, что и кривая тока в цепи. При этом, если потенциал нижнего вывода с резистораR фиксирован на нулевом уровне, как в нашем случае, то потенциал выходного зажима будет отклоняться от этого уровня в положительном направлении в момент заряда и в отрицательном в момент разряда конденсатора.

Ток конденсатора дифференцирующей цепи связан с напряжением на нем выражением: .

Напряжение на резистореR (оно же и выходное):.

Дифференцирующие цепи находят широкое применение в импульсных схемах для формирования коротких сигналов экспоненциальной формы, которыми осуществляется управление электронными переключающими устройствами.

Интегрирующие цепи.

Интегрирующей называется такая цепь, у которой постоянная времени (=RC) во много раз больше длительности входных импульсов, а выходное напряжение образуется на конденсаторе.

Для схемы, приведенной на рисунке, выходное напряжение образуется на конденсаторе:

.

Согласно закону Ома, для участка последовательной цепи, ток:

iC=iR=UR/R,

следовательно,

При условии>>Ти напряжениеUс за время действия входного импульса возрастает незначительно, поэтому им можно пренебречь и считатьUвхUR в интервале отt1 доt2, в этом случае формулу можно записать:

,

то есть в интервале соответствующего промежутка времени выходное напряжение пропорционально интегралу от входного напряжения, что и определило название цепи. Как видно из рисунка, амплитуда выходного напряженияUвых пропорциональна длительности прямоугольного импульса, поступающего на вход интегрирующей цепи.

Большим недостатком этой схемы является то, что по окончании входного импульса требуется довольно большое время Т=(35)>>Тн для возврата интегрирующей цепи в исходное состояние.

При импульсах, разделенных паузами небольшой продолжительности необходим быстрый возврат интегрирующей цепи в исходное состояние.

Для выполнения этого требования применяют шунтирование резистораR диодомVD.

Интегрирующие цепи применяются главным образом для подавления коротких импульсных помех значительной амплитуды, кроме того, эти цепи, обладая способностью переводить разницу длительностей входных импульсов, могут быть использованы для селекции импульсов по длительности.

Дифференциальные трансформаторы.

Те же функции, что и дифференцирующие цепи, может выполнять дифференцирующий трансформатор, при этом он изменяет соотношение между амплитудами входных и выходных напряжений, а так же полярность выходных импульсов.

Процессы, происходящие в дифференцирующем трансформаторе значительно сложнее процессов, происходящих в дифференцирующихRC- цепях, поэтому рассмотрим только качественную сторону явлений.

Перепад напряжений, поступающих на входной зажим, вызывает в трансформаторе возникновение неустановившегося режима, характер и длительность которого зависит от ряда факторов: индуктивности намагничивания трансформатора, индуктивности рассеяния, емкости между обмотками, а так же параметров обмотки.

Диодные ограничители.

Ограничителями называют устройства, пропускающие на выход часть входного напряжения, расположенную выше или ниже так называемого уровня ограничения.

Под уровнем ограничения понимается определенное значение напряжения (положительное, отрицательное или нулевое), по отношению к которому ограничитель обладает способностью пропускать импульсы соответствующего знака и амплитуды.

Различают ограничение двухстороннее, снизу и сверху.

Простейшими ограничителями являются диодные ограничители последовательного и параллельного типа.

Последовательный ограничитель снизу (см.рис.а) пропускает на выход ту часть входного напряжения, которая способна создать прямой ток в диодеVD (положительный импульс), а параллельный (см.рис.б)- ту часть, при которой диодVD запирается обратным напряжением.

Указанные схемы обеспечивают ограничение напряжения снизу на нулевом уровне, пропуская на выход только импульсы положительной полярности. При импульсах отрицательной полярности на входе выходное напряжениеUвых на выходных зажимах отсутствует, так как в первом случае к диоду приложено обратное напряжение, диод заперт и ток через резистор нагрузкиRнагр не протекает. Во втором случае диодVD шунтирует резисторRнагр. В обоих случаях не происходит идеального ограничения и при входных отрицательных импульсах на выходе образуются небольшие отрицательные импульсы, что объясняется следующим.

В последовательном ограничителе наличие отрицательного напряжения на входе сопровождается прохождением обратного тока диода иRнагр, что вызывает некоторое снижение напряжения на  величинуIобрRнагр на выходе.Эффект ограничения увеличивается с уменьшением обратного тока диода и уменьшениемRнагр.

Однако чрезмерное уменьшение сопротивления недопустимо, так как это увеличивает нагрузку источникаUвх и понижает амплитуду выходного сигнала при положительном импульсе на входе.

В параллельном ограничителе остаточное напряжение на выходе при отрицательном напряженииUвх будет равно прямому падению напряжения в диодеUпр и практически не зависит от сопротивления нагрузки. При положительном импульсе на входе часть положительного входного напряжения теряется в резистореRогр, предназначенного для защиты диода и источника входного напряжения от чрезмерного тока при отрицательном импульсе на входе.

Во избежание понижения амплитуды выходного напряжения необходимо выполнение условияRнагр>>Rогр.

Последовательные ограничители применяют при низкоомных нагрузках, а параллельные- при высокоомных.

При необходимости ограничения на уровне, равном нулю, в схему диодного ограничителя вводят источник смещающего напряжения.

Схема обеспечивает ограничение на уровне +Е снизу. Источник смещающего напряжения включен встречно по отношению к направлению проводимости диодаVD, поэтому на выход проходит только та часть входного напряжения, которая способна создать прямой ток в диоде выше уровня напряжения смещения. Когда диод заперт отрицательным входным напряжением- выходное напряжение равно нулю.

Ключевой режим транзистора.

Отличительной особенностью импульсных схем является широкое применение электронных ключей. Через идеальный разомкнутый ключ не протекает ток. Напряжение на идеальном замкнутом ключе равно нулю.

Наиболее широкое применение в качестве электронных ключевых элементов находят транзисторные каскады, в первую очередь каскад с ОЭ. Рассмотрим работу такого каскада в ключевом режиме. При рассмотрении воспользуемся графическим методом расчета транзисторных цепей.

Рисунок 1. Транзисторный ключ: а- простейшая схема, б- траектория рабочей точки.

На рисунке (б) приведена выходная характеристика транзистора, на которой нанесена нагрузочная линия, пересекающая оси координат в точках:Uк=Ек, приiк=0 иUк=0, приiк=Ек/Rк.

В ключевом режиме транзистор может находится в двух основных состояниях:

1. Состояние (режим) отсечки ("ключ разомкнут"). При этом через транзистор протекает минимальный ток. Это состояние соответствует точке А на выходной характеристике (рис.1,б),iк=Iкбо0, напряжение на транзистореUкЕк.

Рисунок 2. Схемы замещения транзистора в режимах отсечки (а) и насыщения (б).

Транзистор в режиме отсечки может быть представлен следующей схемой замещения (рис.2,а), содержащей только один источник токаIкбо, включенный между базой и коллектором.

Для того, чтобы транзисторный ключ находился в разомкнутом состоянии, необходимо выполнить условие отсечки: сменить в обратном направлении эмиттерный переход транзистора или дляn-p-n транзистора выполнить условие:

Uб<0.                                             (1)

Мощность, теряемая в режиме отсечки на транзисторном ключе Рк=iкUк мала, так как мал ток.

2. Состояние (режим) насыщения ("ключ замкнут"). Минимальное напряжение на транзистореUк=UКЭ,Н0 соответствует точке В на выходной характеристике (рисю1,б). Ток через транзистор ограничен резисторомR и определяется:

Iк,н=(Ек-UКЭ,Н)/RкЕк/Rк              (2).

В режиме насыщения оба перехода транзистора смещены в прямом направлении, поэтому напряжения между электродами транзистора малы. Транзистор в режиме насыщения представлен схемой замещения (см.рис. 2, б), которая соответствует короткому замыканию между всеми электродами транзистора (говорят, что "транзистор стянут в точку").

Режим насыщения достигается уже при

iБ=IБ,Н=IК,Н/h21Э.

Дальнейшее увеличение тока базыiБ>IБ,Н не изменяет тока в коллекторной цепи. Таким образом, условие насыщения транзистора записывается в виде:

iБ>>IБ,Н=IК,Н/h21Э                             (3)

гдеIК,НЕк/Rн.

Для надежного насыщения транзистора необходимо, чтобы условие (3) выполнялось приh21Э=h21Эmin. ВеличинаSн=iБ/IБ,Н>>1 называется коэффициентом насыщения транзистора.

Как и в режиме отсечки, в режиме насыщения мощность, теряемая на транзисторном ключе Рк=iкUк мала, так как мало напряжение. НапряжениеUКЭ,Н приводится в справочниках, для создания электронных ключей следует выбирать транзисторы с малымUКЭ,Н<<Ек.

При работе транзисторного ключа переключение из открытого состояния в разомкнутое и обратно происходит скачком, потери мощности при этом, как правило, незначительны. Таким образом, работа транзистора в ключевом режиме характеризуется малыми потерями мощности и высоким КПД, что является важным преимуществом по сравнению с полупроводниковыми устройствами.

ТРИГГЕРЫ.

Триггером называют электронное переключающее устройство, применяемое в автоматике, телемеханике, вычислительной технике для выполнения различных операций, хранения различной информации, отсчета импульсов и т.д.

Триггер обладает двумя устойчивыми состояниями равновесия, которые сохраняются сколь угодно долго до воздействия управляющего импульсного сигнала достаточной амплитуды и длительности. Процесс перехода триггера из одного устойчивого состояния в другое называется переключением, которое сопровождается изменением потенциалов на выходных зажимах триггера.

Рассмотрим принцип действия симметричного триггера по схеме, приведенной на рисунке.

Триггер состоит из двух усилительных каскадов, собранных по схеме с ОЭ, у которых коллекторы соединены с базами через резисторыRc1 иRc2. Коллекторы усилителей одновременно являются выходами триггера. Выходы непосредственно связаны со входами (базами). Триггер с одинаковыми параметрами называется симметричным. Рассмотрим процесс образования устойчивого состояния триггера.

При подаче напряжения Ек оба транзистора частично откроются, т.к. на базах Б1 и Б2 через резисторыRК2RС1 иRК1RС2 подаются одновременно отрицательные потенциалы. Пусть коллекторный ток транзистораVT1 получит хотя бы небольшое приращение по сравнению с коллекторным током транзистораVT2 (это может быть из- за несимметрии схемы ввиду неодинаковости параметров ее элементов). Когда увеличится падение напряжения наRК1 и соответственно повысится потенциал коллектораVT1 (точка К1), которое через резистор связиRС2 передается на базу Б2 транзистораVT2 и он начинает закрываться. Это вызывает уменьшение коллекторного тока и падение потенциала коллектора К2 транзистораVT2, что соответственно передается через резистор связиRС1 на базу Б1 транзистораVT1 и приведет к увеличению тока базы транзистораVT1 и дополнительному росту его коллекторного тока. Развивающийся лавинообразный процесс открытия транзистораVT1 и закрытия транзистораVT2 заканчивается выводом транзистораVT1 в режим насыщения (полного открытия). При полном открытии транзистораVT1, пренебрегая падением напряжения в нем, которое составляет 0,2-0,3 вольта, можно считать, что коллектор К1 находится под нулевым потенциалом (+Ек). Следовательно, на концах цепи: эмиттерный переход транзистораVT2- резисторRС2- коллектор К1 транзистораVT1, будет практически отсутствовать разность потенциалов, исчезнет ток в цепи базы транзистораVT2, и он окончательно закроется.

Для переключения триггера в состояние, противоположное, показанному, надо либо закрыть транзисторVT1, подав положительный импульс в цепь его базы, либо открыть транзисторVT2 отрицательным импульсом, поданным на вход второго транзистора.Длительность и амплитуду управляемого импульса выбирают такими, чтобы они были достаточными для перевода системы через положение неустойчивого равновесия в противоположное состояние, после чего процесс завершится самостоятельно.

Управление триггерами.

Управление триггерами осуществляется короткими управляющими импульсами в промежутках между которыми источник сигналов не должен оказывать активного воздействия на триггерную схему, т.е. не должен изменять естественных потенциалов баз транзисторов. Если на базы транзисторов подавать вместо коротких- длинные управляющие импульсы, то триггер может потерять способность сохранять одно из состояний устойчивого равновесия, в следствии чего управляющие сигналы нельзя подавать непосредственно с выходов других триггерных ячеек или импульсных усилителей. Поэтому часто на входы триггеров ставят так называемые формирователи коротких импульсов, в качестве которых используют дифференцирующие цепи или дифференциальные трансформаторы в сочетании с ограничителями сигналов.

В зависимости от назначения выполняемых операций в каком- либо электрическом устройстве применяют различные способы переключения (запуска) триггеров- раздельно по индивидуальным входам и по общему (счетному) входу.

Рисунок. Пример триггера со счетным входом.

К внутренним входам 1 и 2 присоединены дифференцирующиеRC- цепи с диодными ограничителямиVD. ВнешниеS иR соединены между собой и представляют собой общий счетный вход. В исходном состоянии транзисторVT2- открыт,VT1- закрыт. Рассмотрим процесс переключения триггера в противоположное состояние. При подаче прямоугольного управляющего импульсы от генератора сигналов, на фронте этого импульса происходит заряд конденсаторовC1 и С2 дифференцирующих цепей обоих входов. В точках А и В на резисторахR1 иR2 образуются положительные потенциалы.Однако с резисторов через диоды поступают положительные потенциалы на базы не обоих транзисторов, а только на базу одного из них- открытого транзистора. Это объясняется следующим: для правильного изменения состояния триггера положительный управляющий импульс выбирают такой величины, чтобы он всегда был меньше положительного потенциала коллектора открытого транзистора. Поэтому в изображенном на рисунке состоянии триггера потенциал точки К2 открытого транзистораVT2 выше потенциала точки А и тока из точки А в К2 не может быть. Следовательно, не может образоваться и падение напряжения и на резистореRC1, положительный потенциал с которого подавался бы на запирание закрытого транзистораVT1. Иначе обстоит дело с дифференцирующей цепьюR2C2. Между точкой Б, имеющей положительный потенциал, и точкой К1 коллектора закрытого транзистораVT1 с отрицательным потенциалом существует разность потенциалов, под действием которого пройдет ток через резисторRC2. На этом резисторе образуется падение напряжения, положительный потенциал с которого поступает на базу Б2 транзистораVT2 и закрывает его. На коллекторе транзистораVT2 в точке К2 появится отрицательный потенциал, который поступит на базу Б1 транзистораVT1, в результате чего он откроется. После изменения состояния триггера не поступит в точку Б1 положительного потенциала от дифференцирующей цепиR1C1, так как к этому времени закончится зарядка конденсатора С1, прекратится ток через резисторR1 и падения напряжения на нем не будет. Коллекторный ток транзистораVT1 образует падение напряжения на резистореRК1, в точке К1 будет положительный потенциал, который закроет транзисторVT2. Так закончится процесс переключения триггера.

На срезе управляющего импульса происходит разряд конденсаторов С1 и С2 через генератор управляющих сигналов (подготовка к приему очередного управляющего импульса)в направлении противоположном процессу заряда.

При поступлении на общий вход следующего положительного импульса, аналогично рассмотренному, закроется транзисторVT1 и откроетсяVT2. Временные диаграммы показывают временные соотношения входных и выходных импульсов.Переключение триггера из одного состояния в другое происходит на фронте положительного прямоугольного импульса, а на срезе этого импульса осуществляется подготовка схемы к приему очередного управляющего импульса. Отрицательный входной импульс не вызывает переключение триггера, и он остается в таком положение, в которое перевел его предыдущий положительный управляющий импульс, до поступления следующего положительного управляющего импульса.

Таким образом, одному периоду выходного импульсыtвых соответствуют два периода входного импульсаtвх, поэтому триггер, управляемый по общему входу, выполняет роль делителя частоты.

Условные графические обозначения.

В настоящее время имеется большое разнообразие триггеров по схемным исполнениям: триггеры на биполярных и полевых транзисторах, симметричные и не симметричные триггеры, с раздельным и счетным входом и т.д.

Условное графическое обозначение триггера, применяемое в структурных схемах, представляет собой прямоугольник, у которого слева показаны входы, а справа- выходы. Входы:S иR - являются информационными. Обозначение входов происходит от английских словset- устанавливать иreset- восстанавливать. Триггер с такими входами получил наименованиеRS- триггера.

Полярность сигналов на входах и выходах, а так же состояние триггера, принято обозначать в двоичной логике. Двоичная логика имеет дело с переменными, которые могут иметь два логических состояния- состояние "логическая1" и состояние "логический 0". В двоичной логике не требуется знание абсолютного значения величины, поэтому физическая величина идентифицируется (обозначается) просто как более положительная- Н, и менее положительная (отрицательная)-L. Эти два значения называются логическими уровнями. Соответственно, между данными понятиями устанавливаются следующие соотношения.

Соглашение положительной логики. Более положительное значение физической величины (логический уровень Н) соответствует состоянию "логическая 1", менее положительное (отрицательное) значение физической величины (логический уровеньL) соответствует состоянию "логический 0".

Соглашение отрицательной логики. Менее положительное (отрицательное) значение физической величины (логический уровеньL) соответствует состоянию "логическая 1", более положительное значение физической величины (логический уровень Н) соответствует состоянию "логический 0".

Здесь и далее сигналы на входах и выходах триггеров и других электронных устройств приняты в основном по соглашению отрицательной логики: сигнал положительной полярности-  "логический 0", сигнал отрицательной полярности- "логическая 1".

Триггер имеет два выхода с противоположной полярностью сигналов. Один из выходов является основным и обозначаетсяQ, другой- инверсным и обозначается .

О состоянии триггера судят по состоянию основного выхода. ЕслиQ=1, то триггер находится в состоянии единицы.

Информационные входы бывают прямыми и инверсными. Входы, с помощью которых выполняется установка триггеров в состояние 1 и 0 при поступлении сигнала 1, называются прямыми соответственноS иR входами. Входы, по которым устанавливают триггер в состояние 1и 0 с помощью сигнала 0, называются инверсными соответственно и входами.Инверсныевходыи статические инверсные входы обозначаются светлыми кружками на сторонах прямоугольника с соответствующими буквенными обозначениями. Верхние выходыQ являются основными, нижние выходы- инверсные  . Динамические прямой и инверсныйS иR входы обозначают треугольниками на сторонах прямоугольников: прямой вход- вершиной к условному обозначению, инверсный- вершиной от условного обозначения.

Триггер со счетным входом именуют Т- триггером и обозначают, как показано.

Термин "счетный" означает, что совокупность таких триггеров применяется для счета импульсов.

МУЛЬТИВИБРАТОР.

Запуск мультивибратора.

Мультивибратор (GN) представляет собой генератор импульсов, выходное напряжение которого является периодической функцией времени и характеризуется скачкообразными перепадами напряжения. Мультивибраторы применяют в качестве генераторов импульсов заданной периодичности в передающих и приемных узлах телемеханических устройств, в блоках программного автоматического управления и т.п.

Как и триггер, мультивибратор состоит из двух усилительных каскадов на транзисторахVT1 иVT2 с нагрузками в коллекторных цепяхRК1 иRК2. Отличие мультивибратора от триггера состоит в том, что его коллекторно- базовые связи выполняют емкостями С1 и С2 вместо резисторов, а базы транзисторов присоединены через резисторыRБ1 иRБ2 к отрицательному полюсу источника коллекторного питания - Ек.

При одинаковых параметрах каскадов, когдаRК1=RК2 иRБ1 =RБ2 и С1 = С2, мультивибратор называют симметричным. При подаче на схему напряжения питания оба транзистора одновременно открываются, т.к. на их базы поступает отрицательное напряжение смещения. Однако при этом токи в эмиттерно- базовых и коллекторных цепях и зарядные токи конденсаторов С1 и С2 не будут одинаковыми (IБ1IБ2 ,IК1IК2,IЭ1IЭ2), так как элементы схемы изготовленные в пределах действующих допусков, нарушают абсолютную симметрию мультивибратора. Поэтому, у одного из двух транзисторов токи в цепях будут нарастать быстрее, у другого- медленнее. Допустим, что приращение коллекторного тока транзистораVT1 больше приращения коллекторного тока транзистораVT2 наiК1. В следствии этого потенциал коллектора транзистораVT2 изменится (точка К2) на величинуiК1RК1. В момент открывания транзисторов конденсаторы С1 и С2 (до этого разряженные) не могут мгновенно зарядится, поэтому под положительными потенциалами коллекторов будут находится обкладки конденсаторов С1 и С2 как соединенные с коллекторами, так и соединенные с базами транзисторовVT1 иVT2, вызывая запирание этих транзисторов. Положительный потенциал коллектораVT1 выше положительного потенциала коллектора транзистораVT2 на величинуiК1RК1, поэтому запирающее действие коллекторного напряжения транзистораVT1 на транзисторVT2 будет сильнее, чем коллекторного напряженияVT2 на транзисторVT1. Это вызывает уменьшение базового и коллекторного тока транзистораVT2 и соответственно понижение потенциала в коллекторе (точка К2), в следствии чего больше возрастет разница коллекторных напряжений в пользу транзистораVT1. При этом условии потенциал базы транзистораVT1 по отношению к заземленному эмиттеру понижается и транзисторVT1 открывается еще больше. Потенциал базы транзистораVT2 по отношению к эмиттеру повышается, что ведет к еще большему закрытию транзистораVT2. Процесс разряда конденсатора С2 и заряда С1 происходит лавинообразно и заканчивается выводом транзистораVT1 в режим насыщения при закрытом транзистореVT2 и при полностью заряженном конденсаторе С1 и разряженном С2. Однако, в отличие от триггерной схемы это состояние мультивибратора является неустойчивым, т.к. конденсатор С2 разрядится через резисторRБ2, источник напряжения питания Ек и транзисторVT1, то при отсутствии разрядного тока не будет падения напряжения на резистореRБ2 и не будет посылаться положительного потенциала, запирающего базу Б2 транзистораVT2. На базу транзистораVT2 поступает отрицательное напряжение от -Ек. ТранзисторVT2 откроется и его положительный потенциал на коллекторе (точка К2) вызовет разряд конденсатора С1 через резистор, источник напряжения питания Ек и транзисторVT2. Положительный потенциал с резистораRБ1 закроет транзисторVT1. В последующем будет происходить периодическая смена состояний транзисторов и конденсаторов с образованием на выходе 1 и 2 импульсов противоположной полярности: положительный импульс на выходе открытого транзистора, отрицательный- на выходе закрытого транзистора.

Процессы при установившихся колебаниях мультивибратора.

Пусть в некоторый момент времениt1 открыт транзисторVT1, а до этого был открытVT2 и конденсаторC2 заряжен до +Ек. Цепь заряда конденсатора С2: (+Ек)-(переход эмиттер- базаVT2)-(C2)-(RК1)-(-Ек). Так как падение напряжения на транзисторе в режиме насыщения незначительно (около 0,3 В), то при полностью открытом транзистореVT1 напряжение на его коллекторе К1 можно принимать равным нулю (UК10); перепад напряжения на коллектореVT1 от (-Ек) до 0 (+Ек) для моментаt, показанном на рисунке (д). Так как транзисторVT1 открылся, то на левой обкладке конденсатора С2 зафиксируется положительный потенциал, который вызовет разряд конденсатора С2 током по цепи: (+Ек)-VT1-С2-RБ2-(-Ек). К резисторуRБ2 будет приложена сумма двух напряжений- напряжение источника питания и напряжение  конденсатора С2. На базе транзистораVT2 (рис.в) образуется скачок напряженияUБ2 от 0 до +Ек, как результат падения напряжения на резистореRБ2при прохождении токаiр. В течении времениt1-t3 разряда конденсатора С2 на базу Б2 транзистораVT2 подается положительный потенциал, в следствии чего потенциал базы Б2 выше потенциала эмиттера, транзисторVT2- закрытый и ток в цепи его базыiб2 (рис.г) равен нулю. В это же время происходит заряд конденсатора С1 токомiз через открытый транзисторVT1 по цепи: (+Ек)-(эмиттерно- базовый переход транзистораVT1)-С1-RК2- (-Eк). На выходе 2 образуется импульс отрицательной полярностиUК2 (рис.д). В интервале времениt1-t3 напряжение на выходе 2 сначала (до полного заряда конденсатора С1) изменяется по экспоненте, а затем становится равным (-Ек). Таким образом в интервале времениt1-t3 на коллекторе открытого транзистораVT1 (выход1) образуется положительный прямоугольный импульс (рис.з), а на коллекторе закрытого транзистораVT2 (выход2) образуется отрицательный импульс, который приблизительно можно принять так же прямоугольным. Ток в цепи базы открытого транзистораVT1 состоит из слагаемых: постоянного в течении рассматриваемого полупериода (t1-t3) токаIбо=Ек/Rб и изменяющегося по экспоненциальному закону зарядного токаiз конденсатора С1. ТокIбо протекает по цепи: (+Ек)-(переход эмиттер- базаVT1)-RБ1- (-Ек).

В результате разряда конденсатора С2 потенциал базы транзистораVT2 в момент времениt3 станет равным нулю (рис.в). Этого достаточно, чтобы открылся транзисторVT2 и ток в цепи его базы изменился скачком от 0 доIб мах (рис.г). Это объясняется тем, что конденсатор С2 разряжен полностью, и величина зарядного токаiз ограничена только резисторомRК1. Ток в цепи базыVT2, так же, как в цепи базыVT1, имеет две составляющиеIбо иiз в интервале времениt3-t4, а затем отt4 доt5 толькоIбо (рис.г). Положительный (нулевой) потенциал на коллекторе открытого транзистораVT2 вызывает разряд конденсатораC1 и скачок напряженияUБ1 от 0 до +Ек на Б1 транзистораVT1 (t3 на рис.е). В результате чего ток базыiб1 (t3-t5) становится равным нулю (рис.ж). Все процессы для второго полупериода аналогичны процессам первого полупериода. Разрядные и зарядные токи, токи базы и коллектора показаны на схеме, следует только отметить, что в интервале времениt3-t5 изменилась полярность сигналов на выходах: положительный на выходе 2 (0), и отрицательный на выходе 1.

Торможение мультивибратора может быть осуществлено подачей положительного напряжения смещения в цепь базы одного из транзисторов или размыканием одной из эмиттерной цепи.

ОДНОВИБРАТОР.

Одновибратор  представляет собой генератор, возбуждающийся короткими входными импульсами, при каждо запуске одновибратора генерируется одиночный выходной импульс заданной длительности. Одновибратор состоит из двух инвертеров с перекрестными коллекторно- базовыми связями, из которых одна является резисторной, а вторая- емкостной, при соответственно положительном и отрицательном смещении в базовых цепях транзисторов.

Благодаря этому в одновибраторе сочетаются свойства триггера и мультивибратора. Иногда одновибратор называют заторможенным мультивибратором. Одновибратор может принимать два устойчивых состояния равновесия, однако, одно из них- длительно устойчиво, а другое- временно устойчиво.

При подаче напряжения на одновибратор немедленно открывается транзисторVT1 и закрывается транзисторVT2. Такое состояние одновибратора, являющееся длительно устойчивым, объясняется следующим. ТранзисторVT1 открывается раньше транзистораVT2 потому, что его база связана с (-Ек) через резисторRб,RК2 и конденсатор С. В цепи базыVT1 протекает два тока:Iбо1 (+Ек,VT1,Rб,-Ек) иiз (+Ек,VT1, С,RК2,-Ек). Зарядный ток конденсатораiз формирует открытие транзистораVT1, так как в момент подачи напряжения он разряжен и сопротивление его близко к нулю, токiз ограничивается только резисторомRк2<<Rб. ТранзисторVT2 остается в закрытом состоянии под действием положительного напряжения смещения и напряжения на коллекторе К1 транзистораVT1, подаваемого на базу Б2 транзистораVT2 через резистор связиRc. Токiз прекращается при истечении времени, остальные токи, показанные на рисунке а, остаются постоянными до очередного пуска одновибратора. Пуск одновибратора осуществляется коротким импульсом с нулевым основанием при положительной полярности входного управляющего импульса, его нужно подавать на базу открытого транзистора, а при отрицательной полярности- на базу закрытого транзистора.

Управление одновибратором в большинстве случаев осуществляется сигналами положительной полярности. Подаем в момент времениt1 на вход транзистораVT1 импульс токаiвх1 положительной полярности (рис.в). В соответствии с принципом действия триггера, транзисторVT1запрется, а транзисторVT2 откроется, т.к. на его базу через резисторыRc иRК1 (рис.б) подается отрицательное напряжение смещениеUо (рис.д) от (-Ек). Под действием коллекторного напряжения открытого транзистораVT2 происходит разряд конденсатора С по цепи (рис.б): (+Ек)-VT2-С-Rб-(-Ек). На базу Б1 транзистораVT1 подается напряжениеUб1, изменяющееся от (+Ек) до 0 в интервале отt1 доt2 (рис.г), в течении которого транзисторVT1  будет удерживаться в закрытом состоянии (временно устойчивое состояние), и на его выходе (рис.е) будет прямоугольный импульс отрицательной полярности:

Uкз=-ЕкRс/(Rc+Rк1)

(по аналогии с триггером). По окончании разряда конденсатора (моментt2, рис.г) в соответствии с принципом работы мультивибратора откроется транзисторVT1, а транзисторVT2 закроется, т.е. одновибратор переключится снова, в длительное устойчивое состояние. На входе закрытого транзистораVT2 будет отрицательный импульс (рис.ж), характерный для мультивибратора с экспоненциальным срезом, длительность которого составляет 3СRк и амплитудой (-Uк), близкой к (-Ек).

Продолжительность генерируемого импульса можно определить как полупериод колебаний мультивибратора, т.е. Ти=0,7СR.

Интервал времени между пусковыми импульсами одновибратора должен быть выбран с учетом времени, необходимого для подготовки (заряда) конденсатора С, после чего одновибратор приходит в первоначальное состояние (моментt3 на рис.ж). При нарушении этого условия заряд конденсатора окажется неполным и длительность выходного импульса (Tи на рис.е) будет меньше расчетной. Наименьший интервал между пусковыми импульсами называется разрешающим временем одновибратора.

Для нормальной работы одновибратора необходимо обеспечить насыщениеVT1 иVT2 в открытых состояниях и надежное запирание в закрытых. При невыполнении этих условий в одновибраторе могут возникнуть автоколебания, т.е. одновибратор будет только временно устойчивыми состояниями и в нем возникнут колебания с некоторой собственной частотой.

БЛОКИНГ- ГЕГНЕРАТОР.

Блокинг- генератор (блокинг-генератор) в отличие от мультивибратора позволяет получить мощные импульсы, весьма малой длительности (несколько десятков долей микросекунд) и сочень крутым фронтом (сотые доли микросекунд). Кроме того, он позволяет осуществить трансформаторную связь с нагрузкой, что во многих случаях бывает необходимо. Блокинг-генератор может работать как в режиме автоколебаний, так и в ждущем режиме.

Рисунок. Блокинг-генератор, работающий в автоколебательном режиме.

При подаче напряжения на блокинг-генератор появляется незначительный коллекторный ток, который протекает через обмоткуW1, создает магнитный поток, пересекающий обмоткиW2 иW3. В обмоткеW3 наводится ЭДС, плюс которой приложен к эмиттеру, а минус через конденсатор С к базе транзистораVT. ОбмоткаW3 в данном случае является источником питания эмиттерно- базовой цепи, под действием которого транзисторVT открывается и коллекторный ток лавинообразно нарастает. Так же лавинообразно, но с крутым передним фронтом происходит нарастание выходного напряженияUвых в обмоткеW2 и на резисторе нагрузкиRнагр. Когда транзистор открыт полностью (режим насыщения), напряжение на его коллекторе становится равным 0, и ток в первичной обмотке протекает не изменяясь, в это время происходит формирование выходного импульса. В следствии отсутствия изменения тока в обмоткеW1 транзистор теряет свои усилительные свойства и нарушается обратная связь коллектора с базой через обмоткуW3 (в режиме насыщения установившийся ток не наводит ЭДС в обмоткахW2 иW3). На этом этапе происходит рассасывание накопленных в базе неосновных носителей электричества, которые образуют сравнительно большой базовый ток, обеспечивающий окончательный заряд конденсатора. Через небольшой отрезок времени процесс рассасывания носителей электричества в базе заканчивается, напряжение на конденсаторе С возрастает до величины, при который начинается его разряд через резисторRсм и обмоткуW3, вызывающий запирание транзистораVT. С этого момента ток в коллекторной цепи уменьшается, в следствии чего в обмоткеW3 наводится ЭДС (восстанавливается обратная связь) положительный полюс которой через конденсатор С приложен к базе, а отрицательный- к  эмиттеру транзистора, т.е. в обратном направлении. Происходит формированное запирание транзистора, при котором ток коллектора изменяется от установившегося значения до нуля, вызывая резкое уменьшение выходного напряжения. Так формируется срез выходного импульса.

Длительность импульса Ти определяется временем, в течении которого транзистор находится в открытом состоянии. Оно зависит от индуктивности обмотки обратной связи, емкости конденсатора С и величины нагрузочного сопротивленияRнагр. После закрытия транзистора образуется пауза между импульсами. При этом образуется отрицательный импульс выходного напряжения в результате выброса коллекторного напряжения, вызываемого рассеиванием энергии, накопленной в трансформаторе. Длительность паузы Тп определяется временем, в течении которого происходит разряд конденсатора до напряжения, равного нулю. После этого начинается формирование нового импульса.

Блокинг- генератор в ждущем режиме.

При подаче напряжения Ек на блокинг-генератор транзисторVT остается в закрытом состоянии благодаря положительному напряжению на базе, подаваемому черезRсм от источника смещения Есм. Конденсатор С разряжен.

Транзистор блокинг-генератор открывается подачей отрицательного импульса с нулевым уровнем. Коллекторный ток, протекая по обмоткеW1, наводит ЭДС в выходной обмоткеW2 и обмотке обратной связиW3. Последняя формирует открытие транзистора и переход его в режим насыщения, т.к. является прямой по отношению к эмиттерно- базовому переходу транзистора. Одновременно заряжается конденсатор С. По окончании импульса входного напряжения транзистор закроется положительным напряжением смещения. Кроме того, формированию запирания транзистора способствует разряд конденсатора, при котором от него подается положительный потенциал на базу, а отрицательный- черезW3 на эмиттер. На этом заканчивается цикл работы блокинг-генератор, а новый цикл наступит с поступлением следующего отрицательного импульса на вход. Ждущий блокинг-генератор находит широкое применение в выходных цепях автоматики на полупроводниковых элементах, нагрузкой которых являются электромагнитные реле.

ОДНОВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ.

Одновибратор является формирователем одиночного импульса прямоугольной формы и фиксированной длительности, возникающего на выходе при поступлении на вход запускающего короткого импульса. Одновибратор применяется либо в качестве формирователя прямоугольных импульсов, либо в качестве узла задержки импульсов на заданное время.

Одновибратор содержит конденсатор С1, связанный с выходом компаратора на ОУ через резисторR. В качестве компаратора использована схема с ПОС через цепочкуR3R4.Микросхема ОУ выполняет в одновибраторе несколько функций :компаратора, источника напряжения для заряда конденсатора и ключа., так как коммутация цепей заряда и разряда конденсатора осуществляется при переключении компаратора. ДиодV1 служит для фиксации начального напряжения на конденсатореUсо. Элементы С2,R4,R5,V2 составляют цепь запуска, через них на схему поступает короткий запускающий импульсUвх. ЦепочкаR2R5 является дифференцирующей.

Рассмотрение работы одновибратора нужно проводить по этапам, в соответствии с порядком его работы.

1-ый этап.(исходное состояние, "ждущий" этап),Uвх=0. Будем считать, что компаратор ранее был приведен в состояниеUвых=-Uвых мах. Конденсатор С1 разряжен, т.к. диодV1 препятствует его заряду выходным напряжением ОУ через резисторR. Нетрудно убедиться, что рассматриваемое состояние устойчиво, т.е. может длиться сколь угодно долго:Uос<Uс, следовательно, компаратор действительно находится в состоянии отрицательного насыщения.

2-ой этап(формирование импульса). ПриUвх>0, к прямому входу ОУ прикладывается входное напряжение, которое действует сильнее, чем сигнал с выхода ОУ черезR3. Напряжение на прямом входе становится положительным. Поскольку на инвертирующем входе сохраняетсяUо(t1)=0, то компаратор регенеративно переключается и напряжение на его выходе скачком достигаетUвых=Uвых.мах. На этапе формирования импульса надобность в поддержании напряжения на входе после переключения компаратора отпадает, т.к. положительное насыщение ОУ поддерживается положительным напряжением с  его выхода на прямой вход по цепиR3R4. Поэтому, входной импульс одновибратора может быть весьма коротким. Приt>t1 конденсатор С1 заряжается напряжениемUвых.мах через резисторR, причем,=RC1. Этап формирован импульса завершается в моментt2, когда напряжение на конденсаторе достигает значения напряжения ПОС на прямом входе:Uс(t2)=Uос(t2)=Uвых.мах=Uо2

В этот момент компаратор регенеративно переключается.

3-ий этап (стадия восстановления исходного состояния). Итак, в моментt2 скачком устанавливаетсяUвых=-Uвых.мах. Конденсатор С1 начинает разряжаться через резисторR от источника напряжения (-Uвых.мах), при этом=RC1. В моментt3 напряжение на конденсаторе достигаетUc(t3)=0, открывается диодV1, который препятствует дальнейшему уменьшению напряжения на конденсаторе. В моментt3 стадия восстановления завершается, одновибратор готов к приходу нового импульса на входе.

Рассчитаем основные стадии работы одновибратора.

Рассчитаем длительность импульса.

Начало его формирования происходит в моментt1,Uc(0)=0, Е=Uвых.мах, постоянная времени=RC1. В момент срабатывания компаратораUс(t2)=Uо2. Учитывая связьUо2 иUвых.мах, получаем:.

Аналогично рассчитываем длительность стадии восстановленияtВ=t3-t2.

Uо(0)=Uо2, Е=-Uвых.мах.,=RC1,Uc(t3)=0.

Получим:.

Регулировка длительности импульса одновибратора может осуществляться следующими способами:

а) изменениемR илиC1 ( последнее обычно не применяется, т.к. конденсатор с переменной емкостью обладает большими габаритами и массой), при этом изменяется скорость заряда конденсатора С1.

б) изменением соотношенияR3/R4. При этом изменяется напряжение срабатывания компаратораUо2, а с ним и время, в течении которого напряжение на конденсаторе нарастает до величиныUо2.

При использовании одновибратора не следует забывать, что схемы с ПОС имеют низкую помехоустойчивость. В исходном состоянии напряжение на прямом входе ОУUос=Uо1 должно быть много больше уровня помех. Естественно, что и амплитуда входного сигнала при этом должна быть большей, чтобы обеспечить переключение компаратора в начале стадии формирования импульса.

ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩИХСЯ НАПРЯЖЕНИЙ .

Генераторы линейно изменяющихся напряжений (ГЛИН) формируют напряжения пилообразной формы.

Для создания линейной зависимости напряжения от времени чаще всего используют заряд (или разряд) конденсатора постоянным током.

Простейшая схема ГЛИН:

Рисунок. а)- простейшая схема для формирования линейно изменяющегося напряжения,

                б)- временные диаграммы напряжений в схеме.

При разомкнутом ключе Кл конденсатор С заряжается от источника токаI и напряжение на нем нарастает:

.

гдеt=0- момент начала заряда.

В моментt=t1 замыкается ключ Кл и конденсатор экспоненциально разряжается через ключ и резисторR, который введен в схему для ограничения разрядного тока. После разряда конденсатора до напряженияUс(0)=0 ключ Кл может быть разомкнут, тогда начнется вновь процесс формирования линейно нарастающего напряжения.

Известны многочисленные варианты этой схемы отличающиеся только способами построения источника токаI и ключевого элемента. Большими технико- экономическими преимуществами обладают схемы ГЛИН, построенные на ИМС. Среди них широкое распространение получили схемы с ОУ.

В схеме интегратора конденсатор заряжается постоянным током, если на вход подано постоянное напряжение. При подаче на входUвх>0 напряжение на выходе уменьшается по линейному закону:

.

Выходное напряжение нарастает так же по линейному закону

Рассмотрим ГЛИН с внешним управлением:

Рисунок. Схема ГЛИН с внешним запуском(а) и временные диаграммы сигналов (б).

Uу- управляющее напряжение. Схема состоит из компаратора и интегратора. Длительностьtи входного положительного импульсаUу определяет длительность стадии спада выходного напряженияUглин (см.рис.б), длительность стадии нарастанияUглин равна паузеtп между импульсамиUу.

При поступлении входного напряжения, амплитуда которгоUуm>Ео компаратор переходит в состояние положительного насыщенияU’=Uвых.mo. Открывается диодV1, и напряжениеUглин убывает по линейному закону, в (1) подставимR=R1. Крутизна напряженияUглин на интервале спадаt1-t2:

Sс=dUглин/dt=-Uвых.мах/R1C

При прекращении импульсаUу компаратор под воздействием напряжения Ео на инвертирующем входе переходит в состояние отрицательного насыщенияU’=-Uвых.мах. Открывается диодV2 и интегратор формирует линейно нарастающее напряжение, в (2) подставимR=R2. Крутизна нарастанияUглин на интервалеt2-t3:Sн=dUглин/dt=Uвых.мах/R2C.

ГЛИН с внешним управлением имеет важную принципиальную особенность. Установившийся режим достигается только в том случае, если равныUглин на этапах нарастания или спада, в противном случае среднее значение выходного напряжения начинает нарастать (или убывать), что в конечном случае приводит к насыщению ОУ интнграатора. Условие устойчивой работы ГЛИН сводится к требованию:            -tиSс=tпSн                          (3)

Учитывая возможную нестабильность крутизны и длительностейtи иtп, ориентироваться на невыполнение условия (3) в схеме (см.рис.а) нереально. В практических схемах максимальное и минимальное значения напряженияUглин ограничивается. В схеме (см.рис.а) для ограниченияUглин введены стабилитроныV3 иV4. Напряжение между входами ОУ интегратора приблизительно равно нулю:U0. При 0<Uглин<U1, на стабилитронеV4 действует прямое напряжениеUаv40, стабилитронV3 смещен в обратном направлении и через цепочку стабилитронов протекает малый токIо0.

Таким образом, стабилитроны в этом случае практически не влияют на процесс разряда конденсаторов. При достижении =U+=|Uстv3|, (гдеUстv3- напряжение стабилизацииV3)V3 работает в режиме электрического пробоя, разряд конденсатора С прекращается и токiОС=U’/R1 переходит с конденсатора на цепочку стабилитронов. Таким образом, напряжениеUглин сверху ограничено значениемU+. Аналогично снизу напряжениеUглин ограничено значениемU-=-|Uстv4|, гдеUстv4- напряжение стабилизацииV4.

На рисунке б, справа, показана работа стабилитронного ограничителя в моментt5. Интервал паузыt4-t6 задан достаточно большим, поэтому в моментt5 напряжение ГЛИН достигается значениеU+. С приходом очередного импульсаUу начинается процесс формирования спадаUглин, процесс описывается выражением (1) приUвых(0)=Uглин(t5)=U+.

Помимо ГЛИН с внешним управлением часто применяется ГЛИН, работающий вавтогенераторном режиме, т.е. без управляющего сигнала. Широкое распространение получила схема с ГЛИН на ОУ.

Эта схема отличается от рассмотренного выше ГЛИН наличием цепи обратной связиR3R4, которая связывает прямой вход компаратора с выходом компаратора и интегратора.

Найдем напряжениеUос методом суперпозиции:Uос=U1+U2.

НапряжениеU1 находим приUглин=0, а напряжениеU2 приU’=0. Получим:

     (4)

Временные диаграммы напряжения в схеме показаны на рисунке б. Начнем рассмотрение в моментt1, когда компаратор переходит в состояние отрицательного насыщения:U’=-Uвых.мах. При этом открывается диодV2, и на интеграторе начинается процесс формирования нарастающего напряженияUглин. НапряжениеUос на интервалеt1-t2 так же линейно нарастает в соответствии с выражением (4). Для моментаt2 из (4) получим:

        (5).

В этот моментt2 компаратор переключается, напряжение на его выходе скачком изменяется до значенияU’=Uвых.мах. В соответствии с (4) скачком изменяется и напряжениеUос. Процесс переключения компаратора развивается регенеративно за счет ПОС через резисторR4.

На интервалеt2-t3 открыт диодV1. Интегратор формирует линейно убывающее напряжениеUглин. НапряжениеUос так же линейно убывает и приt=t3 выражение (4) сводится к виду:

  (6).

Компаратор вновь регенеративно переключается, начинается формирование линейно нарастающего участкаUглин и т.д.

При расчете схемы ГЛИН в автогенераторном режиме выражения (5) и (6) позволяют связать значенияU+ иU- со значениямиR3/R4 и Ео. Крутизна спадаSс и нарастаниеSн, а так же длительность участков нарастания и спада могут быть определены из (1) при подстановкеUвых(0)=U+,R=R1 и из (2) при подстановкеUвых(0)=U-,R=R2. Нетрудно убедиться, что при Ео=0:U+=U-.

Эту схему можно так же использовать и в качестве мультивибратора, тогда выходное напряжение снимается с выхода компаратора.

ГЛИН находят очень широкое применение в технике. На их основе строятся системы развертки электронно- лучевых трубок, устройства для испытания различных объектов на электрическую прочность. Очень большую роль в современной технике играют преобразователи различных физических величин в электрические сигналы, например,преобразователи напряжения во временной интервал, в число импульсов, в фазовый сдвиг.

В качестве примера таких устройств рассмотрим следующее импульсное устройство.

Рисунок. Схема преобразователя напряжения в ширину импульсов и число импульсов.

Устройство состоит из ГЛИН, связанного с компаратором К, на второй вход которого подается входной (преобразуемый) сигналUвх. Компаратор через диод связан с первым выходом схемыRн1 и с управляющей цепью ключа КЛ, который подключает мультивибратор МВ ко второму выходуRн2.

Компаратор К фиксирует равенствоUглин(t)=Uвх(t). В момент времениt2:Uглин=Sн, гдеt2-t1=tи. Отсюда:tи=Uвх/Sн.

При переключениях компаратора на его выходе формируются прямоугольные импульсы, длительность которых прямо пропорциональна текущему значениюUвх. ПриUвых1>0 замыкается ключ Кл и в нагрузкуRн2 поступает пачка импульсов с выхода мультивибратора, число которых пропорционально интервалуtи и напряжениюUвх. Таким образом, устройство является преобразователем напряжения в число импульсов.


 

А также другие работы, которые могут Вас заинтересовать

79198. Заражение ВИЧ-инфекцией. Состав и виды 30.41 KB
  Способы совершения данного преступления различные: в результате полового контакта; при переливании крови или ее препаратов содержащих вирус; при контактах поврежденных поверхностей тела; при использовании для инъекций не стерильных шприцев а также женщинойвирусоносителем при родах либо с молоком матери зараженным вирусом и в других случаях. Состав преступления формальный для окончания преступления не требуется наступления последствий а именно заражения потерпевшего.
79199. Оставление в опасности 30.24 KB
  Преступление небольшой тяжести состав основной простой формальный Объект – общественные отношения обеспечивающие безопасность жизни или здоровья Обязательный признак – потерпевший другой человек находящийся в опасном для жизни или здоровья состоянии и лишенное возможности принять меры к самосохранению по малолетству старости болезни или вследствие своей беспомощности Объективная сторона характеризуется общественноопасным деянием в форме бездействия оставление без помощи вышеуказанного лица обстоятельства совершения...
79200. Общая характеристика преступлений против свободы, чести и достоинства личности 31.93 KB
  Отнесение рассматриваемой главы к разделу о преступлениях против личности которым открывается Особенная часть УК РФ вытекает из конституционных положений об охране свободы защите своей чести и доброго имени достоинства личности например ст. 126128 УК РФ; б честь и достоинство человека включая оценку его личности окружающими и им самим ст.
79201. Похищение человека. Состав и виды. Отличие от незаконного лишения свободы 34.79 KB
  Под похищением человека ст. Но при всех условиях похищение признается оконченным с момента захвата похищенного лица т. Наказание за похищение значительно усиливается при наличии квалифицирующих обстоятельств ч.
79202. Клевета. Состав и виды. Отличие от ложного доноса 34.68 KB
  С объективной стороны клевета определяется как распространение заведомо ложных сведений порочащих честь и достоинство другого лица или подрывающих его репутацию. Имеются в виду измышления заведомо ложные сведения подрывающие положительную оценку окружающими общественным мнением личности и его деятельности как не соответствующих этическим правовым профессиональным критериям. Обязательный элемент понятия клеветы распространение заведомо ложных сведений компрометирующих человека в устной или письменной форме в том числе в официальном...
79203. Общая характеристика преступлений против половой неприкосновенности и половой свободы личности 32.66 KB
  Разновидностью преступлений против личности являются общественно опасные посягательства на половую неприкосновенность и половую свободу человека. Видовым объектом преступлений являются общественные отношения обеспечивающие половую неприкосновенность и половую свободу личности. Непосредственным объектом выступают отношения связанные с посягательством на половую неприкосновенность и половую свободу конкретной личности нарушенные общественно опасным действием. Половые преступления в зависимости от непосредственного объекта можно подразделить...
79204. Изнасилование. Состав и виды 31.04 KB
  Беспомощное состояние потерпевшей при изнасиловании может выражаться в том что она: 1 не могла понимать характера и значения совершаемых действий в силу своего физического или психического состояния малолетства душевного расстройства беспамятства или иного болезненного состояния; 2 понимала характер совершаемых в отношении ее действий но не могла оказать сопротивления виновному физические недостатки сильное опьянение и т. Виновный же должен осознавать беспомощное состояние потерпевшей вне зависимости от того привел ли он сам...
79205. Насильственные действия сексуального характера. Состав и виды 29.74 KB
  Насильственные действия сексуального характера ст. Состав преступления предусмотренный этой статьей охватывает насильственное мужеложство и лесбиянство а также иные насильственные действия сексуального характера с применением или угрозой применения насилия либо с использованием беспомощного состояния потерпевшей потерпевшего. Под иными действиями сексуального характера понимаются любые кроме мужеложства и лесбиянства способы удовлетворения полового желания в извращенной форме.
79206. Общая характеристика преступлений против конституционных прав и свобод 33.74 KB
  В главе 19 УК РФ объединены уголовноправовые нормы о преступлениях посягающих на конституционные права и свободы человека и гражданина. Безусловно в данной главе помещены не все нормы охраняющие права и свободы человека и гражданина поскольку например жизнь здоровье охраняются нормами включенными в гл. Все охраняемые уголовным законом конституционные права и свободы человека и гражданина несмотря на их разобщенность по главам образуют видовой объект преступления совокупность конституционных прав и свобод. Субъективная сторона...